专利名称：一种分集接收器的制作方法
技术领域：
本发明是关于一种接收器，特别是关于一种应用于正交频分复用系统的分集接收器。
背景技术：
一般的正交频分复用(Orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)系统为了解决载波间相互干扰(Interference)与快速的信道衰减(选择性的频率衰减)，而严重影响系统的执行效能等问题，均采用分集接收技术来克服。分集接收技术的应用非常广泛，特别是将该技术应用在移动接收(Mobile reception)时，可具有非常好的效果。一般而言，分集接收器包含至少二个天线(antenna)与其后续的信号处理，其中后续信号处理部分是用以合并不同路径的输入信号，且二个天线被分开置放藉以接收不同版本(Version)的同一传输信号(transmitted signal)。
如图1所示，该图揭露了一种已知分集接收器10。该分集接收器10包含二个相同的分支(branch)11与12、一分集合并选择单元1a、以及一维特比解码器(Viterbi decoder)1b。第一分支11包含一傅立叶转换电路(Fourier transform circuit)111、一信道状态信息估计器(Channelestimation information estimator)112、一信道均衡器(Channelequalizer)113、一软式位元反向映射器(Soft-bits demapper)114。而第二分支12也包含与第一分支11相同的元件121-124。举例而言，假设n与k为正整数，且当发送器(图未示)传输第n个符元(symbol)与第k个次载波的第一版本输入信号I1(n，k)至分集接收器10时，第一分支11的傅立叶转换电路111通过天线接收该输入信号I1(n，k)，在进行傅立叶转换后，产生一频域信号Y1(n，k)；而当发送器传输第n个符元与第k个次载波的第二版本输入信号I2(n，k)至分集接收器10时，第二分支12的傅立叶转换电路121通过天线接收该输入信号I2(n，k)，在进行傅立叶转换后，产生一频域信号Y2(n，k)。其中，频域信号Y1(n，k)与Y2(n，k)的信道模型为Y1(n，k)＝H1(n，k)S1(n，k)+V1(n，k)Y2(n，k)＝H2(n，k)S2(n，k)+V2(n，k)(1.1)上式(1.1)中，H1(n，k)与H2(n，k)分别为第一、第二版本输入信号的信道频率响应(Channel frequency response)；S1(n，k)与S2(n，k)为由发送器传输的传输资料(Transmission data)；V1(n，k)与V2(n，k)为加成性白色高斯噪声(Additive white Gaussian noise，AWGN)，且V1(n，k)、V2(n，k)与信道的关系为σV12≠σV22.]]>其中σV12≠σV22]]>表示第一分支11与第二分支12中各别信号的变化量不相等，换言之，即表示两个分支的背景噪声V1(n，k)与V2(n，k)也不相等。但须注意σV12≠σV22]]>并不表示噪声V1(n，k)、V2(n，k)两者没有相应的关系。
接着，信道状态信息估计器112撷取频域信号Y1(n，k)，并利用频域信号Y1(n，k)内含的参考信号(例如引导信号(pilot signal))，来估算出信道频率响应H1(n，k)的估计值，并将该估计值H1(n，k)输出至信道均衡器113。相同地，信道状态信息估计器122也将其估计出的估计值H2(n，k)输出至信道均衡器123。信道均衡器113接收频域信号Y1(n，k)，根据信道状态信息估计器112所输出的信道频率响应估计值H1(n，k)，在其内部产生一信号M1(n，k)(图未示)。同样的，第二分支12也进行相同的处理，信道均衡器123也在其内部产生另一信号M2(n，k)(图未示)。而该信号M1(n，k)与M2(n，k)为M1(n，k)＝|H1(n，k)|2S1(n，k)+H1*(n，k)V1(n，k)M2(n，k)＝|H2(n，k)|2S2(n，k)+H2*(n，k)V2(n，k)(1.2)
上式(1.2)中H1*(n，k)与H2*(n，k)分别为H1(n，k)与H2(n，k)的共轭复数(complex conjugate)。
接着，第一分支11的信道均衡器113利用其内部的一除法器(Divider)将M1(n，k)中的|H1(n，k)|2除出，将|H1(n，k)|2传送至分集合并选择单元1a来作为维特比解码器1b的参考信息。最后信道均衡器113在除以|H1(n，k)|2后产生第一等化后信号Eo1(n，k)。同样的，第二分支12的信道均衡器123也会进行相同处理，产生第二等化后信号Eo2(n，k)，且输出|H2(n，k)|2至分集合并选择单元1a中。其中，第一、第二等化后信号Eo1(n，k)、Eo2(n，k)为Eo1(n，k)＝S1(n，k)+{(H1*(n，k)V1(n，k))/|H1(n，k)|2}Eo2(n，k)＝S2(n，k)+{(H2*(n，k)V2(n，k))/|H2(n，k)|2}(1.3)一般在此时，(1.3)式中的噪声项(Noise term)(H1*(n，k)V1(n，k))/|H1(n，k)|2}、{(H2*(n，k)V2(n，k))/|H2(n，k)|2}与传输资料S1(n，k)、S2(n，k)相较之下，噪声项会显的相当小而被忽略。因此，在信道均衡器113、123中传输资料S1(n，k)、S2(n，k)将被粹取(Extract)出来。软式位元反向映射器114与124分别接收粹取出的传输资料S1(n，k)与S2(n，k)来执行符号反向映射，即执行soft{S1(n，k)}与soft{S2(n，k)}，产生一输出信号Sf1(n，k)与Sf2(n，k)并输出至分集合并选择单元1a。
最后，分集合并选择单元1a分别将两个分支11、12所输出的Sf1(n，k)与Sf2(n，k)、以及|H1(n，k)|2与|H2(n，k)|2，进行合并或选择处理，将响应较佳、或合并后较佳的信号以一待解码信号E传送至维特比解码器1b进行处理。最后，维特比解码器1b产生解码数据0。
然而，一般分集接收器每一分支的信道均衡器均将其信道权重(Channelweight)设定为等于其它分支的信道权重，所以已知分集接收器仅仅提供给维特比解码器信道信息(Channel information)，并无法提供各个信道的背景噪声(Background noise)部分。结果，将导致维特比解码器的解码效果较差。
发明内容
针对上述问题，本发明的目的在提供一种分集接收器，而可提供各个信道的背景噪声部分给信道解码器来提高解码效果。
首先，在本发明中提供了一种分集接收器，并在说明本发明之前先假设N、M、P、Q为正整数，且1PN、1QM。
本发明的分集接收器设有N个分支，用以接收M个版本的输入信号。该分集接收器包含N个傅立叶转换电路、N个信道状态信息估计器、N个信道均衡器、N个软式位元反向映射器、N个噪声功率估计器、N个乘法器、以及一分集合并选择单元。所述傅立叶转换电路分设于每一分支，第P个傅立叶转换电路接收第Q个版本输入信号，并产生一第P频域信号，且该第P频域信号至少包含一第P传输资料。所述信道状态信息估计器，分设于每一分支，第P信道状态信息估计器根据第P频域信号产生一第P信道频率响应估计值与一第P传输资料估计值。所述信道均衡器，分设于每一分支，第P信道均衡器接收前述第P频域信号，并根据前述第P信道频率响应估计值产生一第P等化后信号与一前述第P信道频率响应估计值的绝对值平方，且该第P等化后信号至少包含前述第P传输资料。所述软式位元反向映射器，分设于每一分支，第P软式位元反向映射器接收第P等化后信号，执行符号反向映射以产生一第P输出信号。所述噪声功率估计器，分设于每一分支，且第P噪声功率估计器接收第P频域信号，并根据第P传输资料估计值，产生一第P信道权重值。所述乘法器，分设于每一分支，且第P乘法器用以将第P输出信号乘以第P信道权重值。之后，分集合并选择单元接收分别乘以各自信道权重值的N个输出信号、以及N个信道频率响应估计值的绝对值平方，并分别根据所述乘以各自信道权重值的输出信号、以及信道频率响应估计值的绝对值平方的信号品质进行合并或选择处理，产生一待解码信号。最后将该待解码信号输出至一信道解码器解码。
本发明的分集接收器，利用噪声功率估计器来提供每一信道的不同信道权重值给后续处理的信道解码器。如此，信道解码器可得到各个信道的背景噪声部分，解决已知分集接收器无法提供各个信道的背景噪声给信道解码器的问题，而达成较佳的解码效果。
图1是显示已知分集处理器的示意图；图2是显示本发明分集接收器的示意图。
具体实施例方式
以下参考图式详细说明本发明分集接收器，并假设n、k、N、M、P、Q为正整数，且1PN、1QM。
图2是显示本发明的一种分集接收器。该分集接收器20设有N个分支21-2N，用以接收M个版本的输入信号I1(n，k)-IM(n，k)，其中IQ(n，k)为发送器(图未示)传输的第n个符元与第k个次载波的第Q版本输入信号。分集接收器20包含N个傅立叶转换电路111-1N1、N个信道状态信息估计器112-1N2、N个信道均衡器113-1N3、N个软式位元反向映射器114-1N4、N个噪声功率估计器211-2N1、N个乘法器212-2N2、一分集合并选择单元2a、以及一信道解码器2b。
所述傅立叶转换电路111-1N1分设于每一分支21-2N。第P个傅立叶转换电路1P1接收第Q个版本输入信号IQ(n，k)，并产生一第P频域信号YP(n，k)，且该第P频域信号YP(n，k)至少包含一第P传输资料SP(n，k)。所述信道状态信息估计器112-1N2分设于每一分支21-2N。第P信道状态信息估计器1P2根据前述第P频域信号YP(n，k)内含的第P信道参考信号(例如引导信号)产生一第P信道频率响应估计值HP(n，k)、与一第P传输资料估计值 。所述信道均衡器113-1N3分设于每一分支21-2N。第P信道均衡器1P3接收第P频域信号YP(n，k)，并根据第P信道频率响应估计值HP(n，k)产生一第P等化后信号EoP(n，k)、与一第P信道频率响应估计值的绝对值平方|HP(n，k)|2，且第P等化后信号EoP(n，k)中至少包含上述第P传输资料SP(n，k)。所述软式位元反向映射器114-1N4分设于每一分支21-2N。第P软式位元反向映射器1P4接收第P等化后信号EoP(n，k)，并执行符号反向映射产生一第P输出信号SfP(n，k)。所述噪声功率估计器211-2N1分设于每一分支21-2N，且第P噪声功率估计器2P1接收第P频域信号YP(n，k)，并根据第P传输资料估计值 ，产生一第P信道权重值dp。所述乘法器212-2N2分设于每一分支21-2N，且第P乘法器2P2将第P输出信号SfP(n，k)乘以第P信道权重值dp。分集合并选择单元2a接收N个输出信号Sf1(n，k)-Sfn(n，k)分别乘以各自信道权重值d1-dn的乘积d1×Sf1(n，k)-dn×Sfn(n，k)、以及接收N个前述信道频率响应估计值的绝对值平方|H1(n，k)|2-|Hn(n，k)|2，并分别根据这些输出信号乘以信道权重的乘积d1×Sf1(n，k)-dn×Sfn(n，k)、以及这些信道频率响应估计值的绝对值平方|H1(n，k)|2-|Hn(n，k)|2的信号品质进行合并或选择处理，产生一待解码信号En。信道解码器2b接收并解码该待解码信号En，以产生一解码资料Do。其中，该信道解码器2b可以维特比解码器(Viterbi decoder)、或雷德一所罗门解码器(Reed-Solomon decoder)...等装置其中之一来实施。
以下以第一、第二分支21、22来详细说明本发明分集接收器20的运作方式，其余分支与第一、第二分支21、22的原理相同，不再重复赘述。另外，本发明的分集接收器20与已知分集接收器10的架构与运作方式大致相同，差异为本发明的分集接收器20为了提供信道解码器2b各个信道的背景噪声部分，因此在每一分支增加了一噪声功率估计器2P1与一乘法器2P2。
如图2所示，该分集接收器20的第一噪声功率估计器211接收第一频域信号Y1(n，k)，并根据第一传输资料估计值 ，产生一第一信道权重值d1。而第一乘法器212将软式位元反向映射器214产生的第一输出信号Sf1(n，k)，即soft{S1(n，k)}，乘以第一信道权重值d1后，再将信道权重值d1与第一输出信号的乘积d1×Sf1(n，k)输出。同样地，第二分支22也输出一信道权重值d2与第二输出信号的乘积d2×Sf2(n，k)。之后由分集合并选择单元2a根据信号乘积d1×Sf1(n，k)、d2×Sf2(n，k)与信道频率响应估计值的绝对值平方|H1(n，k)|2、|H2(n，k)|2，来进行信号合并或选择处理后产生一待解码信号En给解码器2b。举例而言，分集合并选择单元2a将第一、第二输出信号与第一、第二信道权重值的乘积d1×Sf1(n，k)、d2×Sf2(n，k)进行合并处理时，其待解码信号En的数学模型为En＝d1×soft{S1(n，k)}+d2×soft{S2(n，k)}(2.1)其中，第一、第二信道权重值d1、d2是经由下列关系式求得d1/d2=E{|V~2(n,k)|2}/E{|V~1(n,k)|2}---(2.2)]]>E{|V~1(n,k)|2}=E{|Y1(n,k)-H1(n,k)S^1(n,k)|2}]]>E{|V~2(n,k)|2}=E{|Y2(n,k)-H2(n,k)S^2(n,k)|2}---(2.3)]]>(2.2)式表示d1、d2与噪声估计值V1、V2的均方差(mean square deviation)成反比)；(2.3)式表示噪声估计值V1、V2的估算式。由上式(2.2)与(2.3)可得知第一、第二信道权重值d1、d2两者成反比关系。当然，信道分支在两个以上时信道权重值d1-dN之间的关系可扩展为d1×Sf1(n，k)＝d2×Sf2(n，k)＝...＝dN×SfN(n，k)或{d1∶d2∶...∶dN}＝{1/E{|V1(n，k)|2}∶1/E{|V2(n，k)|2}∶...∶1/E{|VN(n，k)|2}}因此，可知第N信道权重值dN与第N-1信道权重值dN-1成反比关系。本发明分集接收器20利用噪声功率估计器211-2N1来产生每一信道的不同信道权重值d1-dN，藉以提供后续处理的信道解码器2b各个信道的背景噪声，而可达成更好的解码效果。结果，本发明的分集接收器20可解决已知分集接收器10无法提供后续信道解码器2b各个信道的背景噪声部分问题，使信道解码器2b得到更充足的信息，达成更好的解码效果。
当然，本发明的分集接收器可采用各种分集接收方式来实施，例如频率分集(frequency diversity)、天线空间分集(antenna spatial diversity)、天线极化分集(antenna polarization diversity)与天线电波场型分集(antenna pattern diversity)...等，或其它种类的分集接收方式。
以上虽以实施例说明本发明，但并不因此限定本发明的范围，只要不脱离本发明的要旨，该行业者可进行各种变形或变更。
权利要求
1.一种分集接收器，其特征在于，设有N个分支，用以接收M个版本的输入信号，该分集接收器包含N个傅立叶转换电路，分设于每一分支，第P个傅立叶转换电路接收前述第Q个版本输入信号，并产生一第P频域信号，且该第P频域信号至少包含一第P传输资料；N个信道状态信息估计器，分设于每一分支，第P信道状态信息估计器根据前述第P频域信号产生一第P信道频率响应估计值与一第P传输资料估计值；N个信道均衡器，分设于每一分支，第P信道均衡器接收前述第P频域信号，并根据前述第P信道频率响应估计值产生一第P等化后信号与一前述第P信道频率响应估计值的绝对值平方，且该第P等化后信号至少包含前述第P传输资料；N个软式位元反向映射器，分设于每一分支，第P软式位元反向映射器接收前述第P等化后信号，执行符号反向映射以产生一第P输出信号；N个噪声功率估计器，分设于每一分支，且第P噪声功率估计器接收前述第P频域信号，并根据前述第P传输资料估计值，产生一第P信道权重值；N个乘法器，分设于每一分支，且第P乘法器用以将前述第P输出信号乘以前述第P信道权重值；以及一分集合并选择单元，接收分别乘以各自信道权重值的N个前述输出信号、以及N个前述信道频率响应估计值的绝对值平方，并分别根据这些乘以各自信道权重值的输出信号、以及信道频率响应估计值的绝对值平方的信号品质进行合并或选择处理，产生一待解码信号；其中，前述N、M、P、Q为正整数，且1 P N、1 Q M。
2.如权利要求1所述的分集接收器，其特征在于，更包含一信道解码器，用以解码前述待解码信号来产生一解码资料。
3.如权利要求2所述的分集接收器，其特征在于，所述信道解码器为维特比解码器、雷德-所罗门解码器其中之一。
4.如权利要求1所述的分集接收器，其特征在于，所述第P信道均衡器根据前述第P信道频率响应估计值产生一第P内部信号，该内部信号包含前述第P等化后信号与前述第P信道频率响应估计值的绝对值平方两者的乘积，该第P信道均衡器利用一第P除法器将该内部信号中的第P信道频率响应估计值的绝对值平方除出，藉以分离前述第P等化后信号与前述第P信道频率响应估计值的绝对值平方。
5.如权利要求1所述的分集接收器，其特征在于，所述第P等化后信号的函数为EoP(n，k)＝SP(n，k)，其中EoP(n，k)为该第P等化后信号，SP(n，k)为前述第P传输资料，且n、k为正整数。
6.如权利要求1所述的分集接收器，其特征在于，所述第P频域信号包含一第P信道参考信号，且前述第P信道状态信息估计器利用该第P信道参考信号来估计出前述第P传输资料估计值。
7.如权利要求6所述的分集接收器，其特征在于，所述第P信道参考信号为引导信号。
8.如权利要求1所述的分集接收器，其特征在于，所述第P信道权重值与第P-1信道权重值成反比。
9.如权利要求1所述的分集接收器，其特征在于，所述每一信道权重值之间的关系为{d1∶d2∶…∶dN}＝{1/E{|V1(n，k)|2}∶1/E{|V2(n，k)|2}∶…∶1/E{|VN(n，k)|2}}，其中d1、d2…dN为前述N个信道权重值，且估计函数 等于E{|YP(n,k)-HP(n,k)S^P(n,k)|2},]]>其中YP(n，k)为前述第P频域信号，HP(n，k)为前述第P信道频率响应估计值， 为前述第P传输资料估计值，且n、k为正整数。
10.如权利要求1所述的分集接收器，其特征在于，所述第Q版本输入信号为一发送器传输的第n个符元与第k个次载波的第Q版本输入信号，且n、k为正整数。
全文摘要
本发明提供一种分集接收器，利用一噪声功率估计器来提供后续处理的信道解码器各个信道的背景噪声。本发明的分集接收器可解决已知分集接收器无法提供后续信道解码器各个信道的背景噪声部分问题，使信道解码器得到更充足的信息，达成更好的解码效果。
文档编号H04L27/26GK1968045SQ20051011533
公开日2007年5月23日 申请日期2005年11月14日 优先权日2005年11月14日
发明者曾雅蒂, 侯文生 申请人:矽统科技股份有限公司