专利名称：借助于导频支持的相位值估计的ofdm接收机的相位和频率跟踪的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于作为对用于将接收信号向下混频的本地振荡器的频率特性的响应而跟踪多载波系统的接收机的方法和装置。
本发明处于多载波系统、尤其是OFDM(正交频分复用)传输系统的数字信号处理领域。在这些系统中，传输频带被划分成数量为N的子载波，其中每个子载波被配备一种调制(PSK，QAM)。在发射机中，借助快速傅里叶变换FFT(Fast Fourier Transform)将存在于频域中的OFDM符号的所有N个调制子载波的矢量变换到时域中。在接收机中，借助FFT将OFDM符号的N个时间信号采样值又变换到频域中并进行解调。
在无线电广播(DAB，DVB-T)中传输连续的OFDM数据流，但在这里所基于的系统(例如WLAN)中通过可变长度的OFDM数据分组来进行传输，这些可变长度的OFDM数据分组在未知的或不准确知道的时刻到达接收机。因此，接收机必须首先执行起始同步，在该起始同步的情况下尤其必须找到(获得)并持续地跟踪(tracking)相位和载频误差。
在接收机前端中，通常本地振荡器被用于将接收信号向下混频到中间频率或直接向下混频到基带中。该本地振荡器通常作为VCO(压控振荡器)被实现并被用于发射和接收操作。在此，发射和接收操作(TX-RX或RX-TX)的接通或切换过程以及VCO(或其负载)上的相应转换过程是成问题的，这些过程可能导致载频和相位到稳定的终值的明显起振(VCO闪变(glitch)或VCO偏差)。这些瞬变过程不仅影响数据分组的同步报头，而且常常远远地延伸到有用数据(有效负载)的区域中。在
图1中为了示例示出了在切换过程之后VCO频率的时间变化(上面部分)以及OFDM突发的起始部分(下面部分)。该OFDM突发具有长度为16μs的通过标准IEEE802.11a已知的所谓的PLCP报头。PLCP报头的8μs长的第一段被细分为10个短的符号，并且8μs长的第二段由保护间隔和两个用于信道估计的OFDM符号C1和C2组成。之后紧接着的是有用数据符号。在图1中能够看出，VCO瞬变过程远远延伸到有用数据符号的区域中。在市场上可得到的WLAN卡(还有IFX板)上测量了超过多达10个OFDM有用数据符号的高达16kHz的频移。
在OFDM解调中，频域中的VCO偏差(post-FFT(后FFT))表现为相位(公共相位，CP)的漂移。更详细的研究表明，这对有用数据的干扰远远大于对报头同步的干扰，尽管有VCO偏差，但该报头同步为频率和相位提供良好的起始值。在没有在第一OFDM有用数据符号(在WLAN中，数据D1，D2，...跟随信号S)期间在频域内进行快速频率/相位跟踪(post-FFT)的情况下，相位相干性可能完全丢失。此外，明显的移频导致正交性的丢失，并因此导致所接收的子载波的相互干扰(载波间干扰，ICI)。该效应只能在时域中(pre-FFT(前FFT))被有效地克服。
为了频率/相位同步，迄今采用了导频支持的相位估计(公共相位估计，CPE)和补偿(公共相位校正，CPC)、决策支持的(决策引导的，DD)相位估计和补偿以及这两种方法的混合。导频支持的方法、即基于导频子载波的方法是稳健的，并且尤其是快速的，因为它们不产生任何决策错误并且能够在同一OFDM符号中无延迟地校正相位误差。但是由于只有少量的导频可供相位估计使用(WLAN相对于48个数据载波，K＝4个导频)，所以它们受到较大的噪声影响。利用决策支持的频率/相位跟踪的方法、即基于数据子载波的方法的特征在于更好的估计精度，但是由于解码和再调制延迟(几个OFDM符号)而太慢，以至于不能跟随快速的VCO相位变化。这样的包括导频支持的和决策支持的元素的方法允许稳健性、速度和估计精度之间的一定的折衷，但是非常复杂。
因此，本发明的任务在于给出作为对本地振荡器的频率特性的响应而跟踪多载波系统的接收机的方法和装置，利用该方法和该装置，能够以适当的方式将上述的稳健和快速跟踪的特性和高估计精度的特性相结合。
该任务通过权利要求1的特征来解决。同样给出了一种用于执行本发明方法的装置。有利的扩展方案和改进方案在从属权利要求中给出。
本发明从以下认识出发，即本地振荡器的频率特征基本上呈现两个不同状态，即频率时变的第一状态以及频率时不变的第二状态。根据本发明，估计所接收的数据符号的确定子载波的公共相位偏移(common phase estimation)，在下文中也称为相位值。本发明规定，根据本地振荡器的两个不同状态应用两种不同的方法，以获得用于相位校正的相位值。
因此，本发明使得能够灵活地使用于相位校正的相位值的获得方式与本地振荡器的状态相匹配并且因此使该方式最优化。在振荡器的两个不同状态中重要的是优化不同的量并相应地选择相位估计的方法。在本地振荡器的时问相关的第一状态中，更重要的是方法的速度，因此该方法还能够跟随频率的快速变化。而在本地振荡器的时不变的第二状态中速度无关紧要，因此可以更重视估计精度。
因此，本发明涉及一种用于作为对用于将接收信号向下混频的本地振荡器的频率特性的响应而跟踪多载波系统的接收机的方法，其中，a)估计所接收的数据符号的子载波的公共相位值，并将该公共相位值用于该数据符号的所有子载波的相位校正，其中b)在本地振荡器的时变频率的情况下，应用第一方法来进行相位估计并获得用于相位校正的相位值，以及c)在本地振荡器的时不变频率的情况下，应用第二方法来进行相位估计并获得用于相位校正的相位值。
所接收的0FDM数据符号首先存在于时域中并且进行傅里叶变换，以便获得子载波。这些子载波zk，n可以通过 来形成，其中n是子载波的公共相位值，ck是信道增益或信道系数，ak，n是调制符号(BPSK或QAM)，以及nk，n是噪声部分，其中k是子载波的下标，n是数据符号的下标。
第一和第二方法的共同之处在于，估计所接收的数据符号的子载波的公共相位值并将该公共相位值用于相位校正。然而此外这两种方法在公共相位值的估计和/或稍后的分析、即用于要进行的相位校正的相位值的获得的方式上彼此不同。
在优选的下面还将更详细地说明的实施变型方案中，这两种方法首先以相同的方式、尤其是通过以下方式来执行当前的公共相位值的估计，即它们估计所接收的数据符号的导频子载波的公共相位值并将该公共相位值用于相位校正。但是，它们的区别在于在根据方法步骤b)的第一方法中，当前数据符号的所估计的相位值被直接用于相位校正，而在根据方法步骤c)的第二方法中，除了当前数据符号的所估计的相位值之外还使用以前的数据符号的所估计的相位值，并且根据当前和以前的相位值确定校正后的相位值并将该校正后的相位值用于相位校正。
尤其是当导频子载波在方法步骤a)中被用作子载波时，可以利用接收机侧已知的导频符号ak，n如下来估计相位值Ψnvk,n=ak,n→·zk,n---(2)]]>pn=Σk=14ck,n*·vk,n---(3)]]>Ψn＝arg(pn)(4)其中zk，n是在傅里叶变换之后得到的数据符号的导频子载波，ak，n是导频符号，uk，n是解调后的导频子载波，以及ck，n是信道系数或信道增益。在此，在等式(4)中可以使用在现有技术中本身已知的CORDIC算法。
在根据方法步骤b)的第一方法中，根据优选的实施形式，如上所确定的这个相位值Ψn被直接用于相位校正。
然而在根据方法步骤c)的第二方法中，不仅将该相位值Ψn而且还附加地将根据以前的数据符号所确定的相位值Ψm用于校正后的相位值 的计算。在此，优选地考虑过去的所有数据符号的所估计的相位值，这些数据符号是自本地振荡器频率的频率的所呈现或所确定的不变性以来出现的。在本地振荡器的频率不变的情况下，相位值标称地被排列在一条直线上。因此，可以使尽可能地近似所估计的相位值的直线穿过这些所估计的相位值，并且校正后的相位值由该直线上的在当前数据符号的位置处的点给定。在数学上，这导致以下等式 其中Wn',m'=2(3m'-(n'+1))n'(n'+1)---(6)]]>
该等式可以以软件的方式(在数字信号处理器中)来计算，或者也可以以硬件的方式通过长度为n′＝n-M的线性FIR滤波器来实现，其中量wn′，m′是FIR滤波器系数。
通过在方法步骤c)中将多个相位值用于确定校正后的相位值来降低噪声并提高估计精度。在此容忍由于较高的计算复杂性而降低相位估计和随后的相位校正的速度。
如上所述，在上述优选的实施变型方案中规定，在第一和第二方法中将导频子载波用于估计相位值。
但是，根据本发明，决定因素仅仅为第二方法达到比第一方法更高的估计精度并且同时容忍速度上的损失。因此，代替该优选的实施变型方案，也可以规定，第一方法在导频子载波的基础上工作，第二方法在数据子载波的基础上工作。通过可用的数据子载波的数量(K＝48)同样能够相对于导频支持的估计提高估计精度。如果只有一个相位值被估计并且被用于相位校正，则也足够了。
本发明方法尤其可应用于开头借助图1所描述的问题，其中在本地振荡器的接通或切换过程之后的第一阶段中由本地振荡器所输出的频率是时变的，而在第一阶段之后的第二阶段中该本地振荡器的频率是时不变的。于是，在第一阶段期间执行根据方法步骤b)的第一方法，而在第二阶段期间执行根据方法步骤c)的第二方法。
第一阶段的持续时间通过测量大体上是已知的。为了执行本发明方法，该持续时间可以不依赖于本地振荡器的输出频率的时不变性的实际实现而被固定地预先给定。尤其是它能够作为数据符号的数量M被预先给定。然而应存在对第一阶段的持续时间进行匹配或重新编程、尤其是对数量M的新值进行编程的可能性。
后者表明，根据本发明所规定的用于相位估计的第二方法的应用在时不变的频率的情况下不必必须这样来理解，即频率不变性实际上已经出现。也可规定，当频率不变性实际上还未出现、然而第一阶段的数据符号的数量M的在内部预先给定的值迫使转向第二方法时，已经应用第二方法。
但是，也可以规定，在内部不固定地预先给定第一阶段的持续时间，而是当确定所估计的相位值以预先给定的近似呈现线性变化时自动终止。因此，在内部自动地确定，本地振荡器的输出频率已达到不变状态并且只有在该时刻才转到第二方法。
本发明方法用来确定用于执行相位校正的相位值并基于该相位值执行所有子载波的相位校正。在相位校正期间，根据 对子载波zk，n进行校正，其中k又是子载波的下标，n是数据符号的下标。
在本发明的另一个有利的实施形式中，能够基于要用于相位校正的相位值来执行下一个数据符号的频率校正。在此，通过比较该相位值和以前确定的相位值来确定频率偏移，并且对该数据符号的I/Q值校正所确定的频率偏移。当本地振荡器的输出频率已经达到恒定水平时，优选地关断该实施变型方案。
同样，本发明涉及一种用于执行所述方法的装置，该装置具有用于将接收信号向下混频的本地振荡器；相位估计器，具有用于输入子载波数据值的输入端和用于输出所估计的相位值的第一输出端；和相位校正器，具有用于输入子载波数据值的第一输入端和与相位估计器的第一输出端相连接的用于输入所估计的相位值的第二输入端。
所述装置尤其是具有傅里叶变换器，该傅里叶变换器具有用于输送被向下混频的接收信号的输入端和、与所述相位估计器的输入端和所述相位校正器的第一输入端相连接的、用于传送子载波数据值的输出端。
在一种优选实施形式中，所述相位估计器的第二输出端与频率校正器的输入端相连接，该频率校正器的输出端与数字控制振荡器的输入端相连接，该数字控制振荡器的输出端与乘法器的输入端相连接。
在另一优选实施形式中，所述相位估计器被设计用于基于导频子载波的相位估计，并且具有用于使导频子载波与共轭复数导频符号相乘的第一乘法器，该第一乘法器在其输出端上提供解调后的导频子载波；用于使解调后的导频子载波与共轭复数信道系数相乘的第二乘法器；与第二乘法器相连接的累加器，该累加器将由第二乘法器提供的输出值累加；以及CORDIC单元，该CORDIC单元根据由累加器提供的值借助CORDIC算法确定相位值。
在另一优选实施形式中，所述相位估计器此还具有FIR滤波器，在该FIR滤波器中包括移位寄存器，该移位寄存器的寄存器位置能够交替地与该移位寄存器的输出端相连接；乘法器，该乘法器的第一输入端与移位寄存器的输出端相连接；FIR系数表，该FIR系数表的输出端与所述乘法器的第二输入端相连接；以及累加器，该累加器的输入端与所述乘法器的输出端相连接，其中该FIR滤波器能够交替地连接在所述CORDIC单元的输出端和所述相位估计器的输出端之间。
在另一优选实施形式中，所述相位校正器具有sin/cos表，该sin/cos表在其输入端上被供给所估计的相位值，并且在其输出端上输出复数量 ；以及乘法器，该乘法器在其第一输入端上被供给子载波数据值并在其第二输入端上被供给复数量 ，并且该乘法器在其输出端上输出相位校正后的子载波数据值。
在另一优选实施形式中，所述频率校正器具有加法元件，该加法元件的第一输入端与所述频率校正器的输入端相连接，并且其第二输入端经由延迟元件与所述频率校正器的输入端相连接，并且该加法元件具有符号变换器，并且该加法元件的输出端提供相位差，其中该加法元件的输出端与数字控制振荡器的输入端相连接。
下面借助实施例结合附图对本发明进行更详细的阐述。
图1示出本地振荡器的时间特性(上面)和WLAN突发的结构；图2示出一种用于执行本发明方法的装置的实施例的示意性框图；图3示出本地振荡器的时间特性(上面)以及所估计的相位值的时间变化(下面)；图4示出相位估计器的一个实施例的示意性框图；图5示出频率校正器的一个实施例的示意性框图；以及图6示出相位校正器的一个实施例的示意性框图。
在图2中示出了如例如能够被包含在OFDM接收机中的本发明装置的框图。接收信号借助压控振荡器VCO(未示出)被混频到中间频率(或直接被混频到基带中)。在频率器2中，该信号被混频到基带中并且如还将示出的那样同时进行频率校正。存在于时域中的采样值在傅里叶变换器3中进行傅里叶变换，以便在该傅里叶变换器3的输出端上提供相应的子载波数据值。众所周知地，如在标准IEEE802.11中所设置的52个子载波中的4个子载波被构造为所谓的导频子载波。这些导频子载波被提供给相位估计器1(CPE，公共相位估计)，导频子载波的公共相位值应在该相位估计器中被估计。
相位估计器1将所估计的相位值传送到相位校正器4(CPCpost)和频率校正器5(CPCpre)。在相位校正器4中，通过将所有子载波与校正相量相乘，在频域中执行当前OFDM符号的相位校正。在频率校正器5中，产生用于时域中紧接着的OFDM符号的频率校正的信号。在VCO振荡器的时间相关状态期间，在频率校正器5中通过比较两个相继的相位估计值来估计频率偏移。对应于该频率偏移的相位增量值被输送给NCO(数字控制振荡器)振荡器，在该振荡器中NCO频率被调整相应的校正值。该NCO振荡器具有正弦查找表和余弦查找表。通过在乘法器2中将随后的OFDM符号的I/Q时域采样值与NCOsin/cos值相乘来进行频率校正。由VCO频率瞬变引起的干扰、例如子载波干扰(ICI，载波间干扰)能够由此被抵制。但是在VCO的频率稳定的阶段期间应优选地关断频率校正。
下面首先借助图4对相位估计器1的结构和作用方式进行更详细的阐述。复值导频子载波z1，n，...，z4，n从傅里叶变换器2被输送给相位估计器4，并且首先被缓存在寄存器10中。同样，接收机已知的四个BPSK导频符号a1，n，...，a4，n被输送给相位估计器1，并且也被缓存在寄存器11中。在乘法器12中，导频子载波与导频符号相乘。因为在本实例中导频符号仅由实值数+1或-1构成，因此乘法器12被简化为按情况的符号变换器。由乘法器12输出的四个经解调的导频子载波v1，n...v4，n被输送给乘法器13。通过借助Wiener滤波的信道估计所得到的复值信道系数c1...c4被输送给寄存器14，并且接着同样被输送给乘法器13，其中在共轭复数产生器13.1中根据信道系数产生相应的共轭复数值。在随后的限制器13.2中，字宽被缩小，因此大于该缩小的字宽的所有值均被截断(“饱和”)。随后在累加器15中将相乘的结果加在一起，并提供复值量pn。在后置的CORDIC单元16中通过关系式Ψn＝arg(pn)借助CORDIC算法根据该复值量pn确定相位值Ψn。
直到这一点，在根据本发明的相位值确定的第一和第二方法中相同地进行处理。然而，进一步的过程取决于VCO是否仍不稳定或者它是否已经达到稳定状态。在本实施例中，对数据符号的下标n是否已超过预先设定的值M作出判定。如果该下标仍低于该值M，则将事先确定的相位值Ψn作为终值输出并且输送给相位校正器4和频率校正器5。该值不具有特别好的估计精度，并且因此被称为有噪声的相位值。然而在该阶段中，为了能够跟随快速的VCO频率瞬变，更重要的是方法的速度。但是如果数据符号下标n超过了值M，则将相位值Ψn输送给具有可变的长度的线性FIR滤波器17。该长度的寄存位置具有多个输出端，这些输出端能够交替地被连接到该FIR滤波器17的公共输出端上。该输出端与乘法器19的第一输入端相连接。乘法器19的第二输入端与FIR系数表18相连接。相乘结果随后在限制器19.1中在其字宽方面被限制，并在累加器20中被加在一起。相乘与累加由上述等式(5)给定，而FIR系数在上述等式(6)中给出。然后由累加器20向输出端输出校正后的相位值 切换可以通过两个转换开关1.1和1.2来实现，通过这两个转换开关，单元17-20可以连接在CORDIC单元16的输出端与相位估计器1的输出端之间。
在图3中再一次示出了由根据图4的相位估计器1执行的方法。在上面部分中再一次示出了时变的VCO频率，而下面的曲线示出所估计的相位值随着时间的相应变化。在此，通常被限于范围[-π，+π)的相位在所有实数的范围上被展开(unwrapped)。在最先M个数据符号的第一段中所估计的相位值Ψn被直接输出，尽管它们有相对强的噪声。在稳定的VCO频率的第二段中，所估计的相位值Ψn被输送给滤波器装置17-20，接着该滤波器装置分别确定并输出校正后的相位值 。在图示中直观地再现了如何借助滤波使直线以尽可能好的近似穿过有噪声的相位值Ψn，并且校正后的相位值 会位于该直线上。
在图5中示出了频率校正器5的一个实施例，该频率校正器只在第一阶段中有效，因此只将有噪声的相位值Ψn输送给它。正如已经提及的，该频率校正器在第二阶段中被关断，因为该频率校正器在VCO稳定的情况下会干扰线性相位轨迹。所估计的相位值被输送给加法器52的第一输入端并且同时被输送给延迟元件51，该延迟元件的输出端与加法器52的第二输入端相连接。通过符号变换器52.2给延迟的相位值Ψn-1配备负号，使得通过加法器52构成相位差。通过随后的展开单元52.1将相位展开，即从[-π，+π)映射到所有实数的范围上。然后，所述相位差被输送给乘法器54，在该乘法器中执行与存储在寄存器53中的值1/80的相乘。紧接在该乘法器之后的是用于限制字宽的限制器54.1和符号变换器54.2。结果被输送给加法器55的第一输入端，存储在延迟元件56中的在先前的步骤中所确定的相位差被输送给该加法器的第二输入端。结果，因此在NCO的每个20MHz周期期间计算出相位增量 并利用该相位增量使NCO的校正频率与下一个OFDM数据符号的80个存在于时域中的采样值相乘。
在图6中示出了相位校正器4的框图。在傅里叶变换器中所产生的、48个数据子载波的复值子载波数据值z1，n...z48，n被输送给该相位校正器。这些复值子载波数据值首先被缓存在寄存器41中，然后被输送给乘法器42的第一输入端。所估计的相位值Ψn或 被输送给符号变换器44，并且这样被校正的相位值被输入到sin/cos表43中。该sin/cos表43的复值输出被输送给乘法器42的第二输入端。该乘法器42与用于限制字宽的限制器42.1相连接。在该限制器42.1的输出端上得到相位校正后的子载波数据值。
权利要求
1.用于作为对用于将接收信号向下混频的本地振荡器的频率特性的响应而跟踪多载波系统的接收机的方法，其中，a)估计所接收的数据符号(n)的子载波(z1，n...z4，n)的公共相位值(Ψn， )，并将该公共相位值用于该数据符号(n)的所有子载波(z1，n...z48，n)的相位校正，其中b)在所述本地振荡器的频率时变的情况下应用第一方法来进行相位估计并且获得要用于所述相位校正的相位值，以及c)在所述本地振荡器的频率时不变的情况下应用第二方法来进行相位估计并且获得要用于所述相位校正的相位值。
2.按照权利要求1所述的方法，其特征在于，-在方法步骤a)中，估计导频子载波的公共相位值。
3.按照权利要求1或2所述的方法，其特征在于，-在方法步骤b)中，将当前数据符号的所估计的相位值(Ψn)用于所述相位校正，以及-在方法步骤c)中，根据当前数据符号的所估计的相位值(Ψn)和以前的数据符号的所估计的相位值(Ψm)确定校正后的相位值( )并将该校正后的相位值用于所述相位校正。
4.按照前述权利要求之一所述的方法，其特征在于，-对所接收的数据符号进行傅里叶变换，以便确定该数据符号的子载波。
5.按照前述权利要求之一所述的方法，其特征在于，-在所述相位校正期间，尤其是在傅里叶变换期间，根据 对所确定的子载波(zk，n)进行校正，其中k是子载波的下标，n是数据符号的下标。
6.按照权利要求4或5所述的方法，其特征在于，-在傅里叶变换之后进行相位值估计。
7.按照权利要求4所述的方法，其特征在于，-在执行了方法步骤b)之后，在傅里叶变换之前基于所估计的相位值执行下一个数据符号的频率校正。
8.按照权利要求7所述的方法，其特征在于，-通过比较两个相继的相位值来确定频率偏移，将数字控制振荡器的频率调整该频率偏移，并且使数据符号的I/Q采样值与所述数字控制振荡器的sin/cos值相乘。
9.按照前述权利要求之一所述的方法，其特征在于，-在接通或切换所述本地振荡器之后的第一阶段期间，执行方法步骤b)，随后在第二阶段中执行方法步骤c)。
10.按照权利要求9所述的方法，其特征在于，-所述第一阶段的持续时间被预先给定，尤其是作为数据符号的数量(M)被预先给定，其中要预先给定的值是可编程的。
11.按照权利要求9所述的方法，其特征在于，-当确定所估计的相位值以预先给定的近似呈现线性变化时，自动终止所述第一阶段。
12.按照权利要求2-11之一所述的方法，其特征在于，-在方法步骤a)中，如下来估计相位值(Ψn)vk,n=ak,n*·zk,n]]>pn=Σk=14ck,n*·vk,n]]>Ψn＝arg(pn)其中zk，n是数据符号的尤其是在傅里叶变换之后所得到的导频子载波，ak，n是导频符号，vk，n是解调后的导频子载波，ck，n是信道系数，其中k是子载波的下标，n是数据符号的下标，并且其中尤其是Ψn按照CORDIC算法来计算。
13.按照权利要求3-12之一所述的方法，其特征在于，-在方法步骤c)中，校正后的相位值( )通过 来计算，其中Wn′,m′=2(3m′-(n′+1))n′(n′+1),]]>并且用M来表示以前的数据符号中的第一个。
14.用于执行按照前述权利要求之一所述的方法的装置，具有-本地振荡器，用于将接收信号向下混频，-相位估计器(1)，具有用于输入子载波数据值的输入端和用于输出所估计的相位值(Ψn， )的第一输出端，以及-相位校正器(4)，具有用于输入所述子载波数据值的第一输入端和与所述相位估计器(1)的第一输出端相连接的用于输入所估计的相位值的第二输入端。
15.按照权利要求14所述的装置，用于执行按照权利要求4所述的方法，其特征在于-傅里叶变换器(3)，该傅里叶变换器具有用于输送被向下混频的接收信号的输入端和与所述相位估计器(1)的输入端和所述相位校正器(4)的第一输入端相连接的、用于传送所述子载波数据值的输出端。
16.按照权利要求14或15所述的装置，用于执行按照权利要求8所述的方法，其特征在于，-所述相位估计器(1)的第二输出端与频率校正器(5)的输入端相连接，该频率校正器的输出端与数字控制振荡器(6)的输入端相连接，该数字控制振荡器的输出端与乘法器(2)的输入端相连接。
17.按照权利要求14-16之一所述的装置，用于执行按照权利要求12所述的方法，其特征在于，-所述相位估计器(1)被设计用于基于导频子载波的相位估计，并且具有-第一乘法器(12)，用于使导频子载波(zk，n)与共轭复数导频符号(ak，n)相乘，该第一乘法器在其输出端上提供解调后的导频子载波(vk，n)，-第二乘法器(13)，用于使所述解调后的导频子载波(vk，n)与共轭复数信道系数(ck，n)相乘，-与所述第二乘法器(13)相连接的累加器(15)，该累加器将由所述第二乘法器(13)提供的输出值累加，-CORDIC单元(16)，该CORDIC单元根据由所述累加器(15)提供的值(pn)借助CORDIC算法来确定所述相位值(Ψn)。
18.按照权利要求14-17之一所述的装置，用于执行按照权利要求13所述的方法，其特征在于-FIR滤波器装置(17-20)，该FIR滤波器装置具有移位寄存器(17)，该移位寄存器的寄存器位置能够交替地与该移位寄存器(17)的输出端相连接；乘法器(19)，该乘法器的第一输入端与所述移位寄存器(17)的输出端相连接；FIR系数表(18)，该FIR系数表的输出端与所述乘法器(19)的第二输入端相连接；以及累加器(20)，该累加器的输入端与所述乘法器(19)的输出端相连接，其中-所述FIR滤波器装置(17-20)能够交替地连接在所述CORDIC单元(16)的输出端和所述相位估计器(1)的输出端之间。
19.按照权利要求14-18之一所述的装置，用于执行按照权利要求5所述的方法，其特征在于-sin/cos表(43)，该sin/cos表在其输入端上被供给所估计的相位值(Ψn， )，并且该sin/cos表在其输出端上输出复数量 ，以及-乘法器(42)，该乘法器在其第一输入端上被供给子载波数据值并且在其第二输入端上被供给所述复数量 ，并且该乘法器在其输出端上输出相位校正后的子载波数据值。
20.按照权利要求14-19之一所述的装置，用于执行按照权利要求8所述的方法，其特征在于，-所述频率校正器(5)具有加法元件(52)，该加法元件的第一输入端与所述频率校正器(5)的输入端相连接，并且该加法元件的第二输入端经由延迟元件(51)与所述频率校正器(5)的输入端相连接，并且该加法元件具有符号变换器(52.2)，并且该加法元件的输出端提供相位差，其中-所述相位差作为相位增量被输送给数字控制振荡器(6)。
全文摘要
估计所接收的数据符号(n)的导频子载波的公共相位值，并将其用于该数据符号的所有子载波的相位校正，其中在本地振荡器(VCO)的时变频率的情况下所估计的有噪声的相位值(Ψ
文档编号H04L27/26GK1954572SQ200580014251
公开日2007年4月25日 申请日期2005年4月8日 优先权日2004年5月4日
发明者S·费克特尔 申请人:英飞凌科技股份公司