专利名称：正交频分通信系统中的空－时分组编码的制作方法
技术领域：
本公开涉及无线通信系统，并且更特别涉及正交频分复用系统中的发射分集。
背景技术：
对无线数字通信与数据处理系统的需求在增长。大多数数字通信信道的固有特性是当在具有一些特性的信道上传送包含数据的帧、分组或信元时引入的误码。这种误码经常是由于干扰或热噪声引起的。无线传输系统的比特误码率使得在为将经由这些系统发送的数据设计编码和解码方案时造成一定的困难。通常使用加性高斯白噪声(AWGN)模型来表征在大多数通信信道中的噪声的特性，这部分是因为它的数学易控制性以及部分是因为它能应用于很广的一类物理通信信道。
一种类型无线通信系统是正交频分复用(OFDM)系统。OFDM是多载波调制技术，其将整个系统带宽划分成多个(N个)正交频率子载波。这些子载波也被称为音调、箱(bin)、和频率信道。可以利用数据调制每个子载波。在每个OFDM符号周期，在总共N个子载波上发送多达N个调制符号。利用N-点快速傅里叶逆变换(IFFT)将这些调制符号变换到时域，以生成包含N个时域码片或采样的变换符号。
为了改善发射分集，已经开发了在两个发射路径的每一个中的空-时分组编码，如在Alamouti的“Space-Time Block Coding，A SimpleTransmit Diversity Technique for Wireless Communications”，IEEEJournal on Selected Areas in Communications，Volume 16，pp.1451-1458，October 1998中所述，在此将其内容全文引入作为参考。信道被假设为时间/频率不变(平坦)并被进一步假设为在至少两个相继的符号上保持不变。
根据Alamouti描述的发射方案，原始符号序列x(n)被分割成两个相继符号块xk(n)和xk+1(n)。在Alamouti中，随后根据下述对每对符号进行映射xkxk+1⇒xk-xk+1xk+1*xk*=ℵ---(1.1)]]>其中，为了简单，时间下标n未包括在表达式(1.1)中。
在时间k分别从第一和第二发射天线发射符号xk和xk+1*。在时间k+1分别从第一和第二发射天线发射符号-xk+1和xk*。通过以下表达式定义在时间k及k+1时的对应的接收信号rk和rk+1rk=xkh1+xk+1*h2+nk]]>rk+1=-xk+1h1+xk*h2+nk+1---(1.2)]]>其中，h1和h2分别表示与第一和第二发射路径相关联的信道，并且被进一步假设为在两个符号周期上是不变的。接收信号rk，rk+1可以被写为 =H·x~k+n~k]]>应该理解，信道矩阵H是正交的，以及作为匹配滤波器接收机的用于这个发射分集方案的最佳接收机将H*乘以rk，以得到xk和xk+1的两个判决统计量，也就是，恢复发射符号。使用这个方法，在具有单个接收天线的接收机实现二阶分集。
通过用频域计算代替时域计算，上面描述的方法可以适合于在OFDM系统中使用。假设Xn和Xn+1是将要在OFDM系统中的子载波n和n+1上发射的两个OFDM符号。另外，对于每个发射天线m，假设信道在两个相继子载波上保持不变。即Hm，n≈Hm，n+1＝Hm(1.4)通过用频域计算代替时域计算，对应于子载波n和n+1的接收信号向量可以写为 因此实现为2的分集。
图1是上面描述的OFDM发射机10的一部分的方框图。每个大小为N的OFDM符号被分割为N/2组符号对[XnXn+1]。然后由空-频编码器12对每个这样的符号对进行编码，以生成两个不同的符号对[Xn-Xn+1]和[Xn+1*Xn*]。符号对[Xn-Xn+1]被组合成提供给快速傅里叶逆变换(IFFT)单元18的N-符号向量，与之响应，该单元生成相关的时域向量x1，该时域向量x1被从天线14发射。同样，符号对[Xn+1*Xn*]被组合成提供给IFFT单元20的另一个N-符号向量，与之响应，该单元生成相关的时域向量x2，该时域向量x2被从天线16发射。
如在图1中所见以及如上面所描述，例如在频域中对输入符号执行空-频编码。因此，空-时编码器12被要求生成两个不同的流，以及因此对于每个发射OFDM符号，要求其中每个与不同的发射天线相关联的两个独立的IFFT单元18、20。
发明内容
在一个实施例中，发射机包括至少两个天线和一个处理器。所述处理器使得在第一时隙期间从第一天线发射第二块的反转的复共轭和在所述第一时隙之后的第二时隙期间从所述第一天线发射第一块，以及使得在所述第一个时隙期间从第二天线发射所述第一块的所述反转的复共轭和在所述第二时隙期间从所述第二天线发射所述第二块。
在另一个实施例中，一种方法包括生成包括第一序列的第一块、生成包括第二序列的第二块、形成所述第一块的反转的复共轭、形成所述第二块的反转的复共轭、提供其后跟随所述第一块的所述第二块的反转的复共轭以用于从第一天线发射、以及提供其后跟随所述第二块的所述第一块的反转的复共轭以用于从第二天线发射。
在又一个实施例中，一种生成用于发射的块的方法包括生成第一块、生成第二块、形成所述第二块的复共轭、以及提供其后跟随所述第一块的按第一顺序的反转顺序的所述第二块的所述复共轭以用于从第一天线发射。
图1是现有技术中公知的OFDM发射机的一些单元的简化的高级方框图；图2是根据一个实施例的MIMO系统中发射机系统和接收机系统的简化的高级方框图；图3是根据一个实施例的发射机的简化的高级方框图；图4示出了根据一个实施例的用于发射的具有各自循环前缀的符号；图5是根据一个实施例的OFDM接收机的一些单元的简化的高级方框图。
具体实施例方式
参考图2，例示了MIMO系统100中的发射机系统110和接收机系统150的一个实施例的方框图。在发射机系统110处，多个数据流的业务数据被从数据源112提供给发射(TX)数据处理器114。在一个实施例中，在各自的发射天线上发射每个数据流。基于为每个数据流所选的特定编码方案，TX数据处理器114对该数据流的业务数据进行格式化、编码、以及交织以提供编码数据。
使用例如时分复用(TDM)或码分复用(CDM)，每个数据流的所述编码数据可以与导频数据复用。典型地，所述导频数据是以已知方式处理的已知数据模式(如果存在)，并可以被在接收机系统用来估计信道响应。然后，基于为每个数据流所选的特定调制方案(例如，BPSK、QPSK、M-PSK、或M-QAM)对所述复用的导频和每个数据流的编码数据进行调制，以提供调制符号。通过由处理器130提供的控制，来确定每个数据流的数据速率、编码和调制。
然后，将所有数据流的所述调制符号提供给TX MIMO处理器120，该TX MIMO处理器120可以进一步处理所述调制符号(例如，对于OFDM)。然后TX MIMO处理器120向NT个发射机(TMTR)112a到112t提供NT个调制符号流。在一个实施例中，TX MIMO处理器120可以提供所述调制符号使得发射符号被设置为成对发射，其中每对从至少两个天线发射，并且每个符号是从作为同一对的另一个天线发射的符号的顺序反转的复共轭形式。
每个发射机122接收并处理符号流形式的符号对，并提供一个或多个模拟信号，并进一步对所述模拟信号进行调整(例如，放大、滤波、以及上变频)以提供适合在MIMO信道上发射的调制信号。然后，来自发射机122a到122t的NT个调制信号被分别从NT个天线124a到124t发射。
在接收机系统150处，由NR个天线152a到152r接收所述发射的调制信号，并且将来自每个天线152的所述接收信号提供给各个接收机(RCVR)154。每个接收机154对各个接收信号进行调整(例如，滤波、放大、以及下变频)、对所述调整后的信号进行数字化以提供采样、并进一步处理所述采样以提供对应的“接收”符号流。
然后，基于特定的接收机处理技术，RX MIMO/数据处理器160接收并处理来自NR个接收机154的所述NR个接收符号流，以提供NT个“检测”符号流。下面进一步详细地描述RX MIMO/数据处理器160的处理。每个检测符号流包括其是为对应的数据流发射的调制符号的估计的符号。然后RX MIMO/数据处理器160对每个检测符号流进行解调、解交织、以及解码，以恢复所述数据流的业务数据。由RX MIMO/数据处理器160进行的处理与发射机系统110处由TXMIMO处理器120和TX数据处理器114执行的处理是互补的。
RX MIMO处理器160可以例如基于与业务数据复用的所述导频，导出在NT个发射和NR个接收天线之间的信道响应的估计。所述信道响应估计可被用于执行接收机处的空间或空间/时间处理。RXMIMO处理器160进一步估计所述检测符号流的信号噪声及干扰比(SNR)和可能的其他信道特性，并将这些量提供给处理器170。RXMIMO/处理器160或处理器170进一步导出该系统的“工作”SNR的估计，其指示了通信链路的状况。处理器170然后提供信道状态信息(CSI)，其包括关于通信链路和/或接收数据流的各种类型信息。例如，所述CSI可以只包括工作SNR。所述CSI然后由TX数据处理器178进行处理、由调制器180进行调制、由发射机154a到154r进行调整、并被发射回发射机系统110。
在发射机系统110，来自接收机系统150的调制信号被天线124接收、由接收机122进行调整、由解调器140进行解调、并由RX数据处理器142进行处理，以恢复由接收机系统报告的CSI。所述报告的CSI然后被提供给处理器130并用于(1)确定将用于数据流的数据速率和编码以及调制方案以及(2)生成对TX数据处理器114和TXMIMO处理器120的各种控制。
处理器130和170指导发射机系统和接收机系统的操作，即它们伴随包括适当的发射和接收数据处理器。存储器132和172分别为由处理器130和170使用的程序代码和数据提供存储。
参考图3，例示了根据一个实施例的包括多个发射天线的发射机系统的功能方框图。在一个实施例中，不同的数据速率和编码以及调制方案可以用于将要在NT个发射天线上发射的NT个数据流的每一个(例如，基于每个天线的不同的编码和调制方案)。基于由处理器130(图1)提供的控制，确定将用于每个发射天线的具体数据速率和编码以及调制方案，并且可以如上所述确定数据速率。
在一个实施例中，发射机单元100包括发射数据处理器202，其根据不同的编码和调制方案接收以及对每个数据流进行编码和调制，以提供调制符号和发射MIMO。发射数据处理器202和发射处理器204分别是图1的发射数据处理器114和发射处理器120的一个实施例。
在一个实施例中，如图2所示，发射数据处理器202包括解复用器210、NT个编码器212a到212t、以及NT个信道交织器214a到214t(例如，每个发射天线一组解复用器、编码器、和信道交织器)。解复用器210将数据(例如，信息比特)解复用成将用于数据发射的对应于NT个发射天线的NT个数据流。所述NT个数据流与如由速率控制功能所确定的不同的数据速率相关联，在一个实施例中，该速率控制功能可由处理器130或170(图1)提供。每个数据流被提供给各个编码器212a到212t。
基于为各个数据流所选的具体编码方案，编码器212a到212t接收并对该数据流进行编码，以提供编码比特。在一个实施例中，所述编码可用于增加数据传输的可靠性。在一个实施例中，所述编码方案可以包括循环冗余校验(CRC)编码、卷积编码、Turbo编码、分组编码、或类似编码的任意组合。然后，将来自每个编码器212a到212t的所述编码比特提供给各自的信道交织器214a到214t，其基于特定的交织方案对所述编码比特进行交织。所述交织为所述编码比特提供时间分集、允许基于用于所述数据流的发射信道的平均SNR发射数据、抵抗衰落、以及进一步消除用于形成每个调制符号的编码比特之间的相关性。
来自每个信道交织器214a到214t的编码和交织后的比特被提供给发射处理器204的各个符号映射单元222a到222t，其对这些比特进行映射以形成调制符号。
由处理器130(图1)提供的调制控制确定由每个符号映射单元222a到222t实现的特定的调制方案。每个符号映射单元222a到222t组合多组q个编码和交织后的比特以形成非二进制符号，并进一步将每个非二进制符号映射到与所选调制方案(例如，QPSK、M-PSK、M-QAM或一些其它的调制方案)对应的信号星座图中的具体点。每个映射的信号点对应于Mj阶调制符号，其中Mj对应于为第j个发射天线所选的具体调制方案，并且Mj=2qj.]]>然后，符号映射单元422a到222t提供NT个调制符号流。
在图3中例示的具体实施例中，除符号映射单元222a到222t之外，发射处理器204还包括调制器224和快速傅里叶逆变换(IFFT)单元226a到226t。调制器224对采样进行调制以为在适当的子带和发射天线上的NT个流形成调制符号。另外，调制器224提供规定的功率电平上的NT个符号流的每一个。在一个实施例中，调制器224根据由例如处理器130或170的处理器控制的FH序列对符号进行调制。在这样的实施例中，对于发射周期的每个符号组或符号块、帧、或帧的部分，利用来调制NT个符号流的频率可以改变。
每个IFFT单元226a到226t从调制器224接收各自的调制符号流。每个IFFT单元226a到226t组合多组NF个调制符号以形成相应的调制符号向量，并使用快速傅里叶逆变换将每个调制符号向量变换为它的时域表示(其被称为OFDM符号)。IFFT单元226a到226t可以被设计成在许多频率子信道上(例如，8、16、32、...、NF，)上执行所述逆变换。由IFFT单元226a到226t生成的调制符号向量的每个时域表示被提供给编码器228。
在图2的实施例中，调制数据包括在符号流中提供的符号，例如符号Xi，Xi+1，...Xn。IFFT单元226a到226t接收所述符号流，符号Xi，Xi+1，...Xn并提供与每个符号的采样对应的每个符号的时域序列，例如，对应于符号Xi的序列xi，对应于符号Xi+1的序列xi+1，以及对应于符号Xn的序列xn。使用所述接收序列xi，xi+1，...xn，编码器228生成序列 其中序列 是序列xi的反转的复共轭序列，序列 是与序列xi+1相关联的反转的复共轭序列，等等。编码器228将符号对提供给发射机230a到232t，以使从两个或多个天线发射的任何符号对在第一和第二时隙从例如天线232a的第一天线以 xi形式被发射，并且在所述第一和第二时隙从例如天线232b的第二天线以 xi+1形式被发射。换句话说，在时隙i期间，从发射天线232a发射序列 并且从发射天线232b发射序列 在时隙i+1，从发射天线232a发射序列 并且从发射天线232a发射序列xi+1。
对于符号流或符号组Xi(n)＝Xi(n)，n＝0，1，...，N-1，其是在第i个OFDM符号中的第n个信息符号。以向量形式将第i个OFDM符号的序列定义为，Xi＝[Xi(0) Xi(1) … Xi(N-1)]T(2.1)假设xi(k)，k＝0，1，...，N-1表示相应的IFFT输出(例如，符号Xi的时域采样)，并假设符号能量Es=E{Xi(n)Xi*(n)}]]>是1，例如，为符号发射分配的最大能量。此外，假设序列xi和xi+1表示相继OFDM符号Xi和Xi+1的相应IFFT。使用 和xi+1，序列 和 被定义为x~i(k)=x‾i(N-K)]]>0≤k≤N-1x~i+1(k)=x-i+1(N-K)]]>0≤k≤N-1(2.2)其中 表示标量的共轭操作以及向量和矩阵的逐元素的复共轭。因此， 和 分别是xi和xi+1的有序反转及逐元素的复共轭序列。
编码器228的输出被耦合到循环前缀发生器230a到230t。所述循环前缀发生器230a到230t将固定数量采样的前缀前插到构成OFDM符号的NS个采样中以形成相应的发射符号，其中所述所述固定数量的采样通常是来自OFDM符号末端的多个采样。所述前缀被设计来相对于诸如由频率选择性衰落引起的信道色散的不利的路径效应提高性能。
由循环前缀发生器230a到230t输出的符号被提供给相关联的发射机232a到232t，其使得由天线234a到234t发射符号。
应该注意，虽然上述讨论称Xi和Xi+1为符号，并且称xi和xi+1为符号Xi和Xi+1的时域序列，但是可以将相同的方法应用于符号或序列块。例如，Xi和Xi+1中每个表示N个符号，其中N可以大于或小于1。在这种情况下，xi和xi+1将表示N个符号的时域序列，并且 和 是N个符号的反转的复共轭。
尽管上述讨论涉及利用在两个时隙上发射两个符号的实施例，但是按据这里所描述的实施例，也可利用在更大数目的时隙上的更大数目的符号。在这样的实施例中，由发射符号的数量和天线的数量定义的矩阵是酉矩阵。这考虑到发射将利用的不同速率，例如，每m个发射天线n个发射符号，其中n＞m。例如，利用以下由x×矩阵Mt定义的发射方案，由天线a1，a2和a3组成的三天线系统可以发射符号x1，x2，x3，和x4。
x1x2x3-x2x1-x4-x3x4x1-x4-x3x2x~1x~2x~3-x~2x~1x~4-x~3x~4x~1-x~4-x~3x~2Mt]]>其中， 和 分别是符号x1，x2，x3和x4的时间反转的复共轭，-x2，-x3，和-x4分别是符号x2，x3和x4的反转的符号，并且 和 分别是符号x2，x3和x4的反转的复共轭。
由编码器228按在Mt中或基于酉矩阵的任何其他方案中指定的顺序提供符号的顺序。
在一些实施例中，编码器228包括存储器，例如一个或多个缓冲器，其存储时域符号、它们的复共轭、它们的反转、以及反转的复共轭，并且然后，根据基于酉矩阵的方案将它们输出到多个发射天线。
参考图4，例示了根据一个实施例的用于发射的具有各自循环前缀的符号。在时隙i，在时域序列xi之后附加它的循环前缀并从第一发射天线发射，以及，在时域序列 之后附加它的循环前缀并从第二发射天线发射。在时隙i+1，在时域序列xi+1之后附加它的循环前缀并从所述第一发射天线发射，以及，在时域序列 之后附加它的循环前缀并从所述第二发射天线发射。
参考图5，例示了根据一个实施例的OFDM接收机的一些单元的简化的高级方框图。接收机400用于经由接收天线402接收序列yi和yi+1，并且解调和解码所述序列。正如从图5所见，接收机400被示出为部分包括离散傅里叶变换单元404、处理单元406和408(其中每一个提供所述单元接收的函数的复共轭函数)、解码器/均衡器单元410、以及执行时间反转操作的单元412。
在符号或块的发射中，hm(k)表示两个发射天线m，m＝1，2的符号间距信道冲激响应，其中第一天线由m＝1表示，并且第二天线由m＝2表示。在这种情况下，hm(k)可以定义为hm(k)=Σl=0Lhm,lδ(k-l)---(2.3)]]>在块或符号的接收机处，序列yi和yi+1分别表示与时隙i和i+1对应的接收的时域序列，其是已除去它们各自循环前缀的发射序列xi和xi+1。
由接收天线402接收的序列yi和yi+1如下示出yi＝[yi(0) yi(1) … yi(N-1)]Tyi+1＝[yi+1(0) yi+1(1) … yi+1(N-1)]T(2.4)并可以被表示为如下所示yi=H1·xi-H2·x~i+1+vi---(2.5)]]>yi+1=H1·xi+1+H2·x~i+vi+1]]>其中两个序列yi和vi+1都是具有方差σ2×I的白噪声独立同分布的(i.i.d)高斯随机噪声向量。因此，信噪比SNR是SNR=ρ=1σ2]]>其中Hm，m＝1，2是与发射天线m对应的信道矩阵并被给出为 矩阵Hm是循环行列式并具有如下的特征值分解Hm＝Q*ΛmQ(2.8)其中，Q是N×N离散傅里叶变换矩阵(DFT)，如下所示
Q(k,n)=1N·e-j2πkn/N---(2.9)]]>并且Λm是对角特征值矩阵，其对角线是hm，0，hm，1，…，hm,L的N-点DFT。
使用DFT性质DFT(x~i)=DFT(x~i[-n]N)=X‾i]]>其中通过定义Xi＝DFT(xi)＝Q·xiVi＝DFT(vi)＝Q·vi获得以下的表达式(2.7)。FFT单元402接收符号(信号向量)yi，并且与之响应，生成信号向量Yi。FFT单元402也接收信号向量yi+1，并且与之响应，生成信号向量Yi+1。信号向量Yi和Yi+1表示如下 =Q·Q*Λ1Q·xi-Q·Q*Λ2Q·x~i+1+Q·vi]]>=Λ1Xi-Λ2X‾i+1+Vi---(2.10)]]> =Q·Q*Λ1Q·xi+1+Q·Q*Λ2Q·x~i+Q·vi+1]]>=Λ1Xi+1-Λ2X‾i+Vi+1]]>将信号向量Yi递送给解码器/均衡器单元410。将信号Yi+1递送给处理单元104，其与之响应而生成并将复共轭向量信号 递送到解码器/均衡器单元410。
表达式(2.10)可以写作Yi=YiY‾i+1=Λ1-Λ2Λ2*Λ1*XiX‾i+1+ViV‾i+1---(2.11)]]>=H·Xi+Vi]]>其中Yi是2N×1向量。因为DFT矩阵Q是正交矩阵，所以噪声向量Vi也是白噪声。因此适合执行最小均方误差(MMSE)及解码/均衡滤波器操作的解码器/均衡器单元410，由以下的矩阵滤波器W表示其特性W=[H·H*+1ρ·I]-1H---(2.12)]]>假定与第一和第二发射信道相关联的信道脉冲响应分别由Λ1和Λ2表示。矩阵D定义如下D=Λ1Λ1*+Λ2Λ2*]]>矩阵D是N×N对角矩阵，其(n，n)元素dnn如下示出|Λ1(i,i)|2+|Λ2(i，i|2矩阵 被定义为D~=D+1ρI]]>其中ρ是SNR。因此D~-1Λm=ΛmD~-1]]>并且D~-1Λm*=Λm*D~-1.]]>所以，矩阵W可以如下定义W=Λ1-Λ2Λ2*Λ1*D~-100D~-1---(2.13)]]>=Wd·We]]>如表达式(2.13)中可见，矩阵滤波器W包括两部分。第一部分Wd表示空-时分组码的解码操作。第二部分We表示MMSE频域均衡器部分。将矩阵滤波器W应用于所述接收信号向量Yi，这提供如下 =D~-1D·XiX‾i+1+V~iV~i+1---(2.14)]]>解码器/均衡器单元410生成向量Zi和Zi+1。表达式(2.14)被如下重写为ZiZ‾i+1=D~-1D·XiXi+1+V~iV~‾i+1---(2.15)]]>
因此可见，矩阵 是对角矩阵，其(n，n)元素gnn如下所示gnn=|Λ1(n,n)|2+|Λ2(n,n)|2|Λ1(n,n)|2+|Λ2(n,n)|2+1/ρ---(2.16)]]>也可见的是，以下的表示式适合E{V~iV~i*}=E{V~‾i+1V~‾i+1*}=Rv]]>其中Rv是(n，n)对角矩阵，其(n，n)元素ξnn由以下表达式提供ξnn=1ρ·|Λ1(n,n)|2+|Λ2(n,n)|2(|Λ1(n,n)|2+|Λ2(n,n)|2+1/ρ)2---(2.17)]]>其中， 和 都是独立同分布(i.i.d)高斯随机向量。
使用表达式(2.15)、(2.16)、和(2.17)，符号Xi(n)的判决统计量 其是在第i个OFDM块中发射的第n个信息符号，可以如下表示si(n)＝gnn·Xi(n)+vi(n) (2.18)并且相应的信噪比(SNR)SNRi(n)可以如以下表示SNRi(n)=gnn2ζnn=ρ·(|Λ1(n,n)|2+|Λ2(n,n)|2)---(2.19)]]>=SNR·(|Λ1(n,n)|2+|Λ2(n,n)|2)]]>类似地，符号Xi+1(n)的判决统计量 其是在第i+1个OFDM块中发射的第n个信息符号，可以如以下表示si+1(n)＝gnn·Xi+1(n)+vi+1(n)(2.20)并且相应的信噪比SNRi+1(n)可以由以下表示SNRi+1(n)=gnn2ζnn=ρ·(|Λ1(n,n)|2+|Λ2(n,n)|2)---(2.21)]]>=SNR·(|Λ1(n,n)|2+|Λ2(n,n)|2)]]>因此实现阶数为2的分集增益。
在利用多于两个的发射天线以及多于两个的发射符号被组合在一起的那些情况下，接收机包括来自解码器/均衡器单元410的附加输出，每个解码器/均衡器单元410根据在接收机处的发射天线的数量，提供适当的反转和复共轭函数。
在接收处理器142和处理器130以及接收处理器160和处理器170中，可以实现相对于图5描述的功能。在这样的情况下，在所述处理器中可以提供相对于单元404、406、408、410和412描述的功能。
本领域的技术人员将懂得，结合这里所公开的实施例描述的各种说明性的逻辑单元、模块、电路以及算法可以实现为电子硬件、计算机软件、或二者的组合。为了清楚地说明硬件和软件的这种互换性，通常根据它们的功能，以上描述了各种说明性的组件、单元、模块、电路以及算法。这种功能被实现为硬件还是被实现为软件，这取决于施加于整个系统的特定应用和设计约束。技术人员可以为每个特定应用以各种方法实现所描述的功能，但是这样的实现决定不应该解释为导致脱离本发明的范围。
利用一个通用处理器，数字信号处理器(DSP)，专用集成电路(ASIC)，现场可编程门阵列(FPGA)或者其他可编程的逻辑器件，分立门或者晶体管逻辑，分立硬件组件，或者被设计为执行这里所描述功能的任意组合可以实现或执行结合这里公开的实施例描述的各种示例性的逻辑框图，模块和电路。一个通用处理器可能是一个微处理器，但是在一个替代实例中，处理器可能是任何常规的处理器，控制器，微控制器，或者状态机。一个处理器也可能被实现为计算装置的组合，例如，DSP和微处理器的组合，多个微处理器，一个或者更多结合DSP内核的微处理器，或者任何其他此种结构。
结合这里公开的实施例描述的方法或者技术可直接体现为硬件，由处理器执行的软件模块，或者这二者的组合。一个软件模块可能驻留在RAM存储器，闪存，ROM存储器，EPROM存储器，EEPROM存储器，寄存器，硬盘，移动磁盘，CD-ROM，或者本领域熟知的任何其他形式的存储介质中。一种存储介质可以与处理器耦合，使得处理器能够从该存储介质中读信息，以及向该存储介质写信息。在替换实例中，存储介质可能与处理器集成。处理器和存储介质可能驻留在一个ASIC中。该ASIC可能驻留在终端或其他地方。在一个替换实例中，处理器和存储介质可以作为终端或其他地方中的分立组件驻留。
提供所述公开的实施例的上述描述可使得本领域的技术人员能够实现或者使用本发明。对于本领域的技术人员来说，这些实施例的各种修改是显而易见的，并且这里定义的总体原理也可以在不脱离本发明的主旨和范围的基础上应用于其他实施例。因此，本发明并不限于这里示出的实施例，而是与符合这里公开的原理和新颖特征的最广范围相一致。
权利要求
1.一种发射机包括至少两个天线；以及处理器，其利用快速傅里叶逆变换生成第一块的反转的复共轭和第二块的反转的复共轭，以及使得在第一时隙期间从所述至少两个天线中的第一天线发射所述第二块的所述反转的复共轭和在所述第一时隙之后的第二时隙期间从所述第一天线发射所述第一块，以及使得在所述第一时隙期间从所述至少两个天线中的第二天线发射所述第一块的所述反转的复共轭和在所述第二时隙期间从所述第二天线发射所述第二块。
2.如权利要求1所述的发射机，其中，所述第一时隙和所述第二时隙是相继的时隙。
3.如权利要求1所述的发射机，其中，所述第一块由第一符号组成以及所述第二块由第二符号组成。
4.如权利要求3所述的发射机，其中，所述第一符号和所述第二符号是符号流的相继符号。
5.如权利要求4所述的发射机，其中，所述第一符号和所述第二符号是符号流的非相继符号。
6.如权利要求4所述的发射机，还包括存储器，所述存储器存储所述第一块、第二块、所述第一块的反转的复共轭、以及所述第二块的反转的复共轭，并且响应于来自所述处理器的指令，所述存储器输出所述第二块的所述反转的复共轭以在所述第一时隙期间从所述至少两个天线中的所述第一天线发射、输出所述第一块以在所述第一时隙之后的所述第二时隙期间从所述第一天线发射、输出所述第一块的所述反转的复共轭以在所述第一时隙期间从第二天线发射、以及输出所述第二块以在所述第二时隙期间从所述第二天线发射。
7.一种生成用于发射的符号的方法，包括生成包括第一序列的第一块；生成包括第二序列的第二块；形成所述第一块的反转的复共轭；形成所述第二块的反转的复共轭；提供其后跟随所述第一块的所述第二块的所述反转的复共轭以用于从第一天线发射；以及提供其后跟随所述第二块的所述第一块的所述反转的复共轭以用于从第二天线发射。
8.如权利要求7所述的方法，其中，所述第一块由第一符号组成以及所述第二块由第二符号组成。
9.如权利要求8所述的方法，其中，所述第一符号和所述第二符号是符号流的相继符号。
10.如权利要求7所述的符号，其中，所述第一符号和所述第二符号是符号流的非相继符号。
11.一种生成用于发射的块的方法包括生成第一块；生成第二块；形成所述第二块的复共轭，所述第二块的复共轭按第一顺序；以及提供其后跟随所述第一块的按所述第一顺序的反转顺序的所述第二块的所述复共轭以用于从第一天线发射。
12.如权利要求11所述的方法，其中，所述第一块由第一符号组成以及所述第二块由第二符号组成。
13.如权利要求12所述的方法，其中，所述第一符号和所述第二符号是符号流的相继符号。
14.如权利要求12所述的方法，其中，所述第一符号和所述第二符号是符号流的非相继符号。
15.如权利要求11所述的方法，还包括形成所述第一块的反转的复共轭以及提供其后跟随所述第二块的所述第一块的所述复共轭以用于从第二天线发射。
16.如权利要求15所述的方法，还包括生成第三块、形成所述第三块的反转的复共轭，其中，提供其后跟随所述第二块的所述第一块的所述复共轭以用于从第二天线发射包括提供其后跟随所述第三块的所述复共轭的所述第一块的所述复共轭以用于从第二天线发射，其中所述第三块的所述复共轭其后跟随所述第二块。
17.一种发射机包括至少两个天线；包括输入和输出的至少一个IFFT单元；以及编码器，其包括耦合到所述至少一个IFFT单元的所述输出的输入和提供要从第一天线发射的第一符号对和要从第二天线发射的第二符号对的输出，其中，所述第一符号对包括由第一序列组成的第一符号和由第二序列组成的第二符号对，以及所述第二符号对包括按所述第二序列的反转顺序的所述第二符号的复共轭和按所述第一序列的反转顺序的所述第一符号的复共轭。
18.如权利要求17所述的发射机，其中，所述第一时隙和所述第二时隙是相继的时隙。
19.如权利要求17所述的发射机，其中，所述第一符号和所述第二符号是符号流的相继符号。
20.如权利要求17所述的发射机，其中，所述第一符号和所述第二符号是符号流的非相继符号。
21.一个接收机包括接收天线，用于接收序列；以及处理器，其被配置为生成在第一时隙期间接收的序列的复共轭、处理在所述第一时隙后的第二时隙期间接收的序列而不生成复共轭、以及组合在所述第一时隙期间接收的序列的所述复共轭和在所述第二时隙期间接收的所述序列，以生成解码符号。
22.如权利要求20所述的接收机，其中，所述第一时隙和所述第二时隙是相继的时隙。
23.如权利要求20所述的接收机，其中，所述序列包括符号，以及其中所述处理器被进一步配置成反转所述序列的所述复共轭中至少一些的顺序。
24.如权利要求20所述的接收机，其中，第一接收序列和第二接收序列由向量Yi和Yi+1表示，其中YiY-i+1=Λ1-Λ2Λ2*Λ1*X^iX-^i+1+ViV-i+1]]>其中Λ1是与所述第一发射信道相关联的脉冲响应，其中Λ2是与第二发射信道相关联的脉冲响应，其中Λ1*和Λ2*分别表示Λ1、Λ2的复共轭，以及其中 表示与第一和第二发射信道相关联的噪声，其中 对应于Xi的估计以及其中 对应于Xi+1的估计。
25.如权利要求23所述的接收机，其中，所述处理器被进一步配置成通过定义 根据Yi和 生成Zi和Zi+1，其中D~=D+1ρI,]]>其中I是单位矩阵，其中D=Λ1Λ1*+Λ2Λ2*,]]>以及其中ρ表示信噪比。
26.一种发射机，包括至少三个天线；以及处理器，其使得利用快速傅里叶逆变换生成多个块的反转的复共轭，以及依照基于酉矩阵的发射方案，使得所述多个块和所述多个块的反转的复共轭在多个相继时隙中从所述至少三个天线发射。
27.如权利要求26所述的发射机，其中，所述多个块包括多个时域符号。
28.如权利要求27所述的发射机，其中，所述多个时域符号是符号流的相继符号。
29.如权利要求27所述的发射机，其中，所述多个时域符号是符号流的非相继符号。
30.如权利要求26所述的发射机，还包括存储器，所述存储器存储所述多个块和所述多个块的反转的复共轭，并且基于所述酉矩阵，所述存储器输出所述多个块和所述多个块的反转的复共轭以在所述多个相继的时隙发射。
31.一种生成用于发射的符号的方法，包括生成多个块；利用快速傅里叶逆变换生成所述多个块的反转的复共轭；以及依照基于酉矩阵的发射方案，提供所述多个块和所述多个块的反转的复共轭以在多个相继时隙中从至少三个天线发射。
32.如权利要求31所述的方法，其中，所述多个块包括多个时域符号。
33.如权利要求31所述的方法，其中，所述多个时域符号是符号流的相继符号。
34.如权利要求31所述的方法，其中，所述多个时域符号是符号流的非相继符号。
全文摘要
提供了用于提供改进的发射分集正交频分复用通信系统的发射机、接收机、和方法。
文档编号H04J99/00GK101027866SQ200580024157
公开日2007年8月29日 申请日期2005年4月29日 优先权日2004年5月17日
发明者艾曼·福兹·纳吉布 申请人:高通股份有限公司