专利名称：通过限带信道提供高数据速率的调制技术的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种通过限带信道提供高数据速率的调制技术。
背景技术：
人们总是期望通过有限带宽的信道来提供具有更高数据速率的数据。已经开发出了用于通过一个信道增加数据速率的许多调制技术。例如，M-ary相移键控(phase shift keyed，PSK)以及正交幅度调制(amplitude modulation，QAM)技术允许通过将每个发送码元中的多个数据比特进行编码来压缩数据。这些系统具有相关的限制性。第一，与这些系统相关的硬件昂贵。这是因为为了正确操作，这些技术需要高等级的信道线性特性。相应地，必须执行用于载波跟踪，码元恢复，内插以及信号成形的大量信号处理。第二，这些技术对于多径效应是敏感的。这些效应需要在接收机中得到补偿。第三，这些系统为获得所期望的数据速率，通常要求其带宽大于一些应用(例如带内信道广播FM子载波业务)中可利用的带宽。
发明内容
根据本发明的原理，一种数字数据调制器连接到数字数据信号源。编码器使用可变脉宽码对数字数据进行编码。脉冲信号产生器产生表示编码数字数据信号边沿的脉冲。载波信号产生器产生其载波脉冲对应于来自脉冲信号产生器的脉冲的载波信号。一种对应数字数据解调器连接到调制信号源，其中，调制信号具有相互之间留有间隔的载波脉冲，以表示可变脉宽编码数字数据信号。检测器响应接收载波脉冲，产生可变脉宽编码信号。解码器对可变脉宽编码信号进行解码，以产生数字数据信号。
根据本发明原理的技术可以使用相对便宜的电路来实现，它不敏感于多径干扰，并且提供相当大的带宽压缩。
在附图中图1是本发明的调制器的方框图；图2是帮助理解图1所示调制器的操作的波形图；图3是可以接收根据本发明调制的信号的接收器的方框图；图4是帮助理解图1和2所示调制技术的应用的频谱图；图5是加入使用本发明的调制技术实现的带内信道数字传输信道的FM广播发射器的方框图；图6是可以接收由图5所示的FM广播发射器调制的信号的FM广播接收器的方框图；图7是帮助理解根据本发明原理的一种调制器的操作的波形图；图8是本发明另一实施例的方框图；图9是可以接收由图8所示的系统产生的信号的接收器的方框图。
具体实施例方式
图1是一个用于本发明的调制器方框图。在图1中，输入端IN接收一个数字信号。输入端IN耦合到编码器10的输入端。编码器10的输出端耦合到微分器20的输入端。微分器20的输出端耦合到电平检测器25的输入端。电平检测器25的输出端耦合到混频器30的第一输入端。本地振荡器40耦合到混频器30的第二输入端。混频器30的输出端耦合到带通滤波器(BPF)50的输入端。BPF50的输出端耦合到输出端OUT，BPF在输入端IN产生表示数字信号的已调制信号。
图2是有利于理解图1所示例调制器操作的波形图。图2为了更清楚地示例波形并没有按比例画出。在示例的实施方案中，在输入端IN的数字信号是非归零格式(NRZ)的双电平信号。该信号示例为图2中顶端的波形。NRZ信号载有连续比特，每一个持续称为比特周期的预定周期，该周期在NRZ信号中用虚线所示，并具有相应的称为比特率的频率。NRZ信号的电平全部以已知的方式来表示该比特值。编码器10使用可变脉冲宽度码来操作已编码NRZ信号。在所示实施例中，可变脉宽码是可变孔隙码(variable aperture code)。可变孔隙编码在1999年3月11日提交的作者为Chandra Mohan的国际专利申请PCT/US99/05301中有详细的描述。在该专利申请中，NRZ信号是以下面方式来进行相位编码的。
NRZ信号中的每一个比特周期在编码信号中编码为跃迁。一个以比特率的倍数M运行的编码时钟用于对该NRZ信号进行相位编码。在上述专利申请中，编码时钟以比特率九倍的速率M运行。当NRZ信号从逻辑“1”电平跃迁为逻辑“0”电平时，由原先跃迁在编码信号八编码时钟周期(M-1)中产生跃迁。当NRZ信号从逻辑“0”电平跃迁为逻辑“1”电平时，从原先跃迁在编码信号10编码时钟周期(M+1)中产生跃迁。当NRZ信号没有跃迁时，即如果连续比特具有相同的值，那么在从最后的跃迁在编码信号九编码时钟周期(M)中产生跃迁。可变孔径编码信号(VAC)示例为图2中的第二波形。
可变孔径编码信号(VAC)通过微分器20微分以产生一系列与VAC信号的跃迁时间对准的脉冲。微分器也产生VAC调制信号的90度相位移位。全部以已知方式，脉冲的上升沿跃迁产生正向脉冲以及下降沿跃迁产生负向脉冲。微分VAC信号 示例为图2中的第三信号。 信号通过电平检测器25进行电平检测以产生一系列具有连续幅度的三电平脉冲。当微分VAC信号 的值大于正门限值时，产生一个具有高值的电平信号；当微分VAC信号 的值小于负门限值时，产生一个具有低值的电平信号，否则产生的电平信号具有一个中间值，以上全部以已知方式产生。电平信号示例为图2中的第四信号(电平)。
电平信号在混频器30中调制来自本地振荡器40的一个载波信号。正脉冲产生一个具有第一相位的载波信号脉冲，以及负脉冲产生一个具有第二相位的载波信号脉冲。第一和第二相位优选为基本上偏离相位180度。该载波信号脉冲优选为基本上是一个编码时钟周期长度，在示例的实施方案中，载波信号基本上具有NRZ比特周期1/9的持续时间。选择本地振荡器40的信号频率以便优选地可以在载波信号脉冲时间周期中产生本地振荡器信号的至少10个周期。在图2中，载波信号CARR示例为最底端的波形，其中载波信号在各自的矩形包络范围内通过垂直阴影来表示。在图2所示例的CARR信号中，对应于正向电平脉冲产生的载波脉冲相位由一个“+”来表示，以及对应于负向电平脉冲产生的载波脉冲相位由一个“-”来表示。“+”和“-”仅仅基本上表示180度相位差并且他们并不用于表示任何的绝对相位。
BPF50过滤CARR信号中所有的“带外”傅立叶成分，以及载波成分本身和一个边带，仅仅剩下一个单边带信号。因此，BPF50的输出信号OUT是在输入端IN表示NRZ数据信号的单边带(SSB)相位或频率已调制信号。该信号可以通过任何已知的发送技术来发送到接收机。
图3是一个可以接收如图1所示调制信号的接收机方框图。在图3中，输入端IN耦合到参考图1和图2上面描述的已调制信号源。输入端IN耦合到BPF110的输入端。BPF110的输出端耦合到积分器120的输入端。积分器120的输出端耦合到限幅放大器130的输入端。限幅放大器130的输出端耦合到检测器140的输入端。检测器140的输出端耦合到解码器150的输入端。解码器150的输出端重现在输入端IN的已调制信号所表示的NRZ信号并耦合到输出端OUT。
在操作中，BPF110过滤带外信号，仅仅通过已调制SSB信号。积分器120反转90度相位移位，其中该移位是由微分器20(图1的)引入的。限幅放大器130将来自积分器120的信号幅度限制为恒定幅度。来自限幅放大器130的信号对应于图2所示例的载波脉冲信号CARR。检测器140不是FM鉴频器就是分别用于解调FM或PM调制的载波脉冲信号的锁相环(PLL)。检测器140检测载波脉冲并产生具有通过这些脉冲的相位和定时来表示的跃迁的双电平信号。检测器140的输出对应于图2中的VAC信号的可变比特宽度信号。解码器150执行编码器10(图1的)的逆向操作，并且在输出端OUT产生对应于图2中NRZ信号的NRZ信号。上述的美国专利申请(RCA 88,945)描述了用于图3中的解码器150。在输出端OUT，NRZ信号接着通过使用回路(未示出)来处理。
由于载波脉冲(图2中的信号CARR)以彼此精确定义的次数产生，以及这些脉冲的持续时间是有限的，所以有可能仅在脉冲所期望的次数使能检测器140。例如，在示例的实施方案中，正如上面详细描述的，每一个脉冲基本上具有NRZ信号跃迁次数之间时间1/9的持续时间。在载波脉冲接收到NRZ信号跃迁之间时间的8/9之后，由于在前的载波脉冲(表示下降沿)，连续脉冲仅仅期望在NRZ信号从那个脉冲跃迁之间时间的9/9(无跃迁)或10/9(上升边沿)产生。相似地，在载波脉冲接收到NRZ信号跃迁之间时间的10/9，由于在前载波脉冲(表示上升沿)，连续脉冲仅仅期待在NRZ信号从那个脉冲跃迁之间时间的8/9(下降沿)或9/9(无跃迁)产生。检测器140仅仅需要当载波脉冲被期望时并且仅仅在所期望脉冲持续时间的时间邻域中时才被使能。
图3中示例为160的窗口定时器具有一个耦合到检测器140状态输出端的输入端以及具有一个耦合到检测器140使能输入端的输出端。窗口定时器160监控来自检测器140的信号并且仅仅当载波脉冲被期望时以及仅仅在上面所述的脉冲持续时间的时间领域中时使能该检测器。
在示例性的实施方案中，调制信号的能量主要位于比特率0.44(8/18)以及0.55(10/18)倍之间，因此具有比特率0.11倍的带宽。这将导致九倍地增加带宽中数据速率。其他的压缩比率通过改变编码时钟与比特率的比率很容易地实现，本领域的熟练技术人员将很容易理解折中选择和限制。
上面描述的系统可在发送机和接收机中通过比M-ary PSK或QAM调制技术较低复杂性的回路来实现。更具体而言，在接收机中，在提取已调制信号之后，可以使用限幅放大器(例如130)，其具有较少的花费并且节约能量。而且NRZ信号的编码和解码都可以名义上通过快速可编程逻辑器件(PLDs)执行。这些器件相对便宜(目前为1到2美元)。另外，在该系统中不存在符号间干扰，因此不要对波形整形。而且，除了时钟恢复环路以外不需要跟踪环路。
正如上面所描述，由于载波发送仅仅在比特边界上发生而且在整个比特周期不连续，可以在接收机中使用时间窗口，仅仅以脉冲期望的次数来检测接收的载波脉冲。因此，当前系统中不存在多径问题。
上述调制技术的一个应用是与FM单声道和立体声广播音频信号同时传输CD质量数字音乐。图4是帮助理解图1和2所示调制技术这一应用的频谱图。图4a示出美国FM广播信号的功率包络。在图4a中，水平线表示频率，并且表示大约88MHz与大约107MHz之间的某VHF频带部分。垂直方向表示信号强度。图中示出两个相邻广播信号的允许频谱包络。每个载波如垂直箭头所示。每个载波的周围是承载在载波上FM调制的广播信号的边带。
在美国，FM广播电台可以以全部功率在100kHz载波范围内的边带上广播单声道和立体声音频。在图4a中，这些边带不用阴影示例。广播电台可以在100kHz到200kHz的边带中广播其他信息，但是在该边带内的发送功率必须低于全功率30dB。这些边带用阴影示例。邻近电台(在相同的地理区域)必须通过至少400kHz来分离。
在图4a中较低频率广播信号载波的最上面边带在图4b的较低频谱图中示例。在图4b中，垂直方向表示调制百分比。在图4b中，单声道音频信号L+R音频信号以90％的调制电平在0到15kHz边带中发送。L-R音频信号作为抑制子载波38kHz频率附近的双边带抑制载波信号以45％调制电平来发送。下边带(1sb)在23kHz到38kHz的范围内，以及上边带(usb)在38kHz到53kHz的范围内。19kHz导频音调(抑制载波频率的一半)也包含在主载波附近的边带中。因此，在主载波(即53kHz到100kHz)附近的上边带(图4b)和下边带(未示出)中47kHz保留用于广播电台以全功率来广播其他的信息。正如上面所述，从100kHz到200kHz发送的功率必须低于全功率30dB。
使用上面描述的图1和图2所示例的调制技术，128千比特一每秒(kbps)信号，其包含MP3CD质量音频信号，可以在小于20kHz的带宽内发送。如图4b中所示例的，该数字音频信号可以放置在上边带(例如)53kHz和100kHz之间的空间并作为子载波信号与正常广播立体声音频信号一起被发送。在图4b中，数字音频信号是上面描述的中心在70kHz附近的SSB信号，并且数字音频信号的范围大约是从60kHz到80kHz。这在主载波100kHz的范围内，因此可以以全功率发送。这种信号称为带内信道(IBOC)信号。
图5是加入根据上面参照图1到3所述的调制技术实现的带内信道数字传输信道的FM广播发射器的方框图。在图5中，这些和图1所示单元相同的单元用标有“图1”的虚线矩形包围起来，指定为相同的参考数字并且在下面不再详细描述。编码器10，微分器20，混频器30，振荡器40以及BPF50合并产生表示数字输入信号(图2的NRZ)的SSB相位或频率已调制信号(图2的CARR)，所有这些都在上文中参考图1加以描述。BPF50的输出端耦合到放大器60的输入端。放大器60的输出端耦合到第二混频器70的第一输入端。第二振荡器80耦合到第二混频器70的第二输入端。第二混频器70的输出端耦合到第一滤波器/放大器260的输入端。第一滤波器/放大器260的输出端耦合到信号合成器250的第一输入端。
广播基带信号处理器210的输出端耦合第三混频器220的第一输入端。第三振荡器230耦合到第三混频器220的第二输入端。第三混频器220的输出端耦合到第二滤波器/放大器240的输入端。第二滤波器/放大器240的输出端耦合到信号合成器250的第二输入端。信号合成器250的输出端耦合到功率放大器270的输入端，其中功率放大器270耦合到一个发送天线280。
在操作中，编码器10接收一个表示数字音频信号的数字信号。在一个优选实施方案中，该信号是一个MP3兼容数字音频信号。更具体而言，该数字音频数据流使用Reed-Solomon(RS)码来前向纠错(FEC)编码。然后，将该FEC编码数据流分组。接着通过图1所示回路将这种分组数据压缩成正如上面详细描述的SSB信号。
将振荡器40产生的信号频率选择为10.7MHz，所以来自编码器10的数字信息被调制成10.7 MHz的中心频率。该调制频率可以是任何频率，但是更加具体选择的该频率可对应于现存低成本BPF滤波器的频率。例如，典型BPF滤波器的中心频率为6MHz，10.7MHz，21.4MHz，70MHz，140MHz，等等。在示例性的实施方案中，选择10.7MHz作为调制频率，以及将BPF50应用为一个现存的10.7MHz滤波器。经BPF50滤波的SSB信号通过放大器60放大并且通过第二混频器70和第二振荡器80合并进行上变频。在示例性的实施方案中，第二振荡器80产生77.57MHz的信号并且将SSB上变频到88.27MHz。该信号被滤波并且进一步通过第一滤波器/放大器260放大。
广播基带信号处理器210全部以已知方式接收立体声音频信号(未示出)并且执行形成基带复合立体声信号必要的信号处理，该复合立体声信号包括位于基带的L+R信号，载波频率为38kHz以及导频音调为19kHz的双边带抑制载波L-R信号。接着将该信号调制到指定为FM电台频率的载波信号上。第三振荡器230产生一个指定为广播频率的载波信号，在优选实施方案中该广播频率为88.2MHz。第三混频器220产生图4b所示例的用复合单声道以及立体声音频信号所调制的已调制信号。在载波频率88.2MHz的调制信号，具有在图4b中所示例的标准广播音频边带，接着被滤波并且通过第二滤波器/放大器240放大。该信号与来自第一滤波器/放大器260的已SSB调制数字信号合并以形成一个复合信号。如图4b所示，该复合信号都包括在载波88.2MHz上调制的标准广播立体声音频边带，以及在载波上(88.27MHz)载有中心频率为70kHz的数字音频信号的SSB已调制信号。接着通过功率放大器270将该复合信号功率放大并且将该信号提供给发送天线280以便发送到FM广播接收机。
图6是一个可以接收图5所示FM广播发送机所调制信号的FM广播接收机方框图。在图6中，这些与图3所示例单元相同的单元用标有图3字样的虚线矩形标出，并用相同的标号指定，在下文中不再详细描述。在图6中，接收天线302耦合到RF放大器304。RF放大器304的输出端耦合到第一混频器306的第一输入端。第一振荡器308的输出端耦合到第一混频器306的第二输入端。第一混频器306的输出端耦合到BPF310和可调BPF110各自的输入端。BPF310的输出端耦合到中频(IF)放大器312的输入端，其中该中频放大器可以是一个限幅放大器。中频(IF)放大器312的输出端耦合到FM检测器314的输入端。FM检测器314的输出端耦合到FM立体声解码器316的输入端。
在操作中，RF放大器304接收并且放大来自接收天线304的RF信号。第一振荡器308产生频率为98.9MHz的信号。第一振荡器308和第一混频器306的合并起来将88.2MHz主载波信号下变频为10.7MHz，以及将SSB数字音频信号从88.27MHz下变频为10.63MHz。BPF310以已知方式仅通过10.7MHz附近的FM立体声边带(L+R和L-R)。IF放大器312放大该信号并且将其提供给产生基带复合立体声信号的FM检测器314。FM立体声解码器316以已知的方式将基带复合立体声信号解码以产生表示发送音频信号的单声道和/或立体声音频信号(未示出)。
在示例性的实施方案中，可调BPF110调到中心频率10.63MHz，并仅仅通过该频率附近的数字音频信号。在示例性的实施方案中，BPF110的通带范围从10.53MHz到10.73MHz。BPF110，积分器120，限幅放大器130，检测器140，解码器150以及窗口定时器160合并起来操作以提取已调制数字音频信号，并解调和解码该信号以重现数字音频信号，以上操作以参考图3上面所描述的方式进行。以一种合适的方式通过进一步的回路(未示出)处理来自解码器150的数字音频信号以产生对应于发送数字音频信号的音频信号。更具体而言，将该信号分组，检测并纠正在发送过程中引入的任何错误。全部以已知方式接着将纠正的比特流转换为立体声音频信号。
上面描述的实施方案提供了1024QAM系统的等效压缩性能。但是，实际上，由于很难解决噪声以及由于紧密的星座空间导致的多径符号间干扰，因此QAM系统被限制在256QAM附近。由于窄的且宽距离的载波脉冲，上述系统不具有ISI问题。简而言之，更高数据速率可以在较窄带宽信道中发送，该信道没有与诸如QAM的其他技术相关的问题。
返回来参考图2，在CARR信号中，它可能看起来，载波脉冲之间的间隙相对宽，没有任何载波信号在间隙中发送。可以在本发明的可替换实施方案中使用这些间隙。图7是有利于理解根据该可替换实施方案调制器操作的CARR信号更加详细的波形图。正如上面所描述的，在图1所示例的编码器中，编码时钟信号具有NRZ信号比特周期1/9的周期。在图7中虚的垂直线表示编码时钟信号周期。载波脉冲允许的时间位置用虚线矩形来表示。载波脉冲可以在先前的脉冲之后产生8，9或10时钟脉冲。因此，载波脉冲可以在三个邻近时钟周期的任何一个中产生。载波脉冲A假定为来自先前的脉冲的8时钟脉冲，载波脉冲B假定为来自先前的脉冲的9时钟脉冲，以及载波脉冲C假定为来自先前的脉冲的10时钟脉冲。
正如上面所描述的，当载波脉冲是来自先前脉冲(A)的8时钟脉冲时，这表示NRZ信号的下降沿，以及可以迅速跟随一个9时钟脉冲间隔(D)，这表示NRZ信号中无变化，或表示NRZ信号中上升沿的10时钟脉冲间隔(E)。相似地，当载波脉冲是表示NRZ信号下降沿的来自先前脉冲(C)的10时钟脉冲时，可以仅仅迅速跟随有表示NRZ信号上升沿的8时钟脉冲间隔(E)，或表示NRZ信号中未变化的9时钟脉冲间隔(F)。当载波脉冲离前一载波脉冲9个时钟脉冲(B)时，这表示NRZ信号中没有变化，并且紧接在后面的可以是表示NRZ信号中后沿的8个时钟脉冲(D)、表示NRZ信号中没有变化的9个时钟脉冲(E)或者表示NRZ信号中前沿的10个时钟脉冲(F)间距。这些均如图7所示。可以知道，在NRZ比特周期的九个编码时钟周期中，三个相邻脉冲中的一个可以潜在地包含载波脉冲，而其他六个都不能包含载波脉冲。
在CARR信号(从周期t4到t10)中没有产生载波脉冲的间隔中，其他辅助数据可以在载波信号上调制。这在图7中示例为用垂直虚线表示的一个圆形矩形(辅助数据)。保持在该间歇周围的最后潜在载波脉冲(C)之后和下一个连续潜在载波脉冲(D)之前的保护周期t以将载波脉冲(A)-(F)之间潜在的干扰最小化来得以维持，其中的载波脉冲(A)-(F)载有数字音频信号以及载波调制(辅助数据)载有辅助数据。
图8是一个可以执行调制编码数据流中包含辅助数据的本发明实施方案的方框图。在图8中，这些与图1所示例相同的单元指定为相同标号并且在下面不再详细描述。在图8中，辅助数据(AUX)源(未示出)耦合到先进先出(FIFO)缓冲器402的输入端。FIFO缓冲器402的输出端耦合到多路复用器404的第一数据输入端。多路复用器404的输出端耦合到混频器30的输入端。电平检测器25的输出端耦合到多路复用器404的第二数据输入端。编码器10的定时信号输出端耦合到多路复用器404的控制输入端。
在示例性的实施方案中，辅助数据信号AUX假定能够直接调制载波信号。本领域的熟练人员将理解如何编码，否则应准备一个用于以最适合于该信号特征的方式来调制载波的信号。另外，在示例的实施方案中，辅助数据信号假定是数字形式。但是，这不是必要的。该辅助数据信号也可以是模拟信号。
在操作中，编码器10包括控制脉冲相对定时的内部定时回路(未示出)。当脉冲在CARR信号中可潜在地产生时，该定时回路可以以一种本领域熟练人员所理解的方式修改以产生一个具有在三个邻近编码时钟周期t1到t4中第一状态的信号，并产生具有在剩下编码时钟周期t4到t10中第二状态的信号。当脉冲有可能产生时，在周期(t1到t4)该信号可以用于控制多路复用器404以将微分器20的输出端耦合到混频器30的输入端，否则在周期(t4+Δt到t10-Δt)，用于控制复用器以将FIFO缓冲器402的输出端耦合到混频器30。在周期(t1到t4)当微分器20的输出端耦合到混频器30，图8的回路是图1中所示例的结构，以及按照上面详细描述的进行操作。
在FIFO缓冲区402连接到混频器30的(t4+At到t10-At)周期内，来自FIFO缓冲区402的数据调制来自振荡器40的载波信号。FIFO缓冲区402用来以不变比特速率接收数字辅助数据信号，并且在可以产生载波脉冲(A)-(C)的时间周期(t1到t4)内对信号进行缓冲。然后，FIFO缓冲区402在要发射辅助数据的(t4+At到t10-At)时间周期内以较高比特速率将所存储辅助数据提供给混频器30。通过CARR信号的辅助数据突发的净吞吐量必须匹配来自辅助数据信号源(未示出)的辅助数据的不变净吞吐量。本领域的技术人员将理解如何匹配吞吐量，以及如何处理超载运行和欠载运行，所有这些均以公知方式。
图9是一个可以接收图8所示例系统产生信号的接收机方框图。在图9中，与图3所示例单元相同的单元被指定相同标号并且在下面不再详细描述。在图9中，检测器140的输出端耦合到可控制开关406的输入端。可控制开关406的输出端耦合到解码器150的输入端。可控制开关406的第二输出端耦合到FIFO408的输入端。FIFO408的输出端产生辅助数据(AUX)。正如图3中，窗口定时器160的输出端不是耦合到检测器140的使能输入端，而是耦合到可控制开关406的控制输入端。
在操作中，图9中的检测器140总是使能的。来自窗口定时器160的窗口信号对应于图8中编码器10所产生的定时信号。当载波脉冲(A)-(C)能够潜在地产生时，窗口信号在周期(t1到t4)具有第一状态，否则在周期(t4到t10)时具有第二状态。在周期(t1到t4)当载波脉冲(A)-(C)能够潜在地产生定时器160条件时，可控制开关406将检测器140耦合到解码器150。这种结构与图3中所示例的结构相同，并且按照上面详细描述的来操作。
在剩下的比特周期(t4到t10)，检测器140耦合到FIFO408。在该周期中，解调已调制的辅助数据并将其提供给FIFO408。以对于FIFO402(图8的)相应的方式，FIFO408接收来自检测器140的辅助数据突发，并且以连续比特速率产生辅助数据输出信号AUX。该辅助数据信号表示编码用于调制载波的辅助数据。进一步的处理(未示出)可以是必须做的，即将接收的辅助数据信号解码为想要的格式。
权利要求
1.一种数字数据调制器，其特征在于数字数据信号源(IN)；编码器(10)，用于使用可变脉宽码对数字数据进行编码；脉冲信号产生器(20，25)，产生表示编码数字数据信号边沿的各自脉冲；以及载波信号产生器(30，40)，用于产生其载波脉冲对应于各自脉冲的载波信号。
2.如权利要求1所述的调制器，其特征在于，可变脉宽码为可变孔隙码。
3.如权利要求1所述的调制器，其特征在于编码器(10)用于产生具有前沿和后沿的编码数字数据信号；脉冲信号产生器(20，25)响应数字数据信号中的第一边沿而产生正脉冲，并且响应数字数据信号中的不同第二边沿而产生负脉冲；以及载波信号产生器(30，40)产生响应正脉冲而具有第一相位且响应负脉冲而具有第二相位的载波脉冲。
4.如权利要求3所述的调制器，其特征在于，第一相位与第二相位之间的相差大致为180度；所述第一边沿为前沿；并且所述第二边沿为后沿。
5.如权利要求1所述的调制器，其特征在于，脉冲信号产生器包括微分器(20)，连接到编码器；以及电平检测器(25)，连接到微分器。
6.如权利要求1所述的调制器，其特征在于，载波信号包括载波振荡器(40)；以及混频器(30)，其第一输入端连接到脉冲信号产生器(20，25)，并且第二输入端连接到载波振荡器(40)。
7.如权利要求6所述的调制器，其特征还在于带通滤波器50连接到混频器(30)的输出端。
8.一种数字数据解调器，其特征在于调制信号源(IN)，其中，调制信号具有相互之间留有间隔的载波脉冲，以表示可变脉宽编码数字数据信号；检测器(140)，用于响应接收载波脉冲而产生可变脉宽编码信号；解码器(150)，用于对可变脉宽编码信号进行解码以产生数字数据信号。
9.如权利要求8所述的解调器，其特征在于，可变脉宽码为可变孔隙码。
10.如权利要求8所述的解调器，其特征在于，载波脉冲具有第一相位和第二相位中的一个。
11.如权利要求10所述的解调器，其特征在于，第一相位与第二相位之间的相差大致为180度。
12.如权利要求8所述的解调器，其特征在于，调制信号源与检测器之间连接有带通滤波器(110)；积分器(120)；以及限幅放大器(130)。
13.如权利要求8所述的解调器，其特征在于窗口定时器(160)，连接到检测器(140)，用于在预期到载波脉冲的时间邻域内产生窗口信号；并且，其中检测器(140)通过窗口信号来激活。
14.一种数字数据调制方法，其特征在于，该方法包括如下步骤提供数字数据信号源；使用可变脉宽码对数字数据进行编码；产生表示编码数字数据信号边沿的各自脉冲；以及产生其载波脉冲对应于各自脉冲的载波信号。
15.一种数字数据解调方法，其特征在于，该方法包括如下步骤提供调制信号源，其中调制信号具有相互之间留有间隔的载波脉冲，以表示可变脉宽编码数字数据信号；响应接收载波脉冲而产生可变脉宽编码信号；对可变脉宽编码信号进行解码以产生数字数据信号。
全文摘要
一种数字数据调制器(图1)连接到数字数据信号源(IN)。编码器(10)使用可变脉宽码对数字数据进行编码。脉冲信号产生器(20，25)产生表示编码数字数据信号边沿的脉冲。载波信号产生器(30，40)产生其载波脉冲对应于来自脉冲信号产生器的脉冲的载波信号。一种对应数字数据解调器(图3)连接到调制信号源(IN)，其中，调制信号具有相互之间留有间隔的载波脉冲，以表示可变脉宽编码数字数据信号。检测器(140)响应接收载波脉冲而产生可变脉宽编码信号。解码器(150)对可变脉宽编码信号进行解码以产生数字数据信号。
文档编号H04L27/156GK1449613SQ01814645
公开日2003年10月15日 申请日期2001年7月20日 优先权日2000年7月25日
发明者钱德拉·莫汉, 张智明, 杰延塔·梅江达 申请人:汤姆森特许公司