无线通信网中的空时编码传输的制作方法

专利名称：无线通信网中的空时编码传输的制作方法
技术领域：
该发明涉及通信系统，具体而言，是涉及无线通信系统中的多天线发射机和接收机。
背景技术：
使用多发射天线的空时编码已经被公认为无线应用中一种有吸引力的技术，它可以使用分集增益和编码增益获取高数据率传输。然而，空时编码通常只是为频率平坦信道设计。未来宽带无线系统可能是传输符号的持续时间小于信道时延扩展，这将引起频率选择性的传播影响。当宽带无线应用成为发展目标，那么设计适合频率选择性多径信道的空时编码就很重要。不像平坦衰落信道那样，散射多径信道下空时编码的最佳设计很复杂，这是因为多天线信号不只是在空间，并且在时间上产生混叠。为了保持解码简单性和利用已经存在的平坦衰落信道下的空时编码设计，大多数常规技术都沿袭两步方式。具体的说，这些技术首先通过将频率选择性衰落信道转换成平坦衰落信道减小符号间干扰(ISI)，而后为由此而得的平坦衰落信道设计空时编码器和解码器。减小ISI的一种方法是在接收端采用多输入多输出均衡器(MIMO-EQ)将FIR信道变成暂时的ISI-free信道。
另一种方法采用正交频分复用(OFDM)，在发射端通过逆傅立叶变换(IFFT)和循环前缀(CP)的插入，将频率选择性多径信道分成一组平坦衰落子信道，在接收端有相应的快速傅立叶变换(FFT)和循环前缀消除，这种方法具有较小的接收机复杂度。在这些平坦衰落OFDM子信道中，很多技术将空时编码应用在频率选择性信道传输。其中一些发射端需要假定信道信息，而另一些则不需要信道信息。
虽然在衰落信道下采用空时编码设计至少能达到完全多天线分集，但是嵌入在多径传播中的潜在分集增益没有十分彻底地发挥。基于OFDM的系统能达到多天线和多径分集增益，其阶数(order)取决于发射天线个数，接收天线个数和FIR信道的分支(tap)的乘积。然而，确保嵌入分集充分利用的编码设计还没有研究出来。简单的设计达到了完整分集，但本质上是重复传输，从而相当程度地降低了传输速率。另一方面，对于单天线传输，当OFDM传输通过子载波被线性预编码时，达到了与FIR分支相等的分集阶。基于多载波(OFDM)的空时编码传输的固有局限性就非常明显，这使得功率放大器进行补偿(back-off)成为必要，因而降低了功率效率。另外，多载波方案相对于单载波，对于频率偏移更敏感。

发明内容
通常，该发明是针对频率选择性衰落信道单载波分组传输的空时分组编码技术。此外，依照该技术，在多散射环境中达到最大分集阶NtNr(L+1)，其中Nt表示发射天线个数，Nr表示接收天线个数，(L+1)表示相应的每个FIR信道的阶数。这些技术使得简单线性处理结合完整信道分集，同时带来相当于单天线传输时的接收机复杂度。尤其是，这些传输使得可以利用准确的Viterbi算法实现最大似然(ML)最佳解码，另外能够选择不同的次优均衡来减小复杂度。当传输与信道编码相结合，促进了迭代(Turbo)均衡器的应用。仿真结果证明，空间多径分集的联合应用带来了在频率选择性多径信道下性能的重大提高。
在具体运用中，可以包括将置换矩阵应用到输出数据流的符号块中，并由置换符号块产生传输信号。进而该方法可以包括在无线通信媒介中以传输信号。
另一具体运用中，可以包括将承载信息的符号流分列成K个符号长的块，将这些符号预编码成J个符号长的块，并合并成连续的Ns个块。该方法更可以包括将置换矩阵应用到该Ns个块，产生Nt行的空时分组编码矩阵，每行包含ND*J个符号，由这Nt行符号产生Nt个传输信号，并通过无线通信媒介进行传输。
其他具体运用中，发射设备可以包括编码器，该编码器将置换矩阵应用到信号承载符号块以及产生排列符号块的空时分组编码矩阵。该发射设备更可以包括多个脉冲成形单元，由空时分组编码矩阵符号产生多个传输信号；多个天线，通过无线传输媒介传输信号。
在附图和下面描述中，阐明该发明的一个和多个具体运用的细节。由这些描述、附图和权利要求，该发明的特征、目标和优势将显而易见。


图1是发射机和接收机通过使用空时编码传输技术在无线信道中通信的无线通信系统结构方框图。
图2-3是图1中发射天线的发射序列时间示意图。
图4是图1中发射机的另一个实例发射形式。
图5是根据本发明原理，使用空时编码传输技术的信道编码的一个实例通信系统。
图6-9是系统使用两个发射天线和一个接收天线时仿真后的性能结果图。
具体实施例方式
下面将对该发明进行详细的描述。
第一节讨论一种特殊的情况，即包含单个天线接收机和两个天线发射机的一个系统。第二节详细介绍均衡和解码设计。第三节将所提议的方案推广到多发射多接收天线情况。在第四节提供仿真结果。
贯穿整个具体描述，粗体大写字母表示矩阵，粗体小写字母表示列向量；(·)*、(·)T和(·)H分别表示共轭，转置和厄密转置；E{·}表示期望，tr{·}表示矩阵的迹，‖·‖表示矢量的欧几里得范数(Euclidean norm)；IK表示K阶单位矩阵，0M×N(1M×N)表示全0(全1)的M×N矩阵，FN表示N×N FFT矩阵，它的第(p+1；q+1)个元素是(1/N)exp(-j2πpq/N),]]>p，q∈
；diag(x)表示对角元素为x的对角阵。[·]p表示向量的第p+1个元素，[·]p·q表示矩阵的第(p+1；q+1)个元素。
第一节 单载波分组传输图1是发射机(4)和接收机(6)在无线通信信道(8)中通信的无线通信系统(2)结构方框图。具体而言，图1说明了离散时间等效基带模型，其中发射机(4)通过两个发射天线(Nt＝2)发射数据，接收机通过单个接收天线(Nr＝1)接收数据。发射机部分包括预编码器(11)，编码器(12)，两个产生发射信号的脉冲成形单元(13)，和两个发射天线(14)。
取自于字母表A的信息承载数据符号d(n)被分成K×1块d(f):＝[d(iK)，…，d(iK+K-1)]T，其中串行的序号n与块号i相关，n＝iK+k；k∈
。d(i)通过J×K矩阵Θ(其元素为复数)预编码成J×1符号块s(i):＝Θd(i)。Θ的线性预编码或者是非冗余的(J＝K)，或者是冗余的(J＞K)。空时编码器由输入的两个连续块s(2i)和s(2i+1)输出2J×2的空时分组编码矩阵，如下s‾1(2i)s‾1(2i+1)s‾2(2i)s‾2(2i+1):=s(2i)-Ps*(2i+1)s(2i+1)Ps*(2i)→time↓space,---(1)]]>其中P是置换(permutation)矩阵，取自于一组置换矩阵{PJ(n)}n＝0J-1，其中J表示维数J×J。当加入到J×1向量a＝[α(0)，α(1)，…，α(J-1)]T时，每项代表逆循环移位(由n决定)。具体是，[PJ(n)a]p=a((J-p+n)modJ).]]>两个特殊的情况是PJ(0)和PJ(1)。输出值PJ(0)a=[a(J-1),a(J-2),···,a(0)]T]]>表示a的时间逆转(time-reversa1)，而PJ(1)a=[a(0),a(J-1),a(J-2),···,a(1)]T=FJ(-1)FJ(H)a=FJ(H)FJ(H)a]]>对应向量a进行两次J点IFFT。空时编码矩阵中这种双IFFT实际上Z变换方式的特例，最初由Z.Liu和G.B.Giannakis提出(“Space-time coding with transmit antennas formultiple access regardless of frequency-selective multi-path”，inProc.of Sensor Array and Multichannel Signal Processing Workshop，Boston，MA，Mar.2000，pp.178-182.)，经选择的Z域点都均等地分布在单位圆上 这里的技术允许取自集{PJn)n＝0J-1的任何P。
在每个块传输时间间隔i里，将块s1(i)和s2(i)分别发送到发射机4的第一天线和第二天线。由(1)式得到s‾1(2i+1)=-Ps‾2*,s‾2(2i+1)=Ps‾1*(2i),---(2)]]>这表示一个天线在时隙2i+1的每个传输块是另一个天线在时隙2i相应传输块的共轭置换(permuted)(可能有符号变化)。对于平坦衰落信道，符号分组没有必要，也就是说，J＝K＝1和P＝l，以及(1)式的设计简化为Alamouti空时编码矩阵。然而，对于频率选择性多径信道，置换矩阵P有必要很快地求出。
为了避免频率选择性多径信道下的块间干扰(IBI)，发射机(4)在传输前为每个块插入循环前缀。数学表示为，每个天线μ∈[1，2]，P×J发射矩阵TCP:=[ICPT,IJT]T,]]>其中ICP组成IJ的后P-J行，被应用到sμ(i)得到P×1个块uμ(i)＝TCPsμ(i)。实际上，用sμ(i)乘TCP复制sμ(i)的后P-L项并将其放在顶部。在图2中描述了发射机(4)两个天线的发射序列。
以符号率采样时，hμ:＝[hμ(0)，…，hμ(L)]T表示第μ个发射天线和单接收天线之间的等效离散时间信道冲激响应(包含发射接收滤波器和多径影响)，其中L表示信道阶数(channel order)。CP的长度至少等于信道阶数，P-J＝L，接收机通过删除循环前缀对应的接收采样可以避免块间干扰IBI。由发射机的CP插补和接收机的CP消除得到矩阵矢量形式的信道输入输出关系x(i)=Σμ=12H~μs‾μ(i)+w(i),]]>其中，信道矩阵 是循环行列式[H~μ]p,q=hμ((p-q)modJ),]]>w(i)是加性白高斯噪声，每个元素的方差为σw2=N0.]]>接收机(6)能够利用循环行列式矩阵的下面两个特性特性1循环行列式矩阵能通过FFT进行对角化，H~μ=FJHD(h~μ)FJ,H~μH=FJHDh~μ*FJ,---(4)]]>其中D(h~μ):=diag(h~μ),h~μ:=[Hμ(ej0),Hμ(ej2πJ),···,Hμ(ej2πJJ(J-1))]T,]]>其中第p项为频率z=ej2πJ(p-1)]]>上的信道频率响应Hμ(z):=Σl=0Lhμ(l)z-1.]]>特性2P前乘和后乘 生成 PH~μP=H~μT,PH~μ*P=H~μH.---(5)]]>当空时编码块满足(2)式时，我们由(3)式得到两个连续的接收块x(2i)＝H1s1(2i)+H2s2(2i)+w(2i)，(6)x(2i+1)=-H~1Ps‾2*(2i)+H~2Ps‾1*(2i)+w(2i+1).---(7)]]>P左乘(7)式，共轭后，使用特性2，得到Px*(2i+1)=-H~1Hs‾2(2i)+H~2Hs‾1(2i)+Pw*(2i+1).---(8)]]>需要注意的是，在发射机插入置换矩阵P，使得(8)式中信道矩阵的厄密转换有利于以线性接收机处理方式实现多天线分集增益。
我们将在频域处理接收块，将FFT矩阵F，乘以块x(i)来执行x(i)项的J点FFT。定义y(2i):＝FJx(2i)，y*(2i+1)＝FJPx*(2i+1)，同样的，η(2i)＝FJw(2i)，η*(2i+1):＝FJPw*(2i+1)。为了表示的方便，定义对角矩阵D1:=D(h~1)]]>和D2:=D(h~2),]]>其对角元素是FFT采样值。将特性1应用到(6)式和(8)式上，我们得到了FFT处理块y(2i)＝D1FJs1(2i)+D2FJs2(2i)+η(2i)， (9)y*(2i+1)=-D1*FJs‾2(2i)+D2*FJs‾1(2i)+η‾*(2i+1).---(10)]]>这一点有必要说明的是，在接收块x(i)时，转置、共轭和FFT不会引入任何信息丢失，并且(9)式和(10)式仍保持加性白噪声。当符号检测时，仅依赖于FFT处理块y(2i)和y*(2i+1)是足够的。
在定义 之后，将(9)式和(10)式合并成为一个矩阵向量的形式，可得 其中用到了(1)式中的等式s1(2i)＝s(2i)和s2(2i)＝s(2i+1)。
考虑J×J对角阵D12，其对角元素是非负的，且D‾12=[D1*D1+D2*D2]1/2]]>。可以验证(11)式中的D满足DHD=I2⊗D‾122,]]>其中代表Kronecker乘积。基于D1和D2，下面我们引入一个单位矩阵U。如果h1和h1在FFT栅格 上不共用0，则D12是可逆的，选择U=:D(I2⊗D‾12-1).]]>如果h1和h1在FFT栅格上恰好共用0(即使出现概率为0)，按以下构造U。不失一般性，假定h1和h1在第一子载波ej0恰共用0，则有[D1]1，1＝[D2]1，1＝[D12]1，1＝0。然后构造一个对角矩阵D1′，只是在第一行和D1不同[D1′]1，1＝1。同样的定义D和D12，通过用D1替换D1′构造D′和D12′。因为D12′是可逆的，构造U:＝D′[I2(D12′)-1]。总之，不管D12是可逆或者不可逆，我们总是可以构造单位矩阵U，满足UHU＝I2J和UHD＝I2D12，后者容易验证。因为在加性高斯白噪声的条件下，用单位矩阵乘不会导致任何的最优译码的损失，(11)式产生 如下
其中因而产生的噪声 仍是白噪的，每项的方差为N0。
由(12)式可知，在线性接收机处理后，在不牺牲ML最优性时能分别解调出块s(2i)和s(2i+1)。实际上，至此在接收机采用了CP消除后的三个线性酉操作i)置换(借助P)；ii)共轭和FFT(借助FJ)；iii)归一化合并(借助UH)。结果，我们只需要从下面的子块分别解调每一个信息块d(i)参见(12)z(f)＝D12FJs(i)+η(i)＝D12FJΘd(i)+η(i)。
(13)A.分集增益分析为了简化符号，去掉(13)式的序号i，比如用d表示d(i)。为了完善接收机的CSI，我们考虑传输符号块d的成对差错概率(PEP) ，但是当d≠d′出现解码错误。PEP能近似用Chernoff界表示P(s→s′|h1，h2)≤exp(-d2(z，z′)/4N0)，(14)其中d(z，z′)表示z和z′之间的欧几里得距离。
定义误差矢量e:＝d-d′，J×(L+1)阶范德蒙德(Vandermonde)矩阵V满足[V]p，q＝exp(-j2πpq/J)。矩阵V通过时域的信道分支连接信道频率响应，即为h~μ=Vhμ.]]>由(13)式，该距离可以表示为d2(z,z′)=||D‾12FJΘe||2=eHΘHFJHD‾122FJΘe=Σμ=12||D‾μFJΘe||2=Σμ=12||DeVhμ||2,---(15)]]>其中De:＝diag(FJΘe)，因此DμFJΘe=Deh~u=DeVhμ.]]>我们关注块的准静态信道，也就是信道在每个空时编码块内保持不变，但可以在块间变化。我们进一步的采用下面的假设假设0信道h1和h2是不相关的；对于每个天线μ∈[1，2]，信道hμ是均值为0协方差矩阵为Rh,μ=E{hμhμH}]]>的复高斯分布。
如果hμ的各项是独立同分布的(i.i.d)，我们有Rh，μ＝IL+1/(L+1)，其中信道协方差矩阵被归一化成单位能量，也就是tr{Rh，μ}＝1。因为通常的频率选择性多径信道的协方差矩阵是任意秩的，我们定义“有效信道阶数”为L~μ=rank(Rh,μ)-1.]]>考虑下面的特征分解Rh,μ=Uh,μΛh,μUh,μH,---(16)]]>其中Λh，μ是一个 对角矩阵，其对角上为Rh，μ的正的特征值；Uh，μ是具有正交列的 阶矩阵Uh,μHUh,μ=IL~μ+1.]]>定义h‾μ=Λh,μ-1/2Uh,μHhμ,]]>可以验证hμ的各项是单位方差的独立同分布。既然hμ和Uh，μΛh，μ1/2hμ是同分布的，在下面的PEP分析中，我们可以用后者代替前者。
一种有吸引力的特例为符合满秩相关矩阵的传输经验信道；也就是说，rank(Rh，μ)＝L+1，L~μ=L.]]>稍后将加以说明，一个多散射环境使得Rh，μ满秩，因为它在分集中仍然是充裕的所以这一点有利于宽带无线应用。
由于信道矢量hμ的白化和归一化，可以简化(15)式为d2(z,z′)=||DeVUh,1Λh,11/2h‾1||2+||DeVUh,2Λh,21/2h‾2||2.---(17)]]>从矩阵Ae，μHAe，μ的谱分解，其中Ae,μ:=DeVUh,μΛh,μ1/2,]]>我们知道存在一个酉矩阵Ue，μ，使得Ue,μHAe,μHAe,μUe,μ=Λe,μ,]]>其中Λe，μ是非增对角元素的对角阵，其对角元素由矢量λe,μ:=[λe,μ(0),λe,μ(1),···,λe,μ(L~e,μ)]T]]>形成。
现在考虑同一相关矩阵的信道矢量h‾μ′=Ue,μHhμ.]]>矢量hμ′是0均值复高斯的且各项独立同分布。利用hμ′，(17)式也可表示为d2(z,z′)=Σμ=12(h‾μ′)HUe,μHAe,μHAe,μUe,μh‾μ′=Σl=1L-1λe,1(l)|h‾1′(l)|2+Σl=1L-2λe,2(l)|h‾2′(l)|2.---(18)]]>基于(18)式，对于独立同分布的瑞利随机变量|h1′(1)||h2′(1)|而说，通过对(14)式求平均，我们得到平均PEP的上界，如下P(s→s′)≤Πl=0L-111+λe,l(l)/(4N0)·Πl=0L-211+λe,2(l)/(4N0).---(19)]]>如果re，μ是Ae，μ的秩(同样也是Ae，μHAe，μ的秩)，当且仅当l∈
时则λe，μ(1)≠0。因此(19)式为P(s→s′)≤(14N0)-(re,1+re,2)(Πl=0re,i-1λe,1(l)·Πl=0re,2-1λe,2(l))-1.---(20)]]>我们称re:＝re，1+re，2为分集增益Gd，e，(Πl=0re,1-1λe,1(l)·Πl=0re,2-1λe,2(l))1/re]]>为给定符号误差矢量e系统的编码增益Gc，e。分集增益Gd，e决定平均(w.r.t随机信道)PEP(s和s′之间)作为高信噪比(N0→0)时信噪比的函数的斜率。相应地，Gc，e决定在信噪比相对于基准错误率(benchmark error rate)曲线[1/(4N0)-rc的PEP曲线的漂移。对于平坦衰落信道，没有依赖于PEP来设计(非线性)空时编码，这里我们引用PEP界来证明我们所提出的在频率选择性信道下单载波分组传输的分集特性。
既然Gd，e和Gc，e都依赖于e(也就是s和s′之间)的选择，在我们系统中，定义分集增益和编码增益为Gd:=minGd,e,e≠0Gc=minGc,ee≠0.---(21)]]>基于(21)式，可以检验分集增益和编码增益。然而，在本文中，我们仅仅关注分集增益。首先，我们发现矩阵Ae，μHAe，μ是大小 的平方。所以，在两个发射天线和一个接收天线的系统中，对于有效信道阶数为 μ＝1，2的FIR信道，最大可达到的分集增益是Gd=Σμ=12(L~μ+1),]]>而在多散射环境中，其值为2(L+1)。这种最大分集增益可以简单的获取，例如通过每个天线上的冗佘传输，即每个天线在非重叠时隙上紧接着L个0传输相同的符号。然后，下面我们利用提出的以下方案检验获得的增益水准，这些方案无疑比冗余传输有更高的速率。
B.CP-only我们把CP-only称为不带预编码的块传输Θ＝IK，J＝K，且s(i)＝d(i)。“only”一词强调不同于OFDM，在发射机端不需要IFFT变换。现在我们检验由CP-only所获取的分集阶数。最坏的情况是选择d＝a1J×1和d′＝a′1J×1，意味着e＝(a-a′)1J×1，其中a，a′∈A。这些错误结果证明，矩阵De＝diag(FJe)仅仅有一个非零项，推导出re，1＝re，2＝1。因此，CP-only能达到的系统分集阶数是Gd＝2。这正是来自两个发射天线空间分集阶二的情况(参见(13))。需要注意的是，CP-only方案受到多径分集损耗的影响。
同时，为了从内嵌的所引入的多径分集中获益，我们必须改进传输模型。
C.线性预编码CP-only为了增加我们空时系统的分集阶数，发射机4可以采用最初为单天线传输开发的线性预编码。可以将上述的CP-only看作是具有同一预编码器(ientity precoder)的线性预编码CP-only系统(以下用LP-CP-only表示)的特例。s(i)＝Θd(i)，并且精心设计使得Θ≠IK，下面分析所能达到的最大分集增益。我们讨论两种情况第一种由于采用J＝K而没有冗余，而第二种采用J＝K+L，是引入冗余的。对于非冗余预编码J＝K，已经验证对任何有限字母表的信号星座来说，通常存在一个K×K星座旋转(CR)酉矩阵确保ΘCR满足对任何(d，d′)，ΘCR(d-d′)的每个项是非零的。因此我们提议构造Θ=FKHΘCR,]]>故FKΘ＝ΘCR。通过这个构造，保证了De＝diag(ΘCRe)的对角元素是非零的，也就是说它是满秩的。从而矩阵DeV有列满秩L+1，Ae,μ=DeVUh,μΛh,μ1/2]]>有列满秩re,μ=L~μ+1.]]>因此，实际上获得了最大分集阶数。
这里我们强调非冗余编码器ΘCR依赖于星座。对于通常使用的BPSK，QPSK，和所有的QAM星座，块大小K等于2的幂，K＝2m，构造一类具有很大编码增益的预编码器ΘCR为ΘCR＝FKΔ(α)，故Θ＝Δ(α)，(22)其中Δ(α)＝diag(1，α，…，αK-1)，α∈{ejπ2k(1+ln))}n=0K-1.]]>当块大小K≠2m，可以通过截短(22)式中构造的更大酉矩阵来构造ΘCR。通常，增加分集增益所付出的代价是LP-CP-only通常不提供常模传输。然而，通过设计K为2的幂，选择(22)式中的Θ，若d(i)是PSK信号，则发射信号s(i)＝Δ(α)d(i)是常模的。因此，通过选择K为2的幂，我们能增加分集增益而不会减小功率效率。
或者，我们可以采用一个冗余J×K预编码器Θ，其中J＝K+L。我们选择如此高阶的预编码矩阵Θ的标准是保证FJΘ满足以下属性FJΘ的任何K行是线性独立的。其中满足这一属性的一类FJΘ即包括带独特产生器[ρ1，…，ρJ]的范德蒙德矩阵Θvan，定义为 故Θ=FJHΘvan.---(23)]]>当FJΘ＝Θvan，不考虑基础的信号星座时，可知对于任何e，Θvane至少有(L+1)个非零元素。实际上，若对于一些e，Θvane只有L个非零元素，则它有K个零元素。挑选Θvan的相应K行以形成截短的矩阵Θvan，得到Θvane＝0，这表示这K行是线性依赖的，从而违反了预编码器Θvav的设计。当De＝diag(Θvane)有至少(L+1)个非零元素，由于矩阵v的任何L+1行是线性独立的，矩阵DeV是满秩的。因此，不考虑基础的星座时，冗余预编码可以获取最大分集增益。
当J∈[K，K+L]，对于取值不受强制的任何e，Θe可能并不存在L+1个非零元素，所以不考虑预编码器的星座是不可能的。因此，星座独立预编码器的星座对于J＜K+L来说是不可能的。然而，在J＞K的冗余情况下，依赖星座的预编码设计就变得简单了。
D.仿射预编码CP-only另外一类引人注意的线性预编码器实现一种仿射变换s(i)＝Θd(i)+Θ′b(i)，其中b(i)是一个已知的符号矢量。在本文中，我们只关注下面这种特殊形式s(i)=T1d(i)+T2b(i)=d(i)b(i),---(24)]]>其中预编码器Θ＝T1是IJ的前K列，预编码器Θ′＝T2是IJ的后L列，已知的符号矢量b大小为L×1，其各元素取自字母表A。以下我们称(24)式中的传输格式为AP-CP-only。需要注意的是在该方案中，J＝K+L，P＝J+L。
尽管这里为了方便将b(i)置于s(i)的底部，但也可以将b(i)置于s(i)的任何位置。只要s(i)中的L个连续的符号已知，第二节中介绍的所有解码方法都能应用。
回忆误差矩阵De＝diag(FJT1e)不含有已知符号。既然FJT1是(23)式的范德蒙德矩阵，则如第一节C中讨论的冗余LP-CP-only一样，可以达到最大分集增益。
在图2中描绘了基于CP的方法，发射序列的CP部分来自未知的数据块，所以通常是未知的。然而，对(24)式中AP-CP-only来说，当具体选择P=PJK,]]>得到PJ(K)s(i)=[[PK(0)d(i)]T,[PL(0)b(i)]T]T,]]>这意味着数据块和已知的符号块都是逆时的，但保持了原始位置。PJ(K)s(i)的后L项又是已知的，然后将其复制成循环前缀。对于这种特殊的情况，在图3中描绘了这个发射序列。该格式中，数据块d(i)被两个已知的块包围，分别称为前训练序列(pre-amble)和后训练序列(post-amble)。我们通常的基于CP结构的设计在特殊情况下包含这些已知的前训练序列和后训练序列。
注意，传统的系统并没由很好的利用前训练序列和后训练序列。对于有限块长度的传输出现了“边缘效应”，同时为了使用Viterbi译码算法需要对O(L/J)的阶的估计。当块大小远远大于信道阶数时，该估计等同于如下事实线性卷积的数量近似于循环卷积。通过简单地实施CP结构来获得循环卷积，应用Viterbi算法到我们提议的不作任何估计的AP-CP-only，不考虑块长和信道阶数，这点下面将说明。
E.ZP-only在AP-CP-only中，用b(i)＝0代替取自字母表的已知符号，我们定义P=PJ(K).]]>因此，相邻的数据块被两个零块保护，每一个长度为L，见图3。既然信道的阶数仅为L，两个相邻数据块间没有必要存在2L个0。在发射机仅仅保留一个L个零的块，也就删除了接收机的CP插补操作。另一方面，在前一个块中的零块作为当前块的CP，因此对基于CP传输所作的所有推导仍然有效。图4说明了这种传输格式，这样可以比AP-CP-only获得更高的带宽效率。我们称该方案为ZP-only，其中J＝K+L，P＝J。
数学上看，ZP-only是当b(i)＝0时AP-CP-only的一个特例，很明显这样获取了最大分集增益。除了速率提高，ZP-only也节省了被CP和已知符号占用的传输功率。
为了方便，假定多散射环境，我们在表1列出了所有上述的方案。也考虑了循环前缀和已知符号所带来的功率损耗。当然在K＞＞L时可以忽略。
表1多散射环境各种单载波方法总结 -仅当信息符号具有常模，例如从PSK星座取得F.与多载波传输相结合的方法在这一小节里，我们将单载波和多载波(基于OFDM)方法联系在一起。首先，我们检验两个连续时间间隔的传输块。对于LP-CP-only，发射空时矩阵为
u1(2i)u1(2i+1)u2(2i)u2(2i+1)=TcpΘd(2i)-TcpPΘ*d*(2i+1)TcpΘd(2i+1)TcpPΘ*d*(2i)→time↓space,---(25)]]>若令P=PJ(1)]]>和Θ=FJHΨ,]]>得到通用矩阵Ψu1(2i)u1(2i+1)u2(2i)u2(2i+1)=TcpFJHΨd(2i)-TcpFJHΨ*d*(2i+1)TcpFJHΨd(2i+1)TcpFJHΨ*d*(2i)→time↓space.---(26)]]>如果Ψ＝IK，(26)式符合Y.Li，J.C.Chung和N.R.Sollenberger提出的空时分组编码OFDM(“Transmitter diversity for OFDM systems and its impacton high-rate data wireless network”，IEEE Journal on Selected Areasin Communications，vol.17，no.7，pp.1233-1243，July 1999)。设计Ψ≠IK，和其他传统技术提出的一样，在OFDM子载波间引入了线性预编码。因而，LP-CP-only通过选择预编码器Φ和置换P，包括作为特例的线性预编码的空时编码OFDM。即使线性预编码已经在空时OFDM系统中提出，但是并没有提供分集分析。我们这里提到的联系揭示出通过具有范德蒙德预编码器的线性预编码ST-OFDM获得了最大分集增益。
有趣的是，能够将线性预编码OFDM转换为0填补传输(zero paddedtransmission)中。选择Ψ为FJ的前K列，得到传输块u(i)=TcpFJHΨd(i)=
T,]]>这里在每个块的顶部和底部都插入了0。
G.容量结果下面分析(1)式的空时分组编码的容量。在接收机处理后，等效的信道输入输出关系为由(13)描述的z＝D12FJs+η，为了简便略去了块号。用Z(z:s)表示z和s的共有信息，当s是高斯分布时，Z(z:s)被最大化了。由于发射机缺少信道信息，发射功率均匀分布在符号中，其中Rs=E{ssH}=σs2IJ.]]>考虑CP的长度L时，对固定的信道实现，信道容量为GJ=1J+LmaxZ(z:s)=1J+Llog2det(IJ+σs2N0D‾12FJFJHD‾12)=1J+LΣn=0J-1log2(1+σs2N0(|H1(ej2πnJ)|2+|H2(ej2πnJ)|2)).---(27)]]>定义Es=2σs2]]>为每个信道使用的来自两个天线的总发射功率。随着块大小J的增加，得到CJ→∞=∫01log2(1+Es2N0(|H1(ej2πf)|2+|H2(ej2πf)|2))df.---(28)]]>传统的技术已经描述了多发射和接收天线的频率选择性信道的容量。当使用两个发射天线和一个接收天线时，(28)式的结果与这些技术的结果一致。因而，我们提出的(1)式的传输格式在该特殊情况时不会带来容量损失。这与Alamouti编码所说明的技术一致，即以这种天线配置获得频率平坦衰落信道的容量。为了获取具有两个发射天线一个接收天线的系统的容量，采用合适的一维信道编码或者梯状编码是充分的。
第二节均衡和解码对CP-only，LP-CP-only，假定z(i):＝z(i)；对AP-CP-only，假定z(i):＝z(i)-D12FJT2b(i)。有了这个规定，在线性接收机处理后，我们可以统一均衡系统的输出为z(i)＝FJΘd(i)+η(i)＝Ad(i)+η(i)， (29)其中A:＝FJΘ，噪声η(i)为白噪声，其协方差为σw2IJ，相应的Θ定义见第一节。
应用到(29)式的Brute-force解码需要|A|K个列举，随着星座大小|A|和(或)块长K的增加，这变得相当受限。一个相对快速的近ML搜索(near-MLsearch)可能带有球形译码(SD)算法，其仅仅搜索以接收符号为中心的球体内的矢量。SD算法的理论复杂度是K的多项式，低于指数，但就K＞16而言复杂度还是太高了。仅仅当块大小K很小时，SD均衡器在可处理的复杂度时才能被采用来达到近ML的性能。SD独有的特点就是它的复杂度不依赖于星座的大小。因而，SD适合具有小的块尺寸K而具有大的信号星位的系统。
现在交换性能和复杂度，将注意力转移到低复杂度均衡器。线性迫零(ZF)和最小均方误差(MMSE)块均衡器提供复杂度低的替代器件。这种MMSE块均衡器是Γmmse=(AHA+σw2/σs2IK)-1AH,---(30)]]>其中我们假设符号矢量是白噪的，协方差矩阵为Rs=E{s(i)sH(i)}=σs2IK.]]>在(30)式中通过设置σw2=0,]]>MMSE均衡器简化成ZF均衡器。
对于Θ＝Δ(α)的非冗余LP-CP-only，进一步简化(30)式为Γmmse=Δ(α*)FKH[D‾122+σw2/σs2IK]-1D‾12.---(31)]]>
A.用于AP-CP-only和ZP-only的ML解码对于AP-CP-only和ZP-only，有z＝D12FJs+η， (32)其中为了简便省略了块号i。不同于其他系统，AP-CP-only和ZP-only确保s有已知的后L项，并且前K项取自有限字母表A。
存在白噪声时，ML解码可以表示为ML＝arg max lnP(z|s)＝arg max{-‖z-D12FJs‖2/N0}。 (33)进一步简化(33)，首先-||z-D‾12FJs||2=2Re{sHFJHD‾12z}-sFJHD‾122FJs-zHz=2Re{sHr}-Σμ=12||H~μs||2-zHz,---(34)]]>其中r:=FJHD‾12z.]]>令rn:＝[r]n，sn＝[s]n。意识到 仅仅表示信道h和s间的循环卷积，得到[H~μs]n=Σl=0Lhμ(l)s(n-1)modJ.]]>因此，s^ML=argmaxΣn=0J-1{1N0[2Re{sn*rn}-Σμ=12|Σl=0Lhμ(l)s(n-1)modJ|2]}.---(35)]]>对于每个n＝0，1，…，J，定义一个状态矢量序列ξn＝[s(n-1)modJ，…，s(n-L)modJ]T，它输出的前状态和后状态是已知的ξ0＝ξJ＝[sJ-1，…，sJ-L]T。符号序列s0，…，sJ-1决定了从已知初始状态ξ0演进到已知的最后状态ξJ只有一条单独的路径。因此，维特比算法是可行的。具体，我们得到s^ML=argmaxΣn=0J-1f(ξn,ξn+1),---(36)]]>其中f(ξn，ξn+1)是分支矩阵，由(35)式得到。明确的Viterbi算法递归公式广为人知。
下面我们进一步简化分支矩阵。首先Σμ=12||H~μs||2=sHΣμ=12(H~μHH~μ)s,]]>矩阵H‾:=Σμ=12(H~μHH~μ)]]>的(p，q)项为[H‾]p,q=Σμ=12Σn=0J-1hμ*((k-p)modJ)hμ((k-q)modJ).---(37)]]>
选择J＞2L，定义βn=Σμ=12Σl=0Lhμ*(l)hμ(n+1),n=0,1,···,L.---(38)]]>很容易验证，H的第一列为[β0，β1，…，βL，0，…，0，βL*，…，β1*]T。用 表示第一列列为[(1/2)β0，β1，…，βL，0，…，0]T的循环矩阵。因为H是循环和厄密共轭的，H可以分解成 因而得到 意识到 结合(35)式，得到一个简化的度f(ξn,ξn+1)=2N0Re{sn*[rn-12β0sn-Σl=1Lβ1s(n-1)modJ]}.---(39)]]>(39)式中分支度的格式与由Ungerboeck为单天线串行传输的最大似然序列估计(MLSE)接收机所提出的格式近似。对于多天线分组编码传输，传统的系统也提出了一个相同的度。然而这些系统在有限块长度传输时受到“边缘效应”的影响，因而产生对O(L/J)阶的估计，而我们在这里进行精确的推导。我们基于CP的设计确保了循环卷积，而一些传统系统中线性卷积仅仅当J＞＞L才良好地近似一个循环卷积。需要注意的是可以用任意置换矩阵P，它包括在特例中采用的逆时。此外，已知符号矢量b可以置于AC-CP-only矢量中的任意位置。如果已知符号的位置为B-L，…，B-1，我们只需要重新定义状态为ξn＝[s(n+B-i)modJ，…，s(n+B-L)modJ]T对于阶数为L的信道，Viterbi算法的复杂度为每个符号O(|A|L)；因此，在相对短信道下，应用了精确Viterbi算法的ML解码更适合于在相对短的信道上以及尺寸小的星座的条件下的传输。
B.用于编码AC-CP-only和ZP-only的Turbo均衡。
迄今为止，我们只考虑了未编码系统，证实了完全的分集是可达到的。通过提高编码增益更进一步地提高系统性能，传统的信道编码可以应用到我们的系统中。比如，外部卷积编码应用到AC-CP-only和ZP-only，见图5。同样可以应用其他的编码，比如TCM和Turbo编码。
频率选择性信道下，迭代(Turbo)均衡可以提高系统性能，至少对单天线传输来讲是这样的。这里我们得到用于我们的编码后的AC-CP-only和ZP-only多天线系统的Turbo均衡器。
为了实现Turbo均衡，需要找到基于接收矢量z的发送符号sn上的后验概率。假设每个星座点sn由Q＝log2|A|比特{cn，0，…，cn，Q-1}决定。考虑对数似然比率(LLR)Ln,q=lnP(cn,q=+1|z)P(cn,q=-1|z),]]>n∈
，q∈
。 (40)(40)式中的LLR可通过两级Viterbi递归获得一个是前向，一个是后向。分支度更改如下g(ξn，ξn+1)＝f(ξn，ξn+1)+lnP(ξn+1|ξn)。
(41)需要考虑先验概率P(ξn+1|ξn)，先验概率由Turbo迭代中卷积信道解码器的外在信息决定。输入符号sn，引发从ξn过渡输到ξn+1，有lnP(ξn+1|ξn)＝lnP(sn)。假定图5中的比特交织使得符号sn独立且近似相等，故lnP(sn)=Σq=0Q-1lnP(cn,q),]]>其依次由比特{cn，η}q＝0Q-1的LLR决定。
最后，我们讨论也可以采用基于MMSE均衡器的已知Turbo译码算法。该迭代接收机不仅可应用到AP-CP-only和ZP-only，而且可应用到CP-only和LP-CP-only系统C.接收机复杂度分析忽略置换和对角阵乘法的复杂度，满足(13)式的线性处理仅仅需要一个J点FFT，即每信息符号总计达O(log2J)。
对每个块，基于(13)式实行信道均衡。我们注意到其复杂度与FIR信道下[43]单天线分组传输情况的均衡复杂度相同。我们向读者提供不同均衡方式的复杂度详细比较的参考[43]。对于编码AP-CP-only和ZP-only，Turbo均衡的复杂度又与单天线传输的复杂度相同[13]。
总体来说，两个发射天线情况的全部接收机复杂度，和单天线传输的复杂度是可比的，只在每个数据块增加了一个FFT运算。这种良好特性来自于正交空时分组的设计，对于集中(collect)天线分集可以实现线性ML处理。依据所预期的和所提供的分集复杂度进行权衡，设计者提供了各种灵活性以集中其余的多径分集增益。
第三节 扩展到多天线情况在第一节，我们集中分析了两个接收天线Nt＝2和一个发射天线Nr＝1的情况。这一节里，我们将系统设计扩展到一般的情况即Nt＞2和(或)Nr＞1。对于μ＝1，…，Nt，v＝1，…，Nr，将发射天线μ和接收天线v之间的信道表示为hμv:＝[hμv(0)，…，hμv(L)]T，同前面的模型一样，它是一个0均值，具有协方差矩阵为Rh，μv的复高斯矢量。相应地，定义有效天线阶数Lμv:＝rank{Rh，μv}-1，特别是对于多散射环境时Lμv＝L。
Nt＞2的发射分集在OFDM系统中已经被提出，其用于在FIR信道下通过对每个OFDM子载波上运用正交空时分组码实现基于OFDM多载波传输。这里，我们将正交设计扩展到频率选择性信道下的单载波块传输情况。
简要地回顾通用的正交方法以引入符号表示，从频率-平坦信道的基本定义开始定义1定义x=[x1,···,xNs]T]]>，令gr(x)是Nd×Nt矩阵，其各项为0，±x1，…，±xNs。如果对于正的α，grT(x)gr(x)=α(x12+···+xNs2)INt,]]>则gr(x)被称为是一个通用真正正交设计(GROD)，其变量为Nd×Nt的x1，…，xNk，速率R＝Ns/Nd。
定义2定义x:=[x1,···,xNs]T]]>，令gc(x)是Nd×Nt矩阵，其各项为0，±x1，±x1*，…，±xNs，±xNs*。如果对于正的α，gcH(x)gc(x)=α(|x1|2+···+|xNs|2)INt,]]>则gc(x)被称为是一个通用真正正交设计(GCOD)，其变量为Nd×Nt的x1，…，xNs，速率R＝Ns/Nd。
明确的R＝1的gr(x)构造在[34]中讨论到了，其中也证明了当Nt＞4时gc(x)的最高速率为1/2。当Nt＝3，4时，存在一些速率R＝3/4的不规则码(sporadic code)。对于Nt＝3，4的R＝3/4的正交设计被纳入到多载波传输中，这里在单载波分组传输中仍然不予考虑。我们首先只考虑R＝1/2的GCOD设计，这主要是因为R＝1/2的GCODgc(x)可以使用以下步骤构造(对于Nt＝3，4，Ns＝4；对于Nt＝5，6，7，8(34)，Ns＝8)步骤1)构造R＝1的Ns×NtGRODgr(x)；步骤2)替换gr(x)中的符号x1，…，xNs为共轭x1*，…，xNs*，得到gr(x*)；步骤3)形成gc(x)=[grT(x),grT(x*)]T;]]>我们明确地考虑到这样一种情况，取自gc(x)上部的所有符号是非共轭的，而取自下部的所有符号的是共轭的。当Nt＞2时，速率损失高达50％。
当Nt＞2时，空时映射器取Ns个连续决然后输出以下的NtJ×Nd空时编码矩阵(Nd＝2Ns)
设计步骤概括如下步骤1)构造2Ns×Nt阶gc，其变量为x1，…，xNk，同前面的步骤1)～3)；步骤2)用s(iNs)，…，s(iNs+Ns-1)替换gcT中的x1，…，xNk；步骤3)用Ps*(iNs)，…，Ps*(iNs+Ns-1)替换gcT中的x1*，…，xNs*，其中P适应地按照第一节描述的不同方案选取。
在每个块传输时隙i，将sμ(i)传输到第μ个天线，在CP插入后通过FIR信道发射。每个接收天线独立地处理块如下接收机删除CP，集中Nd＝2Ns个块x(iNd)，…，x(iNd+Ns-1)。而后对前Ns个块x(iNd)，…，x(iNd+Ns-1)执行FFT；对后Ns个块Px*(iNd+Ns)，…，Px*(iNd+Nd-1)在FFT处理后，执行置换和共轭操作。结合我们在推导(13)式中得出的两个天线FFT输出，得到理想线性处理后的每个天线均衡的输出为zv(i)＝DvFJs(i)+ηv(i)，(43)其中Dv:=[Σμ=1N1Dμ,υ*Dμ,υ]1/2,]]>Dμ，v:＝diag(hμv)＝diag(Vhμv)。
接下来，将zv(i)个块堆栈形成z‾(i)=[z1T(i),···,zNrT(i)]T]]>(对于η(i)同样的处理)，定义B:＝[D1，…，DNr]T，得到z(i)＝BFJs(i)+η(i)。定义B-:=[Σμ=1NtΣυ=1NrDμ,υ*Dμ,υ]1/2,]]>有BHB＝B2。因此，构造了矩阵Ub:＝BB-1，它有正交列UbHUb=IJ,]]>满足UbHB=B‾.]]>因为Ub和B共享空间范围，z(i)乘UbH没有带来最佳性的损失，得到以下等效块z(i):=UbHz‾(i)=B‾FJs(i)+η(i),---(44)]]>其中噪声η(i)仍是白噪声。相应两个不同符号块d和d′，z和z′的距离为d2(z,z′)=Σμ=1NtΣυ=1Nr||DeVhμυ||2.---(45)]]>比较(45)式和(15)式，贡献来自于NtNr个多径信道。按照第一节中相同的步骤，可以得到以下结果命题1对于Nt个发射天线Nr个接收天线，最大可达分集阶为Σμ=1NtΣυ=1NrL‾μυ+1.]]>当信道相关性为满秩时，等于NtNr(L+1)。
1.CP-only获得NtNr阶的多天线分集阶；
2.LP-CP-only通过依赖于星座的非冗余或者独立于星座的冗余预编码，获得最大分集增益；3.AP-CP-only和ZP-only不考虑潜在的信道星座，获得最大分集增益。
满足(44)式的线性ML处理对于(42)式每个空时编码块需要总数为NdNr＝2NsNr的FFT，对每个信息块总计为2Nr个FFT。基于(44)式的信道均衡导致了与单天线传输相同的复杂度。对于AP-CP-only和ZP-only，通过采用精确的Viterbi算法，能得到ML估计ML＝arg max{-‖z-BFJs‖2/N0}。相对第二节A中详细描述的两个天线情况，我们基本上使用和(39)式中的分支度相同的表达式，但仍有两处改变，也就是rn＝[r]n且有r=FJHB-z,]]>得βn=Σμ=1NiΣυ=1NrΣl=0Lhμυ*(l)hμυ(l),n=0,1,...L.---(46)]]>我们总结这一节通用的复杂度结果和第二节的复杂度结果如下命题2所提出的对于Nt＞2(Nt＝2)个发射天线和Nr个接收天线的空时分组编码CP-only，LP-CP-only，AP-CP-only和ZP-only系统相对于其对应的单发射单接收天线系统，需要附加的复杂度为O(2Nrlog2J)(各自为O(Nrlog2J))每个信息符号，其中J表示FFT大小。
第四节 仿真性能这一节里，介绍两个发射天线一个接收天线系统的仿真结果。为了简便，在FFT处理时，我们总是选择块大小J为2的幂。在所有的图中，定义SNR为接收天线的平均接收符号能量和噪声之间的比率。作为参考，我们也描绘了信道容量小于期望速率的间断率(outage probability)，这个间断率致使上述速率下的可靠通信是不可能的。特别是，用数值计算(28)式，通过Monte-Carlo仿真评估了目标概率R时的间断率P(CJ→∞＜R)。
测试情况一不同的均衡器之间的比较令L＝2，假定每个发射天线和每个接收天线之间的信道服从独立同分布，且是高斯的，其协方差矩阵为IL+1/(L+1)。我们研究了块大小为K＝14和P＝J＝16的ZP-only的性能。我们采用QPSK调制。图6描绘了相应于MMSE，DFE，SD和ML均衡器的误块率性能。可以看出，SD均衡器实际上近似于ML性能，胜过次优的块DFE以及MMSE。不带信道编码时，ZP-only的性能远离于速率为2K/(K+L)＝1.75比特/信道的间断率。
测试情况二(卷积编码ZP-only)这里每个FIR信道采用两个独立同分布的分支(tap)，也就是L＝1。对于我们的ZP-only系统，设定块大小为K＝127，P＝J＝128，使用8PSK调制。为了简便，将每个长度P＝128的块视为一个数据帧，将空时码应用到两个相邻的帧。在每个帧里，信息比特位通过16状态编码速率为2/3的编码器进行卷积编码(CC)。忽略终止在CC栅格(trellis)的尾比特，忽略当L＜＜K时CP带来的速率损失，我们得到了每个信道2比特的传输速率。
使用了Turbo解码迭代。使用16状态卷积编码时，ZP-only的误帧率与间断率之间的距离在2.3dB以内。
测试情况三(EDGE信道下的卷积编码AP-CP-only)我们测试了典型市区(TU)信道，其中正如在第三代TDMA蜂窝标准EDGE(Enhance Data Rates for GSM Evolution)所述的一样，使用线性GMSK传输脉冲成形，符号持续时间T＝3.69μs。信道阶数为L＝3，且各分支(tap)相关。使用QPSK调制，块大小设为J＝128。我们采用AP-CP-only以保证良好的常模传输。在每个128个符号的帧里，最后3个符号是已知的。信息比特用16状态1/2速率的卷积码编码。考虑到已知的符号，循环前缀和终止CC格子的0比特，提出的AP-CP-only的全部传输速率为每个信道(128-3-4)/(128+3)＝0.924比特，也就是250.2kbps.
由图8可知，两个发射天线的系统明显胜过对应的单发射天线。在误帧率为10-2时，获得了大约5dB的信噪比增益。图9中描绘了通过使用Turbo迭代而得的性能提高，这证实了迭代接收机性能优于非迭代接收机。性能增益的大部分来自于三级迭代。
该发明的各种实施例已经描述完毕。这些和其他的实施例都列在权利要求书的范围之内。
权利要求
1.一种方法包括将承载信息的符号流分列形成若干K个符号长的块；将该符号预编码成J个符号长的块；集中形成连续的Ns个块；为每个块插入循环前缀，其中该循环前缀长度为L，该长度被选择作为传输媒介的信道阶数的功能；将置换矩阵应用到这Ns个块；产生Nt行的空时分组编码矩阵，每行包含ND*J个符号；由该Nt个行的符号产生Nt个传输信号；并且在ND个分组传输时间间隔内，通过Nt个发射天线在无线传输媒介上传输Nt个传输信号。
2.如权利要求1所述的方法，其中J＞K。
3.如权利要求1所述的方法，其中J＝K。
4.如权利要求1所述的方法，其中Nt＝2，ND＝2，置换矩阵的应用包括根据以下的等式使用置换矩阵产生空时编码矩阵s(2i)-Ps*(2i+1)s(2i+1)Ps*(2i),]]>其中P代表置换矩阵，i代表符号块的序号，s代表符号块。
5.如权利要求4所述的方法，其中，置换矩阵取自置换矩阵集{PJ(n)}n=0J-1.]]>
6.如权利要求4所述的方法，其中，空时分组编码矩阵的第二列的每行存储了一个块，该块是第一列其他行的相应块的共轭和转置。
7.如权利要求1所述的方法，其中，符号的预编码包括将一组已知符号加入到每个K个符号长的组。
8.如权利要求7所述的方法，其中，该组已知符号包括前训练序列和后训练序列。
9.如权利要求1所述的方法，还包括接收来自无线传输媒介的信号，其中，该信号包括所接收符号的流；将输入信号的接收符号分列成J个符号长的块；将置换矩阵应用到接收符号块；并且从所接收符号的置换块分别解调出所发射的数据。
10.如权利要求9所述的方法，还包括对这些块求共轭以及快速傅立叶变换(FFT)。
11.一种设备包括编码器，将置换矩阵应用到信号承载符号的信息块，并产生置换后的符号块的空时分组编码矩阵，其中该置换矩阵对该符号进行逆循环移位；多个脉冲成形单元，由该空时分组编码矩阵的符号产生多个传输信号；和多个天线，通过无线传输媒介传输信号。
12.如权利要求11所述的设备，其中，该编码器将连续的Ns个块集中在缓冲器中，将置换矩阵应用到该Ns个块，并形成具有Nt行符号的空时分组编码矩阵。
13.如权利要求11所述的设备，还包括预编码器，用于将符号预编码成J个符号长的块，其中空时分组编码矩阵的每行包含ND*J个符号，其中ND代表传输空时矩阵的块传输时间间隔的个数。
14.如权利要求11所述的设备，其中预编码器将一组已知符号加入到每个K个符号长的组。
15.如权利要求14所述的设备，其中这组已知符号包括前训练序列和后训练序列。
16.如权利要求11所述的设备，其中J＞K。
17.如权利要求11所述的设备，其中J＝K。
18.如权利要求11所述的设备，其中Nt＝2，该编码器应用置换矩阵根据以下的等式使用置换矩阵产生空时编码矩阵s(2i)-Ps*(2i+1)s(2i+1)Ps*(2i)]]>其中P代表置换矩阵，i代表符号块的序号，s代表符号块。
19.如权利要求13所述的设备，其中，置换矩阵取自置换矩阵集{PJ(n)}n=0J-1.]]>
20.如权利要求11所述的设备，其中，设备将基站包含进无线通信系统中。
21.如权利要求11所述的设备，其中，该套设备包含蜂窝电话，个人数字助理，便携式电脑，桌面电脑，和双向通信设备之一。
22.一种方法包括将置换矩阵应用到输出数据流的符号块，其中该置换矩阵对该符号应用逆循环移位；从置换后的符号块产生传输信号；通过无线传输媒介传输发射信号。
23.如权利要求22所述的方法，还包括，产生Nt行的空时编码分组矩阵，其中Nt代表发射设备中的发射天线个数。
24.如权利要求23所述的方法，还包括将承载信息的输出数据流分列形成K个符号长的多个块；将该符号预编码成J个符号长的多个块；集中成连续的Ns个块；产生Nt行的空时分组编码矩阵，每行包含ND*J个符号，其中ND代表用于传输信号的传输时间间隔的个数。
全文摘要
这里描述了用于频率选择性多径衰落信道下单载波分组传输的空时分组编码技术。这里描述的技术在多散射环境中能达到最大分集阶N
文档编号H04B7/02GK1703863SQ02810616
公开日2005年11月30日 申请日期2002年5月28日 优先权日2001年5月25日
发明者乔治奥斯·B·贾纳基斯, 周胜利 申请人:明尼苏达大学董事会