专利名称：一种二维扩展频谱的通信方法
技术领域：
本发明属于使用电磁波技术的领域，如无线通信、光通信、超声波通信、有线通信等，特别涉及采用扩展频频谱的通信方法。
现有的主要扩展频谱的方法(技术)有(1)直接序列扩展频频谱(DS-CDMA)(又称时域扩频方法)如图1中模块2，它是通过使用一相对于原始数据较高速率的扩频序列与原始数据相乘，从而扩展原始数据的频谱。其工作原理请见《数字通信原理》第三版，J.G.Proakis著，电子工业出版社，1998年9月出版。直接序列扩频(直扩)的工作原理可简述为b(t)为原始输入信息，经直接序列扩频2扩频后，输出(t)=Σj=1Nb(t)αjp(t-(j-1)Tc),]]>其中αj为对应直接序列扩频的扩频序列αα1，α2…，αN，中的元素，N为直接序列扩频的处理增益，p(T)为宽度等于Tc的单位幅度脉冲， 扩频序列如图2所示。
(2)多载波扩展频谱(MC-CDMA)将原始数据的每一比特，分别用多载波系统中的不同子载波传输，再用一扩频序列加扰。详细内容见Shinsuke Hara andRamjee Prasad，＂Overview of Multicarrier CDMA，＂IEEE Communications Magzine，pp.126-133，Dec.1997。
(3)跳时扩展频谱(TH-SS)的工作原理是通信中不同的时间段，使用不同的载波中心频率，载波中心频率受跳频序列的控制。详细内容见《扩频通信》，查光明、熊贤祚著，西安电子科技大学出版社，1990年出版。
(4)跳频扩展频谱(FH-SS)通信中处于连接的时间段、连接的时刻，受跳时序列的控制。详细内容见《扩频通信》，查光明、熊贤祚著，西安电子科技大学出版社，1990年出版。
现有的扩展频谱的通信方法为一维扩频，如DS-CDMA、MC-CDMA等，它存在的缺点是(1)扩展后的频谱不均匀，容易被敌方检测到某些调制参数的具体值；(2)被截获的概率不容易做的很低，在某些场合不易使用；(3)高扩频增益时实现比较困难；(4)扩频增益的设计不灵活；(5)数字化接收时采样速率太高；(6)自适应干扰抑制实现起来复杂。
现有技术中还有简单的将两种一维扩频方法串联起来组成一种二维扩频通信方法，如Hongnian Xing and Rinne，J.＂The performance analysis of a two dimensional CDMAsystem for frequency selective channels，＂GLOBECOM 1998.IEEE，Vol.5，1998 pp.2537-2542；以及，Lei Xiao and Qinglin Liang，＂A novel MC-2D-CDMA communication systems andits detection methods，＂ICC 2000，pp.1223-1227，June 18-22，2000，New Orleans，USA。这种二维扩频系统的矩阵为α1β1α2β1...αNβ1α1β2α2β2...αNβ2............α1βMα2βM...αNβM]]>显然，这种二维扩频矩阵，其中任两列都是相关的，这个特性使得这种通信方法的信号容易被截获，决定了该种二维扩频方法在某些领域如保密通信中的应用有很大的局限性。为此，我们将提出一种二维扩频方法，其扩频矩阵中任两列均是非相关的。
由本发明人申请的发明专利“一种新的联合扩展频谱的通信方法”(申请号02 113471.5)中提出了一种新的低截获概率通信方法，其特征一是采用了由在直接序列扩展频谱(DS-CDMA)基础上，采用全新的DMC离散多载波(Discrete MultiCarrier)扩频，它的特点是扩频序列在相邻时间段多载波扩频序列不同，即由DS2、DMC3、IDFT4组成完成二维扩频功能的模块1，实现二维扩频的目的，其中扩频矩阵(如图4)任两列均是非相关的；二是采用了二维扩频模块1与跳频扩频单元6、跳时扩频单元10一起组成联合扩展频谱的通信方法。因此采用该方法实现的通信，具有被截获率比现有技术更低，这是因为要截获本发明方法的无线通信信息，不仅需要截获跳频规律、跳时规律，还需进一步在二维空间中寻找检测方法；而传统的跳时跳频直接序列扩频无线通信信息的截获，是在解跳时解跳频后在一维空间中寻找检测方法。显然，截获本发明的方法的无线通信信息，要困难的多。但是，由于在二维扩频模块1的基础上增加了跳频扩频单元6、跳时扩频单元10，因此实现该方法的是很复杂的，成本也很高。特别是在很多场合，如超声波探测、短距离无线通信、小型化的通信系统等，使用此通信方法，是很不经济的。
本发明由发射和接受两部分组成。
本发明发射机部分组成本发明的发射部分包括由DS为直接序列扩频(DirectSequence)2、DMC为离散多载波(Discrete MultiCarrier)3、IDFT为逆离散富里叶变换(InverseDiscrete Forierr Transform)4组成二维扩频模块1，它与后面的添加保护时隙单元5、发射机射频部分6一起组成一种低截获概率的通信方法，如图3所示。
本发明发射机部分工作过程本发明的发射部分首先由DS为直接序列扩频(DirectSequence)2、DMC为离散多载波(Discrete MultiCarrier)3、IDFT为逆离散富里叶变换(InverseDiscrete Forierr Transform)4组成完成二维扩频功能的模块1；然后通过添加保护时隙单元5的输出，送至射频部分6，经天线7辐射至电磁波传输介质中。如图3所示。
二维扩展频谱的方法可以先用图4来简单说明。将原始数据的每一比特b(t)，与图4所示的二维扩频矩阵βp2α相乘，完成二维扩频，图4中横轴为时间，纵轴为频率，二维扩频模块1的二维扩频输出的数学表达式为f(t)=sβUαp2PTb(t),]]>其中，其中，α是对应直接序列扩频的扩频序列，α＝diag(α1，α2…，αN)，β为离散多载波扩频的扩频序列矩阵，βj＝(βj，1，βj，2，…，βj，M)Tj＝1，2，…，N，β＝(β1，β2，…，βN)，p＝(p(t)，p(t-Tc)，…，p(t-(N-1)Tc))T，s＝(cos(2πΔft)，cos(2π2Δft)，…，cos(2πMΔft))，U＝diag{p(t)，p(t-Tc)，…，p(t-(N-1)Tc)}。
从上面分析可以看出，扩频矩阵βp2αβp2α=α1β1,1α2β2,1···αNβN,1α1β1,2α2β2,2···αNβN,2......···...α1β1,Mα2β2,M···αNβN,M]]>中任两列均是非相关的，其时、频域的位置如图4所示。
添加保护时隙单元5的的功能是为了减轻信道多径引起的码间干扰。保护时隙的添加原理如图7所示，其中G表示保护时隙的长度。
本发明创新为与扩频均为一维扩频或两种一维扩频方法的现有的扩展频频谱的通信方法如采用直接序列扩展频谱(DS-CDMA)、多载波扩展频谱(MC-CDMA)等方法等相比，本发明在直接序列扩展频谱(DS-CDMA)基础上，采用DMC离散多载波(DiscreteMultiCarrier)扩频，它的特点是扩频序列在相邻时间段多载波扩频序列不同，即由DS2、DMC3、IDFT4组成完成二维扩频功能的模块1，实现二维扩频的目的，其中扩频矩阵中(如图4所示)任两列均是非相关的；与由本发明人申请的发明专利“一种新的联合扩展频谱的通信方法”(申请号02 1 13471.5)相比，本发明中的扩频是仅采用由DS2、DMC3、IDFT4组成完成二维扩频功能的模块1，实现二维扩频。
本发明发射机部分的实质相对于传统的跳时、跳频、多载波扩频、直接序列扩频等方法和由本发明人申请的发明专利“一种新的联合扩展频谱的通信方法”(申请号02 113471.5)，本发明的核心思想是采用二维扩频(Two Dimension Spread Spectrum)的方法，对信息进行扩展频谱。
本发明发射机部分的原理这里以BPSK调制为例，说明本发明的思想，这样设定并不影响本发明的思想应用于其它调制方式的系统中。本发明的二维扩展频谱的通信原理，如图3所示。在图3中，模块1完成二维扩频的功能，其中DS为直接序列扩频(Direct Sequence)，DMC为离散多载波(Discrete MultiCarrier)，IDFT为逆离散富里叶变换(Inverse Discrete Forierr Transform)。b(t)为原始输入信息，经直接序列扩频2扩频后，输出d(t)d(t)=Σj=1Nb(t)αjp(t-(j-1)Tc)---(1)]]>其中α1为对应直接序列扩频的扩频序列αα1，α2，…，αN，中的元素，N为直接序列扩频的处理增益，p(t)为宽度等于Tc的单位幅度脉冲 当然，p(t)也可以为其它形式的脉冲形状，式(2)的假定不影响本发明的一般性。
直接序列扩频之后的信号送到离散多载波扩频单元(DMC-SS)3。离散多载波扩频单元3中输入1个码元(chip)信号，分成M路相同的信号，每路信号再分别与频域扩频序列βj，i相乘，其工作原理如图5所示。
di(t)＝d(t)βj，ip(t-(j-1)Tc) i＝1，2，…，M；j＝1，2，…，N (3)其中βj＝(βj，1，βj，2，…，βj，M)Tj＝1，2，…，N (4)β＝(β1，β2，…，βN)(5)β为离散多载波扩频的扩频序列矩阵，其列向量分别对应于一扩频序列，βj，1为频域扩频序列，di(t)为DMC扩频3输出的信号。
DMC扩频3输出的信号，送至逆离散富里叶变换模块4，IDFT 4的模型如图6所示。实际工程中，IDFT4一般使用快速富里叶变换(IFFT)算法；这里为了说明本发明的思想，只用了IDTF来描述；但不论是IDFT，还是FFT，均不影响本发明的一般性。图6中Δf为多载波中任意的最近两个子载波的间距，共有M个子载波，所以总的频带宽度为MΔf。逆离散富里叶变换单元的输出f(t)为(t)=2PTΣi=1Mdi(t)cos(2πΔft)---(6)]]>其中PT为任一子载波的发射功率。将式(1)、(3)～(5)代入式(6)，则逆离散富里叶变换单元的输出为f(t)=Σj=1NΣi=1M2PTb(t)αjβj,ip(t-(j-1)Tc)cos(2πiΔft)---(7)]]>f(t)的矩阵表达式为f(t)=sβUαp2PTb(t)---(8)]]>其中，s＝(cos(2πΔft)，cos(2π2Δft)，…，cos(2πMΔft)) (9)U＝diag{p(t)，p(t-Tc)，…，p(t-(N-1)Tc)} (10)
α＝diag(α1，α2，…，αN)(11)p＝(p(t)，p(t-Tc)，…，p(t-(N-1)Tc))T(12)结论上面从理论讨论由DS2、全新的DMC3、IDFT4组成完成二维扩频功能的模块1的工作原理。
本发明接收机部分本发明接收机部分组成包括接收天线9、射频部分8、A/D变换器10、频率、时间同步11、保护时隙模块12，它还包括二维解调部分13，它由离散富里叶变换(DFT)单元14、DMC解扩单元15、DS解扩16组成。如图3所示。
本发明接收机部分工作过程工作过程接收机中接收天线9接收到发射的信号，送至A/D 10；A/D变换器10的输出在去掉保护时隙模块12中去掉保护时隙，送至二维解调部分13中的离散富里叶变换(DFT)单元14。A/D变换器10输出的另一路信号送至频率时间同步单元11，得到时间频率同步信息，用于二维解扩及控制本振的频率精度。如图3所示。
二维扩频解扩的工作原理在接收机中，频率时间同步单元11的时间、频率同步的传统方法有多种方式，这里就不再说明了。解调方式可以是非相干解调、差分相干解调、导引符号辅助的相干解调、相干解调等多种方式。不论何种解调方法，本发明中的时频二维扩频方法均可以使用。这里只描述BPSK相干解调时的时频二维解扩方法。为了突出二维扩频解扩的原理，这里假设时间、频率已同步，射频信号经过的是加性白高斯噪声信道，系统中没有采用添加保护时隙、去掉保护时隙单元，射频发射部分、射频部分对f(t)影响可以忽略。这种假设不影响本发明的一般性。则有r(t)=f(t)+n(t)]]>=sβUαp2PTb(t)+n(t)---(13)]]>其中r(t)是去掉保护时隙模块12的输出，f(t)为二维扩频模块1的输出，n(t)为功率谱密度为N0的加性白高斯噪声。根据图3所示模型，r(t)经过离散富里叶变换(DFT)14后的信号为g=∫0Tc(sTsβUαp2PTb(t)+sTn(t))dt]]>=IM×MTc2βUαp2PTb(t)+∫0TcsTn(t)dt---(14)]]>=βUαpTcPT2b(t)+∫0TcsTn(t)dt]]>其中g＝(g1，g2，…，gM)。g送至DMC解扩单元15进行处理。在DMC解扩单元15中首先对g在0～Tc时间段中积分，得g′g′=∫0Tc(sTsβp2αb(t)+sTn(t))dt]]>=βp2αTc2b(t)+∫0TcsTn(t)dt---(13)]]>再在DMC解扩单元15中对g′左乘(βp)T，得DMC解扩单元15的输出h(t)h(t)=(βU)TβUαpTcPT2b(t)+(βU)T∫0TcsTn(t)dt---(15)]]>据式(2)中定义的p在时间轴上的性质，式(14)可以化简为h(t)=ΩαpTcPT2b(t)+(βU)T∫0TcsTn(t)dt---(16)]]>其中Ω为Ω＝diag{|β1|2p(t)，|β2|2p(t-Tc)，…，|βN|2p(t-(N-1)Tc)} (17)其中|βj|2=βjTβj,j=1,2,...,N.]]>h(t)送至DS解扩单元16，输出(t)b^(t)=(αp)Th(t)]]>=pTαTΩαpTcPT2b(t)+(βUαp)T∫0TcsTn(t)dt---(18)]]>=TcPT2b(t)Σj=1Nαj2|βj|2p(t-(j-1)Tc)+(βUαp)T∫0TcsTn(t)dt]]>将式(2)代入式(18)，不失一般性，设αi＝±1，βj，i＝±1，j＝1，2，…，M，i＝1，2，…，N，则有b^(t)=NMTcPT2b(t)+(βUαp)T∫0TcsTn(t)dt---(19)]]>从上面理论上讨论了由DFT14、DMC解扩15、DS解扩16组成的二维解扩模块13的工作原理，因此，本发明提出的接收机通过二维解扩频的方法，对经过扩频后的原始信息进行二维解扩是可行的。
由式(18)，由于(βUαp)T∫0TcsTn(t)dt]]>均值为零的高斯噪声过程，显然检测的结果(t)是b(t)无偏估计，说明本发明中接收机结构是一种最优的方法。
需要另外说明的是，根据系统指标等的要求，系统中可以不使用添加保护时隙单元5及去掉保护时隙单元12两个单元。用不用添加保护时隙单元5及去掉保护时隙单元15两个单元均不影响本发明的一般性。
另外，图3中的二维扩频是先DS扩频，再DMC扩频。由于DS扩频和DMC扩频均是线性操作，因此，先后顺序是可以交换的。所以，是先DS扩频再DMC扩频，还是先DMC扩频再DS扩频，均不影响本发明的一般性。
本发明的工程实现与其它的低截获无线通信系统相比，具有如下特点(1)被截获率更低，这是因为要截获本发明方法的无线通信信息，需在一个一般意义下的二维空间中寻找检测方法；而传统扩频无线通信信息的截获，是在一维或特殊二维空间中寻找检测方法。显然，截获本发明的方法的无线通信信息，要困难的多。
(2)与由本发明人申请的发明专利“一种新的联合扩展频谱的通信方法”(申请号02 113471.5)相比，本发明具有成本低、实现简单、便于小型化的特点；(3)由于采用了DFT进行解调，因引不需要自适应干扰抑制，只需减单的限幅算法，即可达到很好的抗多频点阻塞干扰的能力。
(4)便于数字化无线通信的实现。本发明的IDFT、DFT可以使用工程中已十分成熟的IFFT、FFT来实施，与传统的直接序列扩频低截获无线通信相比，使用本发明方法实现的低截获无线通信接收机实现成本低，性能更稳定。
(5)抑制衰落信道影响的能力更强。在满足一定误码率要求的前提下，说明了本发明方法实现的低截获无线通信接收机，不需要发射机发射更多的能量，从而进一步增加了抗截获能力。
纵上所述，采用本发明的通信方法，信息在无线信道上的随机性强，使得非法用户(如敌方、故意破坏者)难以截获合法用户的信息；由于本发明具有成本低、实现简单、便于小型化的特点，因此它特别适合短距离无线通信、超声波探测等有关信息(数据)传输的技术中，为信息(数据)传输的安全提供了技术保证。
图1是传统的直接序列扩频的低截获无线通信系统工作原理图其中，发射机部分2是直接序列(DS)扩频单元，6是发射射频部分，7是天线；接收机部分8是射频接收部分，9是接收天线，10是A/D转换，11是频率时间同步单元，16是DS解扩单元。
其中，b(t)是原始输入信息，d(t)是直接序列扩频2扩频后的输出信息，(t)是解扩频模块13的输出。
b(t)经直接序列扩频2扩频后，输出d(t):d(t)=Σj=1Nb(t)αjp(t-(j-1)Tc),]]>其中αi对应直接序列扩频的扩频序列αα1，α2，…，αN，中的元素，N为直接序列扩频的处理增益，p(t)为宽度等于Tc的单位幅度脉冲 直接序列扩频之后的信号送到射频发射部分6，经天线7辐射至电磁波传输介质中。
接收机中接收天线9接收到发射的信号，经射频接收部分8，送到A/D变换器10。A/D变换器10的输出，送至频率时间同步单元11，得到时间频率同步信息。图2是直接序列扩频的扩频序列示意图其中横轴为时间轴，α1，α2，…，αN直接序列扩频序列的具体值。图3是本发明通信方法原理的示意图其中，发射机部分1是二维扩频模块，2是直接序列(DS)扩频单元，3是离散多载波(DMC)扩频单元，4是逆离散富里叶变换(IDFT)模块，5是添加保护时隙单元，6是射频发射部分，7是天线；接收机部分8是射频接收部分，9是接收天线，10是A/D转换，11是频率时间同步单元，12是去掉保护时隙单元，13是二维解扩频单元，14是DFT模块，15是DMC扩频单元，16是DS解扩单元。
b(t)是原始输入信息；d(t)是直接序列扩频2扩频后的输出信息；f(t)是逆离散富里叶变换单元(4)的输出，即二维扩频模块1的输出；r(t)是二维解扩频模块(13)的输入；g(t)是离散富里叶变换(14)后的输出信号；h(t)是逆离散多载波(15)的输出；(t)是二维解扩频模块(13)的输出。图4为二维扩频矩阵对应的元素示意图其中，横轴为时间轴，纵轴为频率；αi为对应直接序列扩频的扩频序列α＝diag{α1，α2，…，αN}中的元素，N为直接序列扩频的处理增益βj＝(βj，1，βj，2，…，βj，M)T，j＝1，2，…，N；β＝(β1，β2，…，βN)；β为离散多载波扩频的扩频序列矩阵，其列向量分别对应于一扩频序列，βj，1为频域扩频序列；αjβj，i为二维扩频矩阵的元素，其中i＝1，2，…，M，j＝1，2，…，N。图5是离散多载波扩频3的扩频原理示意图其中，离散多载波扩频单元3中输入1个码元(chip)，输出M路相同的1个码元宽度的信号，每路信号再分别与频域扩频序列βj，i相乘，di(t)＝d(t)βj，ip(t-(j-1)Tc)i＝1，2，…，M；j＝1，2，…，N，其中βj＝(βj，1，βj，2，…，βj，M)Tj＝1，2，…，N，β＝(β1，β2，…，βN)，β为离散多载波扩频的扩频序列矩阵，其列向量分别对应于一扩频序列。图6是逆离散傅立叶变换模块(IDFT)4工作原理示意图其中，Δf为多载波中任意的最近两个子载波的间距，共有M个子载波，所以总的频带宽度为MΔf。逆离散富里叶变换单元的输出为f(t)=Σi=1Mdi(t)cos(2πiΔft).]]>di(t)为从DMC3扩频后输出的第M路信号。图7是保护时隙5的添加原理图其中，G是保护时隙的宽度，Tc是符号的有效长度。保护时隙是为了对抗多径时引起的码间串扰。
本发明的接收部分采用了解二维扩频通信系统。二维解扩频的原理由式(13)、(14)、(15)、(16)、(18)表示，最后的检测结果为式(18)，b^(t)=NMTcPT2b(t)+(βUαp)T∫0TcsTn(t)dt---(19)]]>可以按上述公式所表示的规律，通过编程来实现本发明提出的通信方法。
权利要求
1.一种二维扩展频谱的通信方法，包括发射部分和接收部分，发射部分包括直接序列扩频单元(2)、逆离散富立叶变换(4)、射频发射部分(6)；接收部分包括离散富立叶变换(28)、直接序列解扩频单元(30)、射频接收部分(8)；其特征在于是发射部分还包括离散多载波扩频单元(3)，离散多载波扩频单元(3)与直接序列扩频单元(2)和逆离散富立叶变换(4)一起组成二维扩频模块(1)，二维扩频过程的矩阵表达式是f(t)=sβUαp2PTb(t);]]>接收部分还包括逆离散多载波单元(29)，逆离散多载波单元(29)与直接序列解扩频单元(30)、离散富立叶变换(28)一起组成二维解扩频模块(27)，二维解扩频过程的矩阵表达式是b^(t)=NMTcPT2b(t)+(βUαp)T∫0TcsTn(t)dt.]]>
2.根据权利要求1所述的一种二维扩展频谱的通信方法，其特征是所述的二维扩频模块(1)对用户信息扩频操作的顺序，可以是先进行直接序列扩频(2)，再进行离散多载波扩频(3)；也可以先进行离散多载波扩频(3)，再进行直接序列扩频(2)。
3.根据权利要求1所述的一种二维扩展频谱的通信方法，其特征是所述的离散多载波扩频(3)所用的扩频序列矩阵的每一列，可以是不同的伪随机序列；也可以是相同的伪随机序列；所述的直接序列扩频(2)所用的扩频序列，是一种伪随机序列。
4.根据权利要求1所述的一种二维扩展频谱的通信方法，其特征是所述的二维扩频矩阵中任两列均是非相关的。
5.根据权利要求1所述的一种二维扩展频谱的通信方法，其特征是所述的逆离散富立叶变换(4)可以采用逆离散富立叶变换技术，也可以采用快速富立叶变换技术。
6.根据权利要求1所述的一种二维扩展频谱的通信方法，其特征是所述的离散富立叶变换(4)可以采用离散富立叶变换技术，也可以采用快速富立叶变换技术。
全文摘要
本发明公开了一种二维扩展频谱的通信方法，它是由离散多载波扩频3与直接序列扩频2和逆离散富立叶变换4一起组成二维扩频模块1、射频发射部分6组成本发明的发射部分；由逆离散多载波15与直接序列解扩频16、离散富立叶变换14一起组成二维解扩频模块13，二维解扩频模块13与射频接收部分8组成本发明的接收部分。由于本发明具有成本低、实现简单、便于小型化的特点，因此它特别适合短距离无线通信、超声波探测等有关信息(数据)传输的技术中，为信息(数据)传输的安全提供了技术保证。
文档编号H04B1/69GK1455520SQ02113688
公开日2003年11月12日 申请日期2002年4月30日 优先权日2002年4月30日
发明者唐友喜 申请人:电子科技大学