专利名称：峰值功率和包络幅度调节器以及以这种调节器为特征的码分多址发射机的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及功率控制，更具体地说，涉及峰值功率调节。
背景技术：
在诸如蜂窝和个人通信系统(PCS)之类的无线应用中，码分多址(CDMA)技术的使用正在不断增长。随着CDMA技术结合到诸如目前所定义的第三代(3G)直接扩频(DS)-CDMA通信系统之类的新标准中，对其使用将继续保持重要的地位。在CDMA技术中，各在不同编码信道上传送信息的多个用户和/或各用户的多个数据流共用相同的频道，以下称作载波。此外，CDMA发射机还可使用多个载波，因此多个CDMA载波共用特定发射机中的同一功率放大器和其它部件。用户之间的这种载波共用和/或载波之间的功率放大器及其它部件的共用使复合信号具有要由所述部件处理的高峰值对平均功率比(PAPR)。在3G DS-CDMA标准中，多个编码信道在3G移动台中共用相同载波。因此，与基站相似，具有可能较高的PAPR的复合信号输入到3G移动台的功率放大器中。
为了满足带外辐射要求，要求具有这种高PAPR输入的功率放大器和其它部件在大的动态范围内提供好的线性。这就使功率放大器成为通信系统中的最昂贵的部件之一。高PAPR还意味着功率放大器工作具有低的功率效率。考虑3G DS-CDMA的情况时，这种低功率效率减少3G移动台的电池使用寿命。
因此需要一种装置，它能够降低输入到功率放大器的CDMA信号的PAPR。这种装置应当减小复合输入信号的峰值，以便能够采用不太昂贵的功率放大器，而带外辐射仍得到完全控制。这种装置还应当比较便宜，并且带内信号质量方面的任何降低也应当处于可接受的范围之内。
发明概述本发明针对最好是在码分多址(CDMA)发射机中工作的峰值功率和包络幅度调节器。这些调节器用来减少输入信号中的峰值功率尖峰信号，控制带外辐射以及将带内信号质量保持在可接受的降低范围之内。
根据第一广义方面，本发明是一种峰值功率调节器，向其输入至少一个输入信号，它输出至少一个对应于输入信号的输出信号。在这方面，功率调节器包括第一和第二延迟装置、功率估算装置、比例因子发生器、过剩功率校正发生器、滤波装置以及过剩功率消除装置。第一和第二延迟装置产生与输入信号对应的第一和第二延迟信号。功率估算装置通过使用输入信号来产生与输入信号对应的整体输入功率估算信号。比例因子发生器通过使用整体输入功率估算信号和最大可接受功率信号来产生比例因子。过剩功率校正发生器利用比例因子和第一延迟信号来产生过剩功率校正信号。滤波装置对过剩功率校正信号进行滤波而产生经滤波的过剩功率校正信号。而且过剩功率消除装置利用经滤波的过剩功率校正信号和第二延迟信号来产生输出信号。
根据第二广义方面，本发明是一种包络幅度调节器，向其输入至少一个IF输入信号，它输出至少一个对应于IF输入信号的IF输出信号。在这方面，包络幅度调节器包括第一和第二延迟装置、包络幅度估算装置、比例因子发生器、过剩功率校正发生器、滤波装置以及过剩功率消除装置。包络幅度调节器产生与IF输入信号对应的第一和第二延迟IF信号。包络幅度估算装置通过使用IF输入信号来产生与IF输入信号对应的整体输入包络幅度估算信号。比例因子发生器通过使用整体输入包络幅度估算信号和最大可接受包络幅度信号来产生比例因子。过剩功率校正发生器采用比例因子和第一延迟IF信号来产生过剩功率校正信号。滤波装置对过剩功率校正信号进行滤波而产生经滤波的过剩功率校正信号。而且，过剩功率消除装置采用经滤波的过剩功率校正信号和第二延迟IF信号来产生IF输出信号。
根据第三广义方面，本发明是一种用于在峰值功率调节器中调节输出功率的方法，向该调节器输入至少一个输入信号，它输出至少一个对应于输入信号的输出信号。在这方面，该方法包括以下步骤估算与输入信号对应的整体输入功率电平；通过使用整体输入功率电平的估算值和最大可接受输入功率信号产生比例因子；将输入信号延迟第一量；通过使用比例因子和延迟第一量的输入信号来产生过剩功率校正信号；对过剩功率校正信号进行滤波；将输入信号延迟第二量，其中第二量大于第一量；以及通过使用延迟第二量的输入信号和经滤波的过剩功率校正信号来产生输出信号。
在其它方面，本发明是一种CDMA发射机，其中结合了根据本发明上述方面之一的峰值功率调节器或包络幅度调节器。
通过阅读以下结合附图对本发明的特定实施例的说明，本领域的技术人员将会十分清楚本发明的其它方面和特点。
附图概述下面参照以下附图对本发明进行说明，其中
图1是根据本发明的一个实施例的单载波发射机的方框图；图2是用于图1所示发射机的单载波基带峰值功率减小(PPR)模块的第一实现的原理框图3是根据本发明的另一个实施例的多载波发射机的方框图；图4a是用于图3所示发射机的多载波基带PPR模块的第一实现的原理框图；图4b是用于图4a所示多载波基带PPR模块中的包络幅度预测器的另一个实施例；图5是根据本发明的另一个实施例的多载波发射机的方框图；图6是用于图5所示发射机中的多载波中频(IF)PPR模块的第一实现的原理框图；图7是用于图6的IF PPR模块中的可行包络检测器的原理框图；图8a是用于图1所示发射机中的单载波基带PPR模块的第二实现的原理框图；图8b是用于图1所示发射机中的单载波基带PPR模块的第三实现的原理框图；图9是用于图3所示发射机的多载波基带PPR模块的第二实现的原理框图；图10是一种多载波合成器的原理框图，该合成器能够与图2、8a及8b所示单载波基带PPR模块配合使用，执行多载波基带PPR模块的操作；图11是一种多载波发射机的方框图，其中包括图10所示的多载波合成器；以及图12是用于图5所示发射机的多载波IF PPR模块的第二实现的原理框图。
最佳实施例的详细说明本发明的实施例针对能够在CDMA发射机中实现的峰值功率减小(PPR)框。虽然以下所述的本发明实施例结合在CDMA发射机中，但本发明不限于这种实现。例如，根据本发明的PPR模块能够用于要求峰值功率减小和带外辐射的控制的任何发射机中。
下面参照图1说明采用根据本发明的一个实施例的基带峰值功率减小(PPR)模块的单信道CDMA发射机。数据源(DS)102产生数据流104，用于在与多个用户和/或各用户的多个数据流对应的多个编码信道上传送。来自DS 102的这些数据流104在信道编码器和扩频器(CES)106中进行编码、扩频和组合，输出同相(I)基带信号108和正交(Q)基带信号110。I和Q基带信号108、110则由基带脉冲整形滤波器(BPSF)112进行脉冲整形，然后向基带PPR模块118输出脉冲整形后的I和Q基带信号114、116，下面结合图2、8a和8b对其实现进行详细说明。来自基带PPR模块118的输出是峰值功率减小的基带信号120、122，它们随后在正交调制器(QM)124中进行调制。来自QM 124的输出信号126输入到上变频器(UC)128，它将信号频率移到所需发射频率。从UC 128输出的上变频信号130输入到功率放大器(PA)132。来自PA 132的输出信号134在通过天线138发射到空中之前由RF滤波器(RFF)136进行滤波。
众所周知，UC 128可包含多级上变频操作。另外，图1中未标出数据信息信号从数字向模拟格式的转换。这种转换最好是在基带PPR模块118和QM 124之间或者在QM 124和UC 128的最后上变频级之间任何位置进行。在以下参照图5、6和7进行详细说明的本发明的其它实施例中，删去了基带PPR模块118，而在QM 124之后包含了中频(IF)PPR模块。
图2说明在图1所示单载波发射机中实现的基带PPR模块118的第一实现。基带PPR模块118采用非线性基带处理，在瞬间将脉冲整形的I和Q CDMA基带信号114、116缩放到可接受的阈值范围内。基带信号的缩放产生在正交调制之后等效缩放到预配置幅度阈值的调制CDMA信号的包络。
图2中所示的基带PPR模块118包括平方包络幅度预测器202，其输入为I和Q基带信号114、116；乘法器204，其输入为来自平方包络幅度预测器202的输出以及可配置的阈值信号T；映射表206，其输入为来自乘法器204的输出；平均功率调节器208，其输入为映射表206的输出；延迟单元210，其输入为I和Q基带信号114、116；乘法器212，其输入为来自延迟单元210和平均功率调节器208的输出；以及低通滤波器(LPF)单元214，其输入为来自乘法器212的输出，产生对基带PPR模块118的基带输出120、122，它们随后输入到QM124。LPF单元214包括两个LPF，每个LPF用于来自乘法器212的各输出。
等效于功率估算装置的平方包络幅度预测器202估算由正交调制后的基带信号114、116所形成的调制CDMA波形包络的平方幅度，以下称作平方包络幅度，并输出表示该平方包络幅度的信号。根据本特定实现，平方包络幅度预测器202包括第一平方器216，将I基带信号114与其自身相乘；第二平方器218，将Q基带信号116与其自身相乘；以及加法器220，对第一和第二平方器216、218的输出求和。来自加法器220的输出是对应于基带信号114、116的平方包络幅度。
乘法器204用来建立比例阈值。可配置阈值T设置为一除以通信系统设计人员所定义的最大可接受包络幅度并求平方。对应于基带信号114、116的实际平方包络幅度在平方包络幅度预测器202中产生并输入到乘法器204之后，乘法器204产生实际包络幅度的平方和最大可接受包络幅度的平方之比u。
这个比值u输入到映射表206中，通过使用映射函数f来产生一个比例因子，应当根据这个比例因子来调整基带信号114、116的增益，以保证不存在任何不必要的功率峰值。映射函数f定义如下 如果比值u小于或等于1，即表示实际包络幅度小于或等于最大可接受包络幅度，则从映射函数f输出的比例因子f(u)设置为1。如果比值u大于1，则表示实际包络幅度大于最大可接受包络幅度，从映射函数f输出的比例因子f(u)设置为足以降低对应于基带信号114、116的功率的值，使得调制后所产生的实际包络幅度等于最大可接受包络幅度。在这种情况下，来自映射表206的输出通过对比值u的平方根取倒数来计算，因而比例因子f(u)等于最大可接受包络幅度除以实际包络幅度的预测值。映射函数f可采用查找表或者通过使用逻辑电路来实现。
平均功率调节器208对于PPR模块的操作不是关键的，而是一个可选单元，用来使基带PPR模块118的平均输出功率与平均输入功率保持一致，而不管峰值功率尖峰信号被缩小。根据图2的特定实现，平均功率调节器208包括平方单元222，与平均值发生器223和平方根取倒数单元224串联，平方根取倒数单元224的输出与映射表206的输出一起输入乘法器226中。
平方单元222的输入为映射表206中所产生的比例因子f(u)，并产生输出f2(u)，它对应于与其自身相乘之后的比例因子，以下称作平方比例因子(SSF)。
平均值发生器223用于确定平方单元222所产生的SSF平均值。对于平均值发生器223存在许多可行的实现。在一个实施例中，平均值发生器223对N个所产生的SSF求和，然后再将结果除以N，其中N为平均周期。在图2的实现中，通信系统设计人员将平均周期设置(APS)信号输入平均值发生器223中，它确定N的值。在这种平均值发生器223的一个示范实现中，采用N维的旋转窗口，允许进行连续的求和和除法运算。这个算法中，在旋转窗口中最新产生的SSF取代最早产生的SSF，从而将窗口的维数保持在N并保证平均SSF估算充分准确。其它实现具有采用各种类型的LPF实现的平均值发生器223。
表示平均SSF的来自平均值发生器223的输出信号输入到平方根取倒数单元224中。平方根单元224输出一个信号，它对应于SSF的平均值倒数的平方根，以下称作倒数均方根(RMS)比例因子。
平方根取倒数单元224上所产生的倒数RMS比例因子在乘法器226中与映射表206所输出的当前比例因子f(u)相乘，产生瞬时增益值，该值输入到各乘法器212中以便缩放基带信号114、116。瞬时增益值是当前比例因子f(u)和RMS比例因子之比，用于缩放I基带信号114和Q基带信号116。在图2所示实现中，来自乘法器212的结果使全部功率峰值减小，以及使平均输出功率与平均输入功率保持一致。不使用平均功率调节器208，来自基带PPR模块118的平均输出功率则会小于平均输入功率，因为在没有功率峰值期间不增加额外功率，功率峰值期间的功率会减小。平均功率调节器208始终按照包含峰值功率周期在内的全部周期上的功率平均降低来增加瞬时增益值，从而对平均功率的降低进行完全补偿。
连接乘法器212的输出的容易理解的LPF单元214用来消除基带PPR模块118中的处理所产生的带外辐射。连接在基带信号114、116和乘法器212之间的延迟单元210用来使基带信号延迟，使得基带信号114、116与乘法器226所产生的瞬时增益值准确地对准。
本领域的技术人员应当理解，与映射表206结合并且可能与平均功率调节器208结合的乘法器204可看作是比例因子发生器。还应当知道，乘法器212和LPF单元214可分别看作是功率缩放装置以及滤波装置。
虽然图2所示的单载波基带PPR模块118的说明符合一种实现，但应知道可进行修改。例如，如上所述，在一些其它实施例中删去平均功率调节器208。这从基带PPR模块118中产生一个不一定等于平均输入功率的平均输出功率。在映射函数f中的平方根运算的位置方面也可进行修改。在一个实施例中，一个额外的平方根单元包含在加法器220和乘法器204之间。为了对这种变化进行调整，可配置阈值信号T重新定义为1除以最大可接受包络幅度，以及映射表206中的映射函数f调整如下 下面参照图3说明根据本发明的另一个实施例、采用基带PPR模块的多载波CDMA发射机。多载波发射机与图1所示的单载波发射机相似，只不过多载波发射机包括多个预调制载波通路。图3所示实例中说明了具有三个载波的发射机，但这并不意味着限制本发明的范围。
在这种发射机中，三个DS 302产生三组分离的数据流304，其中的每一组均允许在与多个用户和/或各用户的多个数据流对应的多个编码信道上传送。这些数据流304在三个相应的CES 306中经过编码、扩频以及组合，输出相应的I和Q基带信号308、310。这些基带信号308、310则通过三个相应的BPSF 312进行脉冲整形，它们的全部输出均输入到多载波基带PPR模块318中，其实现将在下文中结合图4a、4b以及9进行详细说明。来自多载波基带PPR模块318的输出为三对峰值功率减小的I和Q基带信号320、322。随后，每对基带信号320、322在三个相应的QM 324中分别经过正交调制。来自QM 324的输出信号326输入到合成器327，以产生输入到UC 328中的单个复合IF信号，UC 328将信号频率移到所需发射频率。来自UC 328的上变频信号330随后在多载波功率放大器(MCPA)332中经过功率放大，其中来自MCPA 332的输出信号334在通过天线338传送到空中之前由RFF 336进行滤波。
应当知道，与图1的单载波发射机相似，多载波发射机的其它实施例也是可行的。和单载波发射机中一样，多载波发射机必须具有将信号从数字转换为模拟格式的附加级。对于更容易的延迟校准，图3所示多载波发射机的最佳实施例具有合成器327和最终上变频级之间的数-模转换，但这不应当限制本发明的范围。
下面参照图4a来说明图3所示多载波基带PPR模块318的第一实现。单载波和多载波基带PPR模块118、318之间的整体概念是相同的，只不过实现需要一些修改。多载波基带PPR模块318包括包络幅度预测器402，与乘法器404、映射表406以及某些实施例中的平均功率调节器408串联；三个延迟单元410；六个乘法器412；以及三个LPF单元414，每个LPF单元包含两个LPF。
包络幅度预测器402将BPSF 312所输出的三对基带信号314、316作为输入。每对基带信号314、316输入到一对平方器416、418中，平方器416、418的输出被输入到相应的加法器419中。各组平方器416、418和加法器419等效于图2所示的平方包络幅度预测器202。图4a中的包络幅度预测器402还包括三个平方根单元420，它们与相应的加法器419串联。如果信号经过调制，则来自平方根单元420的输出表示与其相应基带信号314、316对应的包络幅度。这些输出在加法器421中进行组合，产生从包络幅度预测器402中输出的组合包络幅度近似值。这个近似值表示在三个基带对全部经过正交调制和组合之后产生的包络的最坏情况幅度。通过平方器416和418、加法器419以及平方根单元420所产生的每对基带信号314、316的幅度预测是二维估算值，而三个独立包络幅度估算值的组合是以线性方式进行的，好象各二维估算值在相位上刚好对齐一样。因此，在加法器421的输出上所产生的最终估算值是相位对正的各基带包络幅度的最坏情况。
在图4b中说明包络幅度预测器402的另一个实施例。这个实施例说明相对频率和相位信息以获得正交调制后的组合信号的准确包络幅度预测。这个实施例要求从QM 324获得信息，它们是在正交调制过程中将分配给各载波的频率和相位。
如图4b所示，一对基带信号314、316输入到复合混频器428中，另一对基带信号314、316输入到复合混频器430中，还有另一对基带信号314、316的同相和正交信号输入到同相和正交加法器432、434。在这个具有三个载波的实例中，混频器428、430移动基带信号的频率和相位，使其具有同样的相对频率和相位，它们将出现在各自的QM输出326中。
复合混频器428、430所输出的同相信号则输入到同相加法器432中，以及复合混频器428、430所输出的正交信号则输入到正交加法器434中。来自加法器432、434的输出分别输入到同相和正交平方器436、438中，其中来自平方器436、438的输出被输入到加法器440中。来自加法器440的输出被输入到平方根单元442中，它产生对图4b所示的另一个包络幅度预测器的输出。该输出是对基带信号314、316在没有通过多载波基带PPR模块318进行缩放时要在合成器327的输出上产生的包络幅度的准确预测值。在这种情况下，该预测使调制不同载波的频率和相位的差异产生作用，因而比图4a中所示更为精确。图4b所示包络幅度预测器的缺点是复杂度的增加。
在其它实施例中，对于不同数量的载波，可考虑对图4b所示包络幅度预测器402的修改。任何修改中关键在于保持信号之间的相对频率和相位，使包络幅度预测器402的输出是对基带信号314、316本来在没有通过多载波基带PPR模块318进行缩放时要在合成器327的输出上产生的包络幅度的准确预测值。在某些备选实施例中，每对基带信号都具有与其相关的复合混频器。在某些实施例中也省去了平方根单元442，平方根功能稍后在多载波基带PPR模块318中实现。
仍参照图4a，来自包络幅度预测器402的输出被输入到乘法器404中。与参照图2所述的单载波PPR模块118所进行的相似，对乘法器404的另一个输入是可配置阈值信号T。在图4a中，可配置阈值信号T设计为1比预定最大可接受包络幅度，使得来自乘法器404的输出为包络幅度的实际近似值和最大可接受包络幅度之间的比率v。
映射表406实际上与图2的单载波PPR模块的映射表相同，只不过在图2的映射函数f中定义的平方根运算已经移到包络幅度预测器402中。映射表406将比率v作为输入，并且包含如下所示函数g 因此，如果比率v小于或等于1，即表示近似包络幅度小于或等于最大可接受包络幅度，则从映射表406输出的比例因子g(v)将为1。如果比值v大于1，表示近似值大于最大可接受包络幅度，则比例因子g(v)设置为足以将对应于基带信号114、116的功率降低到某个功率电平的值，使得基带信号320、322的调制和组合后所产生的实际包络幅度等于最大可接受包络幅度。在这种情况下，来自映射表406的输出为1除以比值v，与图2的比例因子f(u)相似，使比例因子g(v)等于最大可接受包络幅度除以实际包络幅度的预测值。映射表406也可采用具有类似结果的逻辑电路来实现。
与图2所示相似，平均功率调节器是参照图4a所述的PPR模块实现的可选部件。与图2所示相似，从映射表406输出的比例因子g(v)与APS信号一起输入到平均功率调节器408中。平均功率调节器408包括平方单元422，其输入为比例因子g(v)，与平均值发生器423和平方根取倒数单元424串联，在图4a所示实现中，这三个单元都如以上对于单载波基带PPR模块118中的平均功率调节器208所述那样工作。来自平方根取倒数单元424的输出对应于取倒数的RMS比例因子。在平均功率调节器408中还有乘法器426，与图2中的乘法器226相似，其输入为来自平方根取倒数单元424的倒数RMS比例因子和来自映射表406的当前比例因子g(u)。与图2的乘法器226所产生的类似，乘法器426产生输入到六个乘法器412中每一个的瞬时增益值。
乘法器412被输入基带信号314、316的延迟形式，并输出三对峰值功率减小的基带信号，其中每一个均输入到各LPF单元414中。LPF单元414设计用来消除基带PPR模块318中的处理所产生的带外辐射。延迟单元410产生与输入到乘法器412中的基带信号314、316相对应的延迟基带信号。与图2的延迟单元210一样，延迟单元410用来将基带信号314、316与乘法器426所产生的其相应瞬时增益值准确对准。
图4a所示的多载波基带PPR模块318可适合处理不同数量的载波，并且不限于以上所述的三个载波的情况。在经过修改仅处理单载波的情况下，该实现略微不同于参照图2所述的情况，但要知道，任何实现都会正常工作。
虽然上述两个实现是针对在信息信号调制之前实现的基带PPR模块，但在发射机中正交调制级之后通过中频(IF)PPR模块的实现，其它实施例也是可行的。下面参照图5来说明采用这种IF PPR模块的多载波发射机的一个实现。
图5说明具有三个载波的发射机，它与图3所示相似，只不过删去了基带PPR模块318，并且在QM 324之后增加了将在下文中参照图6、7以及11说明其实现的IF PPR模块504。本领域的技术人员会知道，IF PPR模块504还可称作包络幅度调节器。PPR模块的改变略微修改了发射机的功能。图3中输入到基带PPR模块318的脉冲整形基带信号314、316现在直接输入到QM 324中。来自QM 324的调制IF输出502输入到IF PPR模块504，包络幅度限制信号506随后输出到合成器327中。在所述实现中，图5中的其余部件与参照图3所述的相同。与图1和3中一样，要求数据信息信号从数字向模拟形式的转换，在图5中不进行说明。这种转换最好是在IF PPR模块504之后、但在UC 328的最终上变频级之前进行。
下面参照图6来说明图5所示IF PPR模块504的第一实现。该IFPPR模块504包括加法器601、包络检测器602、乘法器604、映射表606、在一个示范实施例中的平均功率调节器608、三个延迟单元610、三个乘法器612以及三个带通滤波器(BPF)614。输入了各IF信号502的加法器601将组合IF信号输出给包络检测器602，将参照图7进行详细说明。
包络检测器602的输出是与IF信号502的组合对应的包络幅度的估算值，与可配置阈值信号T一起输入乘法器604。可配置阈值信号T等于1比最大可接受包络幅度。因此，乘法器604的输出是所估算的整体包络幅度与最大可接受包络幅度的比值v。
这个比值v输入到与图4a中映射表406相同的映射表606中。这个映射表606包括映射函数g，并输出比例因子g(v)，和映射表406所输出的一样。
在图6的示范形式的IF PPR模块中，以类似于对图4a中的平均功率调节器408所述的方式使用平均功率调节器608。平均功率调节器608包括平方单元622，其输入为比例因子g(v)；平均值发生器623，其输入为来自平方单元622的输出和APS信号；平方根取倒数单元624，其输入为来自平均值发生器623的输出；以及乘法器626，其输入为来自映射表606的当前比例因子g(v)和平方根取倒数单元624输出的倒数RMS比例因子。平均功率调节器608中所有这些部件均以与图4a的平均功率调节器408中部件相同的方式工作。
来自乘法器626的输出是瞬时增益值，它输入到乘法器612以便缩放调制IF信号502。乘法器612的输入为IF信号502的延迟形式，并输出已减小高包络幅度且保持平均功率不变的信号。来自乘法器612的各输出被输入到BPF 614之一，BPF随后对IF PPR模块504中处理所产生的带外辐射进行滤波。和图2和4a中一样，使用延迟单元610对送往IF PPR模块504的输入信号、本例中为IF信号502进行延迟，使得乘法器612的输入与乘法器626上产生的相应瞬时增益值准确地对准。
应当指出，图5和6所示实现只是采用IF PPR模块的发射机的一种可能实现。其它实施例是可行的，其中IF PPR模块处于QM 324和MCPA 332之间任何位置，只需要在IF PPR模块504中进行少量修改。虽然没有标明，但采用单载波IF PPR模块的单载波发射机也是可行的，只要将图5和6缩放为省去图5中合成器327和图6中合成器601的单载波。
对于图6中的包络检测器602有许多实现。下面参照图7说明包络检测器602的一个示例实现，它包括可选的上升抽样和内插(USI)单元702，与绝对值单元704和时段最大值(MVOT)单元706串联。在一个数字实现中，如图6所示，可选USI单元702可包含在包络检测器602的实现中以增加其精确度。这种精确度的增加取决于相对于载频的抽样率。
绝对值单元704采用整流器来取从USI单元702输入的双极性IF信号的绝对值。在一个数字实现中，整流器是执行以下函数的逻辑电路 其中x为输入，y为输出。MVOT单元706是大家熟悉的单元，它测量预定时间周期Ta上从绝对值单元704输出的最大值。为了好的精确度，Ta应当大于IF信号502的一个周期，最好是明显大于MVOT单元706的抽样率并且明显小于1/W，其中W是信号502的信号带宽。
以上参照图2、4a以及6所述的单载波基带PPR模块、多载波基带PPR模块以及多载波IF PPR模块的第一实现均具有一个共同的缺点。虽然这些PPR模块通过将输入信号的延迟形式与相应的比例因子相乘、然后再对缩放信号进行滤波，从而减少峰值功率尖峰信号的出现，但滤波操作却是对全部信号执行的，而不管输入信号是否需要缩放。上述各实现中的滤波装置的通带波动将使通过PPR模块的所有信号失真，引起需要缩放的输入信号和低于所要求的功率阈值电平的信号中的误差。下面根据本发明、参照图8a、8b、9以及10来说明PPR模块118、318、504的实现，它们减少了上述实现存在的这种问题。
图8a说明在图1所示单载波发射机中所实现的基带PPR模块118的第二实现。与图2的第一实现相似，图8a的单载波基带PPR模块采用非线性基带处理，在瞬间将脉冲整形的I和Q CDMA基带信号114、116缩放到可接受的阈值范围内。如以下将要说明的，这两种实现之间的重要差别在于，从主信号通路省去LPF单元，使得不需要PPR缩放的基带信号不会通过不必要的滤波而受到损害。
图8a中所示的基带PPR模块118包括第一延迟单元802，它与第二延迟单元804和一组的两个差分加法器806串联，其输入为I和Q基带信号114、116，其中两个差分加法器806产生随后输入到QM 124的基带输出120、122。此外，图8a的基带PPR模块包括平方包络幅度预测器202，其输入为I和Q基带信号114、116；乘法器204，其输入为来自平方包络幅度预测器202的输出以及可配置阈值信号T；映射表206，其输入为来自乘法器204的输出；差分加法器808，其输入为值1以及来自映射表206的输出；一组的两个乘法器810，其输入为来自第一延迟单元802的输出和来自差分加法器808的输出；以及低通滤波器(LPF)单元812，与一组差分加法器806连接，其输入为来自乘法器组810的输出。本例中，LPF单元包括两个LPF，每个LPF用于来自乘法器810的各输出。
在图8a所示实现中，平方包络幅度预测器202、乘法器204以及映射表206都以与以上对图2的实现所述的相同方式工作。平方包络幅度预测器202估算由正交调制后的基带信号114、116所形成的调制CDMA波形包络的平方幅度，并输出表示该平方包络幅度的信号。乘法器204接收这个表示平方包络幅度的信号，并将它与缩放阈值T进行比较。如以上对图2所述，可配置阈值T设置为1除以如通信系统设计人员所定义的最大可接受包络幅度并经过平方，使乘法器产生实际包络幅度的平方与最大可接受包络幅度的平方之比u。这个比值u输入到映射表206中，它通过使用以上对图2所述的映射函数f来产生比例因子f(u)。
比例因子f(u)随后与值1一起输入到差分加法器808中。来自差分加法器的输出是1减去比例因子、即1-f(u)的表达式。如果比例因子等于1，正如实际包络幅度的平方小于或等于最大可接受包络幅度的平方的情况一样，来自差分加法器808的输出将为零。或者，如果比例因子小于1，正如实际包络幅度的平方大于最大可接受包络幅度的平方的情况一样，来自差分加法器808的输出将等于0和1之间的值，它表示一个百分比(以十进制表示)，按照这个值，输入信号的估算包络幅度必须减小到等于最大可接受包络幅度。
各乘法器810接收来自差分加法器808的输出以及来自第一延迟单元802的输入信号114、116之一的延迟形式。第一延迟单元802用来使基带信号114、116延迟，使得它们与差分加法器808的瞬时输出准确对准，从而对部件202、204、206以及808中的延迟进行补偿。来自乘法器810的输出以下称作过剩功率校正信号，表示一个量，输入信号应当减少这个量以确保消除它们高于阈值电平的功率峰值。在这种情况下，如果来自差分加法器808的输出等于零，从乘法器810输出的过剩功率校正信号则同样为零，它表示不需要减小基带信号中的功率。如果来自差分加法器808的输出为0和1之间的值，从乘法器810输出的过剩功率校正信号则表示高于阈值功率电平的输入信号114、116的部分。
LPF单元812包括两个独立的LPF，每一个LPF接收从乘法器810输出的过剩功率校正信号之一。这些LPF用来消除乘法器810的处理过程中在过剩功率校正信号中产生的带外辐射。如图8a所示，以下称作滤波过剩功率校正信号的LPF单元812的滤波输出与来自第二延迟单元804的相应输入信号114、116的延迟形式一起被输入到相应的差分加法器806中。第二延迟单元804用来使来自第一延迟单元802的先前延迟的基带信号114、116延迟，使它们与LPF单元812所输出的瞬时滤波过剩功率校正信号进行准确对准，从而对部件810和812中的延迟进行补偿。在图8a所示的实现中，各差分加法器806用以从其相应的滤波过剩功率校正信号中减去输入信号114、116之一的延迟形式。图8a的这些减法运算的结果为基带输出120、122，基带输出120、122为相应基带输入114、116的过剩峰值功率减小形式。应当指出，如果不需要基带输入114、116的功率缩放，差分加法器806则仅从信号的延迟形式中减去零信号。因此没有对不需要功率缩放的基带输入进行任何改变。
虽然以上就一个特定实现对图8a进行了说明，但这不应当限制本发明的范围。应当知道，以上对图2的平方包络幅度预测器202、乘法器204以及映射表206所述的其它实现在图8a的实现中也用作备选方案。例如，与上述实现相似，应当知道映射函数f可采用查找表或者使用逻辑电路来实现。
此外，在某些实施例中，类似于图2所示平均功率调节器208的平均功率调节器可在图8a中实现。这种平均功率调节器能够在映射表206和差分加法器808之间实现。与图2中的装置相似，图8a中的平均功率调节器可用来使基带PPR模块的平均输出功率与平均输入功率保持一致，而不管被减小的峰值功率尖峰信号。如果在图8a中实现平均功率调节器，则能够按照以上参照图2所述的方式来实现，但平均功率调节器的实现不应当仅限于这种设计。
而且，还可移动结合在图8a的映射表206中的平方根函数。例如，在图8b中说明这些部件的另一个实现，其中平方根函数已经移动到映射表206之前。在图8b中，单载波基带PPR模块118的所有部件均与以上图8a中设计相同，只不过用包络幅度预测器814代替图8a的平方包络幅度预测器202。在这种情况下，包络幅度预测器包括类似于预测器202的第一和第二平方器216、218以及加法器220，不过另外还包括连接加法器220的输出的平方根运算器816。平方根运算器816接收表示平方包络幅度的信号，并输出表示实际包络幅度的信号。要对平方根函数的位置变化进行调整，可配置阈值信号T重新定义为1除以该实现的最大可接受包络幅度。此外，映射表206中的映射函数f按照下式进行调整，如以上参照图2的PPR模块的备选方案所述 本领域的技术人员知道，与映射表206结合并且可能与平均功率调节器结合的乘法器204可看作是比例因子发生器。此外还应当知道，与乘法器810结合的差分加法器808可看作是过剩功率校正发生器，LPF单元812可看作是滤波装置，以及差分加法器806可看作是过剩功率消除装置。
下面来看图3的多载波发射机，图9说明多载波基带PPR模块318的第二实现。与图4a的第一实现相似，图9的多载波基带PPR模块采用非线性基带处理，即时将三对基带信号314、316缩放到可接受的阈值范围内。与图8a和8b相似，如以下将说明的那样，图9的实现与图4a的实现之间的重要差别在于从主信号通路移去了LPF单元，使得不需要PPR缩放的基带信号不会通过不必要的滤波而受到损害。
图9中所示的多载波基带PPR模块318包括三个第一延迟单元902，它们与三个相应的第二延迟单元904和一组六个相应的差分加法器906串联，其输入为三对基带信号314、316中相应的信号，其中六个差分加法器906产生随后输入到QM 324的三对基带输出320、322。此外，图9所示的基带PPR模块包括包络幅度预测器402，其输入为三对基带信号314、316；乘法器404，其输入为来自平方包络幅度预测器402的输出以及可配置阈值信号T；映射表406，其输入为来自乘法器404的输出；差分加法器908，其输入为值1与来自映射表406的输出；一组六个乘法器910，其输入为来自第一延迟单元902的相应输出以及来自差分加法器908的输出；以及三个低通滤波器(LPF)单元912，与一组差分加法器906中相应的一个连接，其输入为来自一组乘法器910的相应输出。本例中，各LPF单元912均包括两个LPF，每个LPF用于来自乘法器910的各输出。
在图9所示实现中，包络幅度预测器402、乘法器404以及映射表406都以与以上对图4a的实现所述的相同方式工作。包络幅度预测器402产生组合包络幅度近似值，这个近似值表示在三个基带对全部经过正交调制及组合之后所产生的包络的最坏情况幅度。乘法器404接收该组合包络幅度近似值，并将它与缩放阈值T进行比较。如以上对图4a所述，可配置阈值T设置为1除以如通信系统设计人员所定义的最大可接受包络幅度，使乘法器产生实际包络幅度近似值与最大可接受包络幅度的比值v。这个比值v输入到映射表406中，通过使用以上对图4a所述的映射函数g来产生比例因子g(v)。
比例因子g(v)随后与值1一起输入到差分加法器908中。与以上对图8a所述相似，来自差分加法器908的输出是1减去比例因子、即1-g(v)的表达式。如果比例因子等于1，就是实际包络幅度的近似值小于或等于最大可接受包络幅度的情况，则来自差分加法器908的输出将为零。或者，如果比例因子小于1，就是实际包络幅度的近似值大于最大可接受包络幅度的情况，则来自差分加法器908的输出将等于0和1之间的值，它表示一个百分比(以十进制表示)，按照这个值，组合输入信号的估算包络幅度必须减小到等于最大可接受包络幅度。
六个乘法器910中的每一个均接收来自差分加法器908的输出以及来自第一延迟单元902的输入信号314、316其中相应的一个信号的延迟形式。第一延迟单元902用来使三对基带信号314、316延迟，使得它们与差分加法器908的瞬时输出准确对准，从而对部件402、404、406以及908中的延迟进行补偿。来自乘法器910的输出以下称作过剩功率校正信号，表示一个量，每个输入信号应当减少这个量以确保消除组合若干对基带信号时所引起的高于阈值电平的任何可能的功率峰值。在这种情况下，如果来自差分加法器908的输出等于零，从乘法器910输出的过剩功率校正信号则同样为零，它表示不需要减小基带信号中的功率。如果来自差分加法器908的输出为0和1之间的一个值，从乘法器910输出的过剩功率校正信号则表示在组合时可能高于阈值功率电平的三对输入信号314、316的部分。
三个LPF单元912中每一个均包括两个LPF，每一个LPF接收从乘法器910输出的过剩功率校正信号中相应的一个信号。与图8a的LPF相似，图9的LPF用来消除乘法器910的处理过程中在过剩功率校正信号中所产生的带外辐射。如图9所示，以下称作滤波过剩功率校正信号的LPF单元912的滤波输出与来自第二延迟单元904的相应输入信号314、316的延迟形式一起被输入到相应的差分加法器906中。第二延迟单元904用来对来自第一延迟单元902的以前延迟的三对基带信号314、316进行延迟，使它们与LPF单元912所输出的瞬时滤波过剩功率校正信号准确对准，从而对部件910和912中的延迟进行补偿。在图9的实现中，各差分加法器906用于从其相应的滤波过剩功率校正信号中减去输入信号314、316之一的延迟形式。图9的这些减法运算结果为三对基带输出320、322。与以上对图8a所述极为相似，如果不需要基带输入对314、316的功率缩放，差分加法器906则仅从信号的延迟形式中减去零信号。因此没有对不需要功率缩放的基带输入对进行任何改变。
虽然以上就一个特定实现对图9进行了说明，但这不应当限制本发明的范围。应当知道，以上对图4a的包络幅度预测器402、乘法器404以及映射表406所述的其它实现在图9的实现中也用作备选方案。例如，与上述实现相似，应当知道，映射函数g可采用查找表或者使用逻辑电路来实现。
此外，在某些实施例中，类似于图4a所示平均功率调节器408的平均功率调节器可在图9中实现。这种平均功率调节器能够在映射表406和差分加法器908之间实现。与图4a所示装置相似，图9中的平均功率调节器可用来使基带PPR模块的平均输出功率与平均输入功率保持一致。如果平均功率调节器在图9中实现，则能够按照以上参照图4a所述的方式来实现，但平均功率调节器的实现不应当受限于这种设计。
此外，图4b所示包络幅度预测器402的另一个实施例也可应用于图9的PPR模块中。如上所述，这个实施例说明相对频率和相位信息以获得正交调制后的组合信号的准确包络幅度预测。这个实施例要求从QM 324获得信息，它们是在正交调制过程中将分配到各载波的频率及相位。如上所述，图4b的包络幅度预测器的缺点是复杂度增加。
图9所示的多载波基带PPR模块318可适合处理不同数量的载波，并不限于以上所述的三个载波的情况。在修改成仅处理单载波的情况下，该实现略微不同于参照图8a所述的情况，但要知道，任何实现都会正常工作。
本领域的技术人员知道，与映射表406结合并且可能与平均功率调节器结合的乘法器404可看作比例因子发生器。此外还应当知道，与乘法器910结合的差分加法器908可看作过剩功率校正发生器，LPF单元912可看作滤波装置，以及差分加法器906可看作过剩功率消除装置。
用于在多载波发射机中执行峰值功率减小的根据本发明的另一种技术是将基带输入信号314、316输入到多载波合成器1000中，以便产生组合的单载波基带信号114、116，它们随后可被输入到例如以上结合图2、8a以及8b所述的单载波基带PPR模块118中。图10说明这样一种多载波合成器1000的可能实现。本例中，复合混频器428、430以及同相和正交加法器432、434均以与以上对于图4b所述的相同方式来实现。本例中同相和正交加法器432、434的输出是同相和正交基带信号114、116，它们可以是图2、8a或8b的单载波基带模块中的输入。在本发明的实施例中，多载波合成器1000连接图2、8a或8b之一的单载波基带PPR模块118，需要经修改的发射机设计。在这个设计中，如图11所示，发射机包括如以上图3所示的DS 302、CES306以及BPSF 312，其中BPSF连接到多载波合成器1000。多载波合成器1000连接基带PPR模块118，后者还连接如以上参照图1所述的QM 124、UC 128、MCPA 132、RFF 136以及天线138。
应当知道，图10的多载波合成器1000的其它实现也是可行的。例如，上述部件428、430、432、434的其它实施例也适用于多载波合成器1000。
下面来看图5的发射机，参照图12来说明IF PPR模块504的第二实现。与图6的第一实现相似，图12的IF PPR模块采用非线性基带处理，即时将三个载波信号502缩放到可接受的阈值范围内。与图8a、8b和9相似，如以下将要说明的，图12的实现与图6的实现之间的一个重要差别在于从主信号通路中删去了LPF单元，从而使不需要PPR缩放的IF信号不会通过不必要的滤波而受到损害。
图12中所示的IF PPR模块504包括三个第一延迟单元1202，它们与三个相应的第二延迟单元1204和一组三个相应的差分加法器1206串联，其输入为三个IF信号502中相应的信号，其中三个差分加法器1206产生随后输入到合成器327的三个IF输出506。此外，图12的IF PPR模块包括加法器601，其输入为三个IF输入信号502；包络检测器602，其输入为加法器601的输出；乘法器604，其输入为来自包络检测器602的输出以及可配置阈值信号T；映射表606，其输入为来自乘法器604的输出；差分加法器1208，其输入为值1与来自映射表606的输出；一组三个乘法器1210，其输入为来自第一延迟单元1202的相应输出以及来自差分加法器1208的输出；以及三个带通滤波器(BPF)单元1212，与差分加法器1206组中相应的加法器连接，其输入为来自乘法器1210组的相应输出。本例中，各BPF单元1212均包含单BPF。
在图12所示的实现中，加法器601、包络检测器602、乘法器604以及映射表606都以与以上对图6的实现所述的相同方式工作。输入为各IF信号502的加法器601将组合IF信号输出给包络检测器602。可按照以上参照图7所示来实现的包络检测器输出与IF信号502的组合对应的包络幅度的估算值。乘法器604接收包络幅度的这个估算值，并将它与缩放阈值T进行比较。如以上对图6所述，可配置阈值T设置为1除以如通信系统设计人员所定义的最大可接受包络幅度，使乘法器604产生所估算的整体包络幅度与最大可接受包络幅度的比值v。这个比值v输入到映射表606，它通过使用以上对图4a和6所述的映射函数g来产生比例因子g(v)。
比例因子g(v)随后与值1一起输入到差分加法器1208中。与以上对图8a和9所述相似，来自差分加法器1208的输出是1减去比例因子、即1-g(v)的表达式。如果比例因子等于1，就是实际包络幅度的近似值小于或等于最大可接受包络幅度的情况，来自差分加法器1208的输出将为零。或者，如果比例因子小于1，就是实际包络幅度的近似值大于最大可接受包络幅度的情况，来自差分加法器1208的输出将等于0和1之间的一个值，它表示一个百分比(以十进制表示)，组合输入信号的估算包络幅度必须按这个量减小到等于最大可接受包络幅度。
三个乘法器1210中的每一个均接收来自差分加法器1208的输出以及来自第一延迟单元1202的IF输入信号502中相应的一个信号的延迟形式。第一延迟单元1202用来使三个IF信号502延迟，使得它们与差分加法器1208的瞬时输出准确对准，从而对部件601、602、604、606以及1208中的延迟进行补偿。来自乘法器1210的输出以下称作过剩功率校正信号，表示一个量，每个输入信号应当按照这个量减小，以便确保消除组合IF信号时所引起的高于阈值电平的任何可能的功率峰值。在这种情况下，如果来自差分加法器1208的输出等于零，从乘法器1210输出的过剩功率校正信号则同样为零，它表示不需要减小IF输入信号502中的功率。如果来自差分加法器1208的输出为0和1之间的值，从乘法器1210输出的过剩功率校正信号则表示在组合时可能高于阈值功率电平的三个IF信号502的部分。
三个LPF单元1212中的每一个均包括单LPF，它接收从乘法器1210输出的过剩功率校正信号中相应的一个信号。与图8a和9的LPF相似，图12的LPF用来消除乘法器1210的处理过程中在过剩功率校正信号中所产生的带外辐射。如图12所示，以下称作滤波过剩功率校正信号的LPF单元1212的滤波输出与来自第二延迟单元1204的IF输入信号502中相应信号的延迟形式一起被输入到相应的差分加法器1206。第二延迟单元1204用来使来自第一延迟单元1202的以前延迟的三个IF输入信号502延迟，使得它们与LPF单元1212所输出的瞬时滤波过剩功率校正信号准确对准，从而对部件1210和1212中的延迟进行补偿。在图12的实现中，各差分加法器1206用来从其相应的滤波过剩功率校正信号中减去输入信号502之一的延迟形式。图12的这些减法运算结果为三个IF输出信号506。与以上对图8a和9所述极为相似，如果不需要IF输入信号502的功率缩放，差分加法器1206则仅从信号的延迟形式中减去零信号。因此没有对不需要功率缩放的IF输入信号进行任何改变。
虽然以上就一个特定实现对图12进行了说明，但这不应限制本发明的范围。应当知道，以上对图6的包络检测器602、乘法器604以及映射表606所述的其它实现在图12的实现中也用作备选方案。例如，与上述实现相似，应当知道映射函数g可采用查找表或者使用逻辑电路来实现。
此外，在某些实施例中，类似于图6的平均功率调节器608的平均功率调节器可在图12中实现。这种平均功率调节器能够在映射表606和差分加法器1208之间实现。与图6中装置相似，图12中的平均功率调节器可用来使IF PPR模块的平均输出功率与平均输入功率保持一致。如果平均功率调节器在图12中实现，则能够按照以上参照图6所述的方式来实现，但平均功率调节器的实现不应仅限于这种设计。
此外，如以上参照图6所述的那样，大家知道发射机的其它实施例是可行的，其中IF PPR模块可处于QM 324和MCPA 332之间的任何位置上，只进行图12所示IF PPR模块504中所要求的少量修改。虽然没有标明，但采用单载波IF PPR模块的单载波发射机也是可行的，只要将图12的IP PPR模块504缩放为移去了合成器601的单载波。此外，图12所示的IF PPR模块504可适合处理不同数量的载波，并且不限于以上所述的三个载波的情况。
本领域的技术人员知道，与映射表606结合并且可能与平均功率调节器结合的乘法器604可看作比例因子发生器。此外还应当知道，与乘法器1210结合的差分加法器1208可看作过剩功率校正发生器，LPF单元1212可看作滤波装置，以及差分加法器1206可看作过剩功率消除装置。
根据上述发明，对于图8a、8b、9和12的PPR模块的实现存在许多优点。例如，如上所述，如果不需要输入信号的功率缩放，相应的差分加法器806、906、1206则仅从信号的延迟形式中减去零信号。因此，没有对不需要功率缩放的输入进行明显的改变。在图2、4a和6的PPR模块的实现中，无论是否需要进行缩放，全部信号均由相应的滤波装置214、414、614进行滤波。这种滤波可通过添加误差成分而损害这些信号的质量。在图8a、8b、9以及12的实现中，相应的滤波装置812、912、1212可将小误差加入过剩功率校正信号中，但这些校正信号本身是误差校正信号。与将小误差加入基本信号相比，将小误差加入误差信号中损害会小得多。在图8a、8b、9以及12的PPR模块中，没有任何明显误差被加入不需要缩放的输入信号中，被加入需要缩放的输入信号中的任何误差小于经以上参照图2、4a和6所述的PPR模块的第一实现添加的可能误差。
图8a、8b、9以及12的PPR模块的第二实现的另一个优点是所用滤波装置的质量降低的可能性。由于上述类似原因，与图2、4a以及6的实现中的滤波装置加入实际基带或IF信号中的误差相比，由这些实现中的滤波装置加入过剩功率校正信号中的误差不是那么关键。滤波装置中降低的质量要求允许减少用于这些装置的LPF和BPF中的位数。位数减少可通过减少乘法器数量来降低滤波器成本，以及如果滤波器设计包含串联的滤波器，乘法器的消除可进一步提高滤波装置的速度。
应当指出，虽然以上参照图8a、8b、9以及12所述PPR模块的第二实现使其滤波装置对过剩功率校正信号进行操作，但这不应限制本发明的范围。例如，滤波装置也可移动到这些图中的差分加法器806、906、1206的输出上，但大家知道，这会削弱PPR模块第二实现的上述优点。
上述采用功率增益定标器的PPR模块的全部实现还具有优于采用硬功率限制器的其它实现的优点。对于采用硬限制器而不是上述实现的缩放实现的PPR模块的数字实现，硬限制器会在限制功率的同时产生强谐波。这些强谐波会落回到奈奎斯特频带并引起明显的失真。硬限制器也必须与组合多载波信号配合工作。因此，在硬限制器工作之后，IF信号无法被单独滤波，产生未消除的硬限制器所引起的载波间失真。
采用根据本发明的PPR模块的发射机中所获得的优点还有许多。PPR模块减小峰值功率周期，同时在采用平均功率调节器的实施例中，PPR模块还保持平均功率电平，从而减小CDMA峰值对平均功率比(PAPR)。这个减小的PAPR是本发明的显著优点，并且在发射机中使PA能够在较高的平均功率电平工作，同时仍满足带外辐射要求。
本发明的另一个优点是在支持各种数量的活动载波方面本实现所具有的灵活性。在图4a、6、9、10以及12所示的三个载波实例中，这三个载波中任一个均可以是活动的或不活动的，它们之间具有任意的相对发射功率。
虽然上述实现设计用来减少PPR模块的输入信号的峰值功率尖峰信号，但应当注意，PPR模块的输出信号可以不一定具有与小于最大可接受包络幅度的包络幅度保持一致的功率电平。这是由于滤波装置的操作所产生的。当滤波器从图8a、8b、9以及12的过剩功率校正信号中消除带外辐射以及从图2、4a以及6的相乘信号中消除带外辐射时，滤波器一般还略微增加峰值功率尖峰信号的功率。例如，当滤波装置不在上述PPR模块之内的情况下可能消除整个峰值功率尖峰信号时，通过滤波装置，峰值功率尖峰信号可能仅减少某个特定的百分比、如80％。
为了克服上述PPR模块设计中的这个限制，图2、4a、6、8a、9或12所示PPR模块的实现的备选方案包括与至少另一个PPR模块串联的PPR模块。多个PPR模块以级联形式进行的这种连接有助于进一步消除由相应PPR模块中的滤波器重构的任何新峰值功率尖峰信号。
虽然本发明的上述不同实施例对于包络幅度预测器具有不同的实现，但应当知道，包络幅度预测器的输出信号、以下称作整体输入功率估算信号具有结合到其中的整体输入功率电平的幅度估算。这并不一定意味着整体输入功率估算信号等于整体输入功率估算电平，但它可能是采用单调函数的整体功率估算电平的处理后形式。例如，图2说明一种情况，其中整体输入功率估算信号是所估算的整体输入功率电平的平方。同样，最大可接受功率信号结合了以前描述为最大可接受包络幅度的最大可接受功率电平，但并不一定意味着最大可接受功率信号等于最大可接受功率电平。
根据设计人员对可配置阈值信号T以及模拟功率放大器驱动电平的选择，PPR模块可用于许多不同目的。下面说明采用PPR模块的四种不同设置，这些设置以下称作模式A至D。
在模式A中，功率放大器的平均输出功率保持恒定，其中增加PPR模块仅减少带外辐射，而并不降低带内波形质量。在这种模式下，PPR模块采用可配置阈值信号T来设置，以便对信息信号进行削波，它不超过功率放大器在未采用PPR模块时进行削波的程度。只有削波的位置改变到较前级。由于PPR模块中的LPF消除了PPR缩放所产生的带外辐射，并且因PPR模块而使功率放大器产生较少带外辐射，因此减少了整体带外辐射。
在模式B中，当使用相同的平均输出功率电平时，带外辐射比起模式A进一步提高，引起带内波形质量的略微下降。在这种模式中，PPR模块削波深度增加，超过了功率放大器在没有PPR模块时原本削波的程度。这是通过在结合到可配置阈值信号T时减少最大可接受包络幅度来进行的。从PPR模块和功率放大器中由这种设置所执行的削波的结合量高于仅由功率放大器所执行的量。带外辐射的减少是以带内波形质量为代价的。
在模式C中，在来自功率放大器的平均输出功率被增加的同时减少带外辐射，使带内波形质量降低到最小可接受电平。在这种模式下，平均输出功率电平高于模式B，但却低于使增加PPR模块所产生的带外辐射改善被损失的功率电平。因此，与没有PPR模块的情况下所实现的发射机相比，改善了平均输出功率以及带外辐射性能，同时还有带内波形质量降低的可接受电平。
在模式D中，功率放大器的平均输出功率达到最大，同时带外辐射和带内波形质量达到其相应的最差可接受限度。在这种模式下，可配置阈值信号T和功率放大器驱动电平被优化，使得带外辐射无误地达到其最大可接受限度而带内波形质量无误地达到其最小可接受限度。这使采用PPR模块实现的发射机达到最大可允许平均输出功率。
虽然说明了这四种模式，但本领域的技术人员可考虑用于采用本发明的PPR模块的发射机的其它设置。主要的考虑事项是带外辐射、带内波形质量以及平均输出功率之间的折衷。
本领域的技术人员会知道，其它实现和修改可能使用类似于以上所述的装置来减少数据信号中的峰值功率周期，并且以上实现只是本发明的实施例的说明。因此本发明的范围仅受所附权利要求的限制。
权利要求
1.一种峰值功率调节器，向其输入至少一个输入信号，它输出至少一个对应于所述输入信号的输出信号，所述功率调节器包括第一和第二延迟装置，产生与所述输入信号对应的第一和第二延迟信号；功率估算装置，通过使用所述输入信号来产生与所述输入信号对应的整体输入功率估算信号；比例因子发生器，通过使用所述整体输入功率估算信号和最大可接受功率信号来产生比例因子；过剩功率校正发生器，采用所述比例因子和所述第一延迟信号来产生过剩功率校正信号；滤波装置，对所述过剩功率校正信号进行滤波，以便产生经滤波的过剩功率校正信号；以及过剩功率消除装置，采用所述经滤波的过剩功率校正信号和所述第二延迟信号来产生所述输出信号。
2.如权利要求1所述的峰值功率调节器，其特征在于，如果所述比例因子发生器确定所述整体输入功率估算信号小于或等于所述最大可接受功率信号，则所述比例因子等于1；以及如果所述比例因子发生器确定所述整体输入功率估算信号大于所述最大可接受功率信号，则所述比例因子等于所述最大可接受功率信号除以所述整体输入功率估算信号。
3.如权利要求1所述的峰值功率调节器，其特征在于，所述过剩功率校正发生器包括乘法器，用来将所述第一延迟信号与一个等于1减去所述比例因子的因数相乘，以便产生所述过剩功率校正信号，以及所述滤波装置包括低通滤波器，用来对所述过剩功率校正信号进行滤波。
4.如权利要求1所述的峰值功率调节器，其特征在于，所述过剩功率消除装置包括差分加法器，它从所述第二延迟信号中减去所述经滤波的过剩功率校正信号，从而产生所述输出信号。
5.如权利要求1所述的峰值功率调节器，其特征在于，所述比例因子发生器包括第一级装置和第二级装置；如果第一级装置确定所述整体输入功率估算信号小于或等于所述最大可接受功率信号，则所述第一级装置的输出等于1；如果所述第一级装置确定所述整体输入功率估算信号大于所述最大可接受功率信号，则所述第一级装置的输出等于所述最大可接受功率信号除以所述整体输入功率估算信号；以及所述第二级装置的输出是所述比例因子，所述比例因子等于在预定周期上来自所述第一级装置的所述输出除以来自所述第一级装置的输出的均方根(RMS)。
6.如权利要求1所述的峰值功率调节器，其特征在于，其输入为同相和正交基带输入信号，输出为同相和正交基带输出信号；所述第一和第二延迟装置产生第一和第二延迟同相和正交基带信号；所述功率估算装置通过使用所述基带输入信号来产生与所述基带输入信号对应的所述整体输入功率估算信号；所述过剩功率校正发生器采用所述比例因子和所述第一延迟同相和正交基带信号来产生同相和正交过剩功率校正信号；所述滤波装置对所述同相和正交过剩功率校正信号进行滤波，产生经滤波的同相和正交过剩功率校正信号；以及所述过剩功率消除装置利用所述经滤波的同相和正交过剩功率校正信号和所述第二延迟同相和正交基带信号来产生所述同相和正交基带输出信号。
7.如权利要求6所述的峰值功率调节器，其特征在于，所述功率估算装置包括同相基带平方装置，其输入为所述同相基带输入信号，输出为平方同相基带信号；正交基带平方装置，其输入为所述正交基带输入信号，输出为平方正交基带信号；以及加法器，其输入为所述平方同相和正交基带信号，通过对所述平方同相和正交基带信号求和来产生所述整体输入功率估算信号；其中所述整体输入功率估算信号对应于所述组合的同相和正交基带输入信号的整体输入功率电平的平方，以及所述最大可接受功率信号对应于最大可接受功率电平的平方。
8.如权利要求6所述的峰值功率调节器，其特征在于，如果所述比例因子发生器确定所述整体输入功率估算信号小于或等于所述最大可接受功率信号，则所述比例因子等于1；以及如果所述比例因子发生器确定所述整体输入功率估算信号大于所述最大可接受功率信号，则所述比例因子等于所述最大可接受功率信号除以所述整体输入功率估算信号。
9.如权利要求6所述的峰值功率调节器，其特征在于，所述过剩功率校正发生器包括两个乘法器，用来将所述第一延迟同相和正交基带信号与一个等于1减去所述比例因子的因数相乘，从而产生所述同相和正交过剩功率校正信号，以及所述滤波装置包括两个低通滤波器，用来对所述同相和正交过剩功率校正信号进行滤波。
10.如权利要求6所述的峰值功率调节器，其特征在于，所述过剩功率消除装置包括两个差分加法器，它们从所述第二延迟同相和正交基带信号中减去所述经滤波的同相和正交过剩功率校正信号，从而产生所述同相和正交基带输出信号。
11.如权利要求6所述的峰值功率调节器，其特征在于，所述比例因子发生器包括第一级装置和第二级装置；如果所述第一级装置确定所述整体输入功率估算信号小于或等于所述最大可接受功率信号，则所述第一级装置的输出等于1；如果所述第一级装置确定所述整体输入功率估算信号大于所述最大可接受功率信号，则所述第一级装置的输出等于所述最大可接受功率信号除以所述整体输入功率估算信号；以及所述第二级装置的输出是所述比例因子，所述比例因子等于在预定周期上来自所述第一级装置的所述输出除以所述第一级装置输出的均方根(RMS)。
12.一种CDMA发射机，包括与信道编码器和扩频器、基带脉冲整形滤波器串联的数据源；如权利要求6所述的峰值功率调节器，其输入为来自所述基带脉冲整形滤波器的输出，来自所述基带脉冲整形滤波器的输出对应于所述同相和正交基带输入信号；以及正交调制器，与上变频器、功率放大器、射频滤波器以及天线串联，其输入为所述同相和正交基带输出信号。
13.一种CDMA发射机，包括与信道编码器和扩频器、基带脉冲整形滤波器串联的数据源；多个串联的如权利要求6所述的峰值功率调节器，第一峰值功率调节器的输入为来自所述基带脉冲整形滤波器的输出，来自所述基带脉冲整形滤波器的所述输出对应于所述同相和正交基带输入信号；以及正交调制器，与上变频器、功率放大器、射频滤波器以及天线串联，其输入为来自最后一个峰值功率调节器的同相和正交基带输出信号。
14.一种CDMA发射机，包括多个数据源，与多个信道编码器和扩频器以及均输出同相和正交基带信号的多个基带脉冲整形滤波器串联；多载波合成器，将从所述基带脉冲整形滤波器接收的所述同相和正交基带信号进行组合，产生所述同相和正交基带输入信号；如权利要求6所述的峰值功率调节器；以及正交调制器，与上变频器、功率放大器、射频滤波器以及天线串联，其输入为所述同相和正交基带输出信号。
15.如权利要求14所述的CDMA发射机，其特征在于，所述多载波合成器包括至少一个混频装置，其输入为来自所述基带脉冲整形滤波器之一的所述同相和正交基带信号，输出为一对混频的同相和正交基带信号；同相加法器，其输入为来自另一个所述基带脉冲整形滤波器的所述混频同相基带信号和至少一个同相基带信号，输出为同相基带输入信号；以及正交加法器，其输入为所述混频正交基带信号以及来自另一个所述基带脉冲整形滤波器的至少一个正交基带信号，输出为所述正交基带输入信号。
16.如权利要求14所述的CDMA发射机，其特征在于，所述多载波合成器包括多个混频装置，其中各混频装置的输入为来自所述基带脉冲整形滤波器之一的一对同相和正交基带信号，输出为一对混频的同相和正交基带信号；同相加法器，其输入为所述混频的同相基带信号，输出为所述同相基带输入信号；以及正交加法器，其输入为所述混频正交基带信号，输出为所述正交基带输入信号。
17.一种CDMA发射机，包括多个数据源，与多个信道编码器和扩频器以及多个基带脉冲整形滤波器串联；多载波合成器，将来自所述基带脉冲整形滤波器的所述输出进行组合，从而产生所述同相和正交基带输入信号；多个串联的如权利要求6所述的峰值功率调节器，第一峰值功率调节器的输入为所述多载波合成器输出的所述同相和正交基带输入信号；正交调制器，与上变频器、功率放大器、射频滤波器以及天线串联，其输入为来自最后一个峰值功率调节器的所述同相和正交基带输出信号。
18.如权利要求17所述的CDMA发射机，其特征在于，所述多载波合成器包括至少一个混频装置，其输入为来自所述基带脉冲整形滤波器之一的所述同相和正交基带信号，输出为一对混频的同相和正交基带信号；同相加法器，其输入为所述混频同相基带信号以及来自另一个所述基带脉冲整形滤波器的至少一个同相基带信号，输出为所述同相基带输入信号；以及正交加法器，其输入为所述混频正交基带信号以及来自另一个所述基带脉冲整形滤波器的至少一个正交基带信号，输出为所述正交基带输入信号。
19.如权利要求17所述的CDMA发射机，其特征在于，所述多载波合成器包括多个混频装置，其中各混频装置的输入为来自所述基带脉冲整形滤波器之一的一对同相和正交基带信号，输出为一对混频的同相和正交基带信号；同相加法器，其输入为所述混频同相基带信号，输出为所述同相基带输入信号；以及正交加法器，其输入为所述混频正交基带信号，输出为所述正交基带输入信号。
20.如权利要求1所述的峰值功率调节器，其特征在于，其输入为多对同相和正交基带输入信号，输出为多对同相和正交基带输出信号；其中，所述第一和第二延迟装置产生多对第一和第二延迟同相和正交基带信号；所述功率估算装置通过使用所述成对的基带输入信号来产生与所述成对的基带输入信号对应的所述整体输入功率估算信号；所述过剩功率校正发生器利用所述比例因子和所述成对的第一延迟同相和正交基带信号来产生多对同相和正交过剩功率校正信号；所述滤波装置对所述同相和正交过剩功率校正信号进行滤波，以产生经滤波的同相和正交过剩功率校正信号；以及所述过剩功率消除装置利用所述经滤波的同相和正交过剩功率校正信号和所述第二延迟同相和正交基带信号来产生所述同相和正交基带输出信号。
21.如权利要求20所述的峰值功率调节器，其特征在于，所述功率估算装置包括多个同相基带平方装置，其中每一个的输入为所述同相基带输入信号之一，输出为多个平方同相基带信号；多个正交基带平方装置，其中每一个的输入为所述正交基带输入信号之一，输出为多个平方正交基带信号；多个第一加法器，每个加法器的输入为若干对平方同相和正交基带信号之中的一对，对每对平方同相和正交基带信号求和，从而产生多个第一总和；多个平方根装置，其中每一个的输入为所述第一总和之一，对所述第一总和求平方根而产生多个基带对输入功率估算信号；以及第二加法器，其输入为所述基带对输入功率估算信号，对所述基带对输入功率估算信号求和而产生所述整体输入功率估算信号。
22.如权利要求20所述的峰值功率调节器，其特征在于，所述功率估算装置包括至少一个混和装置，其输入为一对同相和正交基带输入信号，输出为一对混频的同相和正交基带信号；同相加法器，其输入为所述混频的同相基带信号以及至少一个同相基带输入信号，输出为同相总和；正交加法器，其输入为所述混频的正交基带信号以及至少一个正交基带输入信号，输出为正交总和；同相和正交平方装置，其输入分别为所述同相和正交总和，分别输出平方同相和正交总和；最终加法器，其输入为所述平方同相和正交总和，产生所述整体输入功率估算信号。
23.如权利要求20所述的峰值功率调节器，其特征在于，所述功率估算装置包括至少一个混频装置，其输入为一对同相和正交基带输入信号，输出为一对混频同相和正交基带信号；同相加法器，其输入为所述混频同相基带信号以及至少一个同相基带输入信号，输出为同相总和；正交加法器，其输入为所述混频正交基带信号以及至少一个正交基带输入信号，输出为正交总和；同相和正交平方装置，其输入分别为所述同相和正交总和，输出分别为平方同相和正交总和；最终加法器，其输入为所述平方同相和正交总和，输出为最终总和；以及平方根装置，其输入为所述最终总和，对所述最终总和求平方根以产生所述整体输入功率估算信号。
24.如权利要求20所述的峰值功率调节器，其特征在于，所述功率估算装置包括多个混频装置，其中各混频装置的输入为一对同相和正交基带输入信号，输出为一对混频同相和正交基带信号；同相加法器，其输入为所述混频同相基带信号，输出为同相总和；正交加法器，其输入为所述混频正交基带信号，输出为正交总和；同相和正交平方装置，其输入分别为所述同相和正交总和，输出分别为平方同相和正交总和；最终加法器，其输入为所述平方同相和正交总和，产生所述整体输入功率估算信号。
25.如权利要求20所述的峰值功率调节器，其特征在于，所述功率估算装置包括多个混频装置，其中各混频装置的输入为一对同相和正交基带输入信号，输出为一对混频同相和正交基带信号；同相加法器，其输入为所述混频同相基带信号，输出为同相总和；正交加法器，其输入为所述混频正交基带信号，输出为正交总和；同相和正交平方装置，其输入分别为所述同相和正交总和，输出分别为平方同相和正交总和；最终加法器，其输入为所述平方同相和正交总和，输出为最终总和；以及平方根装置，其输入为所述最终总和，对所述最终总和求平方根以产生所述整体输入功率估算信号。
26.如权利要求20所述的峰值功率调节器，其特征在于，如果所述比例因子发生器确定所述整体输入功率估算信号小于或等于所述最大可接受功率信号，则所述比例因子等于1；以及如果所述比例因子发生器确定所述整体输入功率估算信号大于所述最大可接受功率信号，则所述比例因子等于所述最大可接受功率信号除以所述整体输入功率估算信号。
27.如权利要求20所述的峰值功率调节器，其特征在于，所述过剩功率校正发生器包括多对乘法器，用来将各个第一延迟同相及正交基带信号与一个等于1减去所述比例因子的因数相乘，产生所述同相和正交过剩功率校正信号，以及所述滤波装置包括多个低通滤波器，用来对所述同相和正交过剩功率校正信号进行滤波。
28.如权利要求20所述的峰值功率调节器，其特征在于，所述过剩功率消除装置包括多个差分加法器，它们从所述相应第二延迟同相和正交基带信号中减去所述经滤波的同相和正交过剩功率校正信号，从而产生所述同相和正交基带输出信号。
29.如权利要求20所述的峰值功率调节器，其特征在于，所述比例因子发生器包括第一级装置和第二级装置；如果所述第一级装置确定所述整体输入功率估算信号小于或等于所述最大可接受功率信号，则所述第一级装置的输出等于1；如果所述第一级装置确定所述整体输入功率估算信号大于所述最大可接受功率信号，则所述第一级装置的输出等于所述最大可接受功率信号除以所述整体输入功率估算信号；以及所述第二级装置的所述输出是所述比例因子，所述比例因子等于预定周期上来自所述第一级装置的所述输出除以所述第一级装置输出的均方根(RMS)。
30.一种CDMA发射机，包括多个数据源，与多个信道编码器和扩频器以及多个基带脉冲整形滤波器串联；如权利要求20所述的峰值功率调节器，其输入为来自所述基带脉冲整形滤波器的输出，来自各基带脉冲整形滤波器的所述输出对应于所述若干对同相和正交基带输入信号其中的一对；多个正交调制器，每个的输入为所述若干对同相和正交基带输出信号其中的一对；以及合成器，将来自所述正交调制器的所述输出进行组合，与上变频器、多载波功率放大器、射频滤波器以及天线串联。
31.一种CDMA发射机，包括多个数据源，与多个信道编码器和扩频器以及多个基带脉冲整形滤波器串联；多个串联的如权利要求20所述的峰值功率调节器，第一峰值功率调节器的输入为来自所述基带脉冲整形滤波器的输出，来自各基带脉冲整形滤波器的所述输出对应于所述若干对同相和正交基带输入信号其中的一对；多个正交调制器，每个的输入为来自最后一个峰值功率调节器的所述若干对同相和正交基带输出信号其中的一对；以及合成器，将来自所述正交调制器的所述输出进行组合，与上变频器、多载波功率放大器、射频滤波器以及天线串联。
32.一种包络幅度调节器，其输入为至少一个IF输入信号，输出为至少一个对应于所述IF输入信号的IF输出信号，所述包络幅度调节器包括第一和第二延迟装置，产生与所述IF输入信号对应的第一和第二延迟IF信号；包络幅度估算装置，通过使用所述IF输入信号来产生与所述IF输入信号对应的整体输入包络幅度估算信号；比例因子发生器，通过使用所述整体输入包络幅度估算信号以及最大可接受包络幅度信号来产生比例因子；过剩功率校正发生器，采用所述比例因子和所述第一延迟IF信号来产生过剩功率校正信号；滤波装置，对所述过剩功率校正信号进行滤波，以产生经滤波的过剩功率校正信号；以及过剩功率消除装置，采用所述经滤波的过剩功率校正信号和所述第二延迟IF信号来产生所述IF输出信号。
33.一种CDMA发射机，包括数据源，与信道编码器和扩频器、基带脉冲整形滤波器、正交调制器串联；如权利要求32所述的包络幅度调节器，其输入为来自所述正交调制器的所述输出，来自所述正交调制器的所述输出对应于所述IF输入信号；以及上变频器，与功率放大器、射频滤波器以及天线串联，其输入为所述IF输出信号。
34.一种CDMA发射机，包括多个数据源，与多个信道编码器和扩频器、多个基带脉冲整形滤波器以及多个正交调制器串联；合成器，将来自所述正交调制器的所述输出进行组合；如权利要求32所述的包络幅度调节器，其输入为来自所述合成器的所述输出，来自所述合成器的所述输出对应于所述IF输入信号；以及上变频器，与多载波功率放大器、射频滤波器以及天线串联，其输入为所述IF输出信号。
35.如权利要求32所述的包络幅度调节器，其特征在于，其输入为多个IF输入信号，输出为多个IF输出信号；其中所述第一和第二延迟装置产生多个第一和第二延迟IF信号；所述包络幅度估算装置通过使用所述IF输入信号来产生与所述IF输入信号对应的所述整体输入包络幅度估算信号；所述过剩功率校正发生器采用所述比例因子和所述第一延迟IF信号来产生多个过剩功率校正IF信号；所述滤波装置对所述过剩功率校正IF信号进行滤波，产生经滤波的过剩功率校正IF信号；以及所述过剩功率消除装置利用所述经滤波的过剩功率校正信号和所述第二延迟IF信号来产生所述IF输出信号。
36.如权利要求35所述的包络幅度调节器，其特征在于，所述包络幅度估算装置包括加法器，其输入为所述IF输入信号，对所述IF输入信号求和以产生第一总和；以及包络检测器，其输入为所述第一总和，产生所述整体输入包络幅度估算信号。
37.如权利要求36所述的包络幅度调节器，其特征在于，所述包络检测器包括绝对值装置，通过使用所述第一总和来产生绝对值IF信号；以及最大值检测器，其输入为所述绝对值IF信号，确定预定时间上的最大输入值，这个最大输入值对应于所述整体输入包络幅度估算信号。
38.如权利要求36所述的包络幅度调节器，其特征在于，所述包络检测器包括上升抽样和内插装置，通过使用所述第一总和来产生内插IF信号；绝对值装置，通过使用所述内插IF信号来产生绝对值IF信号；以及最大值检测器，其输入为所述绝对值IF信号，确定预定时间上的最大输入值，这个最大输入值对应于所述整体输入包络幅度估算信号。
39.如权利要求35所述的包络幅度调节器，其特征在于如果所述比例因子发生器确定所述整体输入包络幅度估算信号小于或等于所述最大可接受包络幅度信号，则所述比例因子等于1；以及如果所述比例因子发生器确定所述整体输入包络幅度估算信号大于所述最大可接受包络幅度信号，则所述比例因子等于所述最大可接受包络幅度信号除以所述整体输入包络幅度估算信号。
40.如权利要求35所述的包络幅度调节器，其特征在于，所述过剩功率校正发生器包括多个乘法器，用来将各第一延迟IF信号与一个等于1减去所述比例因子的因数相乘，从而产生所述过剩功率校正IF信号，以及所述滤波装置包括多个带通滤波器，用来对所述过剩功率校正IF信号进行滤波。
41.如权利要求35所述的包络幅度调节器，其特征在于，所述过剩功率消除装置包括差分加法器，它从所述第二延迟IF信号中减去所述经滤波的过剩功率校正IF信号，从而产生所述输出IF信号。
42.如权利要求35所述的包络幅度调节器，其特征在于，所述比例因子发生器包括第一级装置和第二级装置；如果所述第一级装置确定所述整体输入包络幅度估算信号小于或等于所述最大可接受包络幅度信号，则所述第一级装置的输出等于1；如果所述第一级装置确定所述整体输入包络幅度估算信号大于所述最大可接受包络幅度信号，则所述第一级装置的输出等于所述最大可接受包络幅度信号除以所述整体输入包络幅度估算信号；以及所述第二级装置的输出是所述比例因子，所述比例因子等于预定周期上来自所述第一级装置的所述输出除以所述第一级装置输出的均方根(RMS)。
43.一种CDMA发射机，包括多个数据源，与多个信道编码器和扩频器、多个基带脉冲整形滤波器以及多个正交调制器串联；如权利要求35所述的包络幅度调节器，其输入为来自所述正交调制器的所述输出，来自各正交调制器的所述输出对应于所述IF输入信号之一；以及合成器，将来自所述包络幅度调节器的所述IF输出信号进行组合，与上变频器、多载波功率放大器、射频滤波器以及天线串联。
44.一种CDMA发射机，包括多个数据源，与多个信道编码器和扩频器、多个基带脉冲整形滤波器以及多个正交调制器串联；多个串联的如权利要求35所述的包络幅度调节器，第一包络幅度调节器的输入为来自所述正交调制器的输出，来自各正交调制器的所述输出对应于所述IF输入信号之一；以及合成器，将来自最后一个包络幅度调节器的所述IF输出信号进行组合，与上变频器、多载波功率放大器、射频滤波器以及天线串联。
45.在一种峰值功率调节器中，其输入为至少一个输入信号，输出为至少一个对应于所述输入信号的输出信号，一种用于调节输出功率的方法包括以下步骤估算对应于所述输入信号的所述整体输入功率电平；通过使用所述整体输入功率电平的估算值以及最大可接受输入功率信号来产生比例因子；将所述输入信号延迟第一量；通过使用所述比例因子和延迟了所述第一量的所述输入信号来产生过剩功率校正信号；对所述过剩功率校正信号进行滤波；将所述输入信号延迟大于所述第一量的第二量；以及通过使用延迟了所述第二量的所述输入信号和所述经滤波的过剩功率校正信号来产生所述输出信号。
46.一种峰值功率调节器，其输入为至少一个输入信号，输出为至少一个对应于所述输入信号的输出信号，所述功率调节器包括第一和第二延迟装置，产生与所述输入信号对应的第一和第二延迟信号；功率估算装置，通过使用所述输入信号来产生与所述输入信号对应的整体输入功率估算信号；比例因子发生器，通过使用所述整体输入功率估算信号以及最大可接受功率信号来产生比例因子；过剩功率校正发生器，利用所述比例因子和所述第一延迟信号来产生过剩功率校正信号；过剩功率消除装置，利用所述过剩功率校正信号和所述第二延迟信号来产生对应于所述输出信号的缩放信号；以及滤波装置，对所述缩放信号进行滤波以产生所述输出信号。
全文摘要
公开一种峰值功率调节器，它们在码分多址(CDMA)发射机中用以减少基带信号中的峰值功率尖峰信号，控制带外辐射以及将带内信号质量保持在可接受的下降范围内。同相和正交基带信号输入峰值功率调节器内包络幅度预测器中。包络幅度预测器输出在调制输入基带信号时将产生的包络幅度的估算值。这个估算值输入乘法器，后者产生由该估算值除以最大可接受包络幅度得到的比值。这个比值随后输入映射表，后者输出足以减少峰值功率尖峰信号的比例因子。随后从值1中减去比例因子，再与同相及正交基带输入信号的第一延迟形式相乘。在低通滤波器中滤波以消除这些运算所产生的带外辐射之后，来自这些乘法运算的输出被称作过剩功率校正信号。然后从同相和正交基带输入信号的第二延迟形式中减去这些过剩功率校正信号，产生同相和正交基带输出信号。
文档编号H04J13/00GK1552131SQ01822445
公开日2004年12月1日 申请日期2001年11月29日 优先权日2000年12月5日
发明者N·N·麦戈万, N N 麦戈万 申请人:北方电讯网络有限公司