专利名称：用于无线通信设备的具有在多时隙和多模式操作下切换瞬时调制方案的调制器的制作方法
技术领域：
本发明涉及无线通信设备的数字传输部分，以及更准确地涉及适合于在与连续时隙相关联的两个数据突发(burst)之间从一种调制方案切换到另一中调制方案的调制器。
背景技术：
在某些通信网络中，诸如GSM(全球移动通信系统)，已经建议通过新的标准，诸如所谓的EGPRS标准(增强型通用分组无线业务)，来提高数据速率。例如EGPRS标准已经为GSM网络中引入一种新的调制方案，名为8PSK(8相移键控)，来提高以前由GMSK(高斯最小频移键控)调制方案提供的数据速率。
为了数据传输的灵活性，EGPRS标准定义了多-时隙(或多时隙)和多模式操作，其要求划分GSM帧的八个时隙的不止一个时隙可以被用于采用GMSK或8PSK调制的数据传输。因此，EGPRS无线通信设备必须包括一种能够在连续时隙内容易地从GMSK调制方案切换到8PSK调制方案以及从8PSK调制方案切换到GMSK调制方案的调制器。
但是，如所属领域技术人员所知的，GMSK是一种恒定包络调制方案，其允许具有高效的饱和的功率放大器的使用，然而8PSK是一种传送调制载波的调制方案，该调制载波不仅在幅值上而且在相位上也变化，且因而不能允许饱和的功率放大器的使用，但允许例如线性功率放大器的使用。
因此，在多时隙操作中，调制方案改变，但是功率放大模式也可能改变，不幸地，这在与相邻时隙相关联的相邻信道之间引入干扰。
为了降低这些干扰，已经建议通过功率放大的方式来斜降传输功率以及在相邻时隙之间提供的保护周期期间改变调制器和/或功率放大模式。回过头来说，保护周期是在没有数据传输的条件下专用于控制和/或切换操作的时间间隔。
该解决方案的一个可替代的方式已经在专利文献WO2004/021659中被具体地描述。它包括一个联合GMSK/8PSK I/Q调制器，其适合于在既没有改变功率放大模式也没有改变调制器的条件下通过I/Q信号整形的方式进行功率斜降(其中I和Q分别是同相和正交分量)。更准确地，当联合GMSK/8PSK I/Q调制器的GMSK部分接近通过劳伦表示的方式选择的足够数量的线性和预编码调制器时，以及当调制器输入信号被适当地选择时，脉冲(burst)整形可以在I/Q域中被实现，且因而功率斜降的问题被解决。
这要求调制器功能从功率控制环中被分离开，或者换句话说功率放大器的斜降不由调制器的行为决定，而严格由功率控制环来决定。但是，该苛刻的条件要求调制器输出信号在开/关状态之间(数据模式与强制归零模式相对应)具备瞬时转换而不是平滑的转换。不幸的是，上述的GMSK/8PSK I/Q调制器经受相对慢速的开/关输出信号转换，这提供了饱和的功率放大器的功率控制环，其更适合用于GMSK，尤其当保护周期被降低到少量位或符号(例如5位用于定时预先的突发)时难于控制。
因此，本发明的目的在于当调制器是上面引证的专利文献WO2004/021659中公开的类型时显著地改善其状况。
发明内容
为了该目的，提供了一种用于无线通信设备的调制器，包括i)调制装置，用于生成与一组时隙的时隙相关联的数字I/Q信号，该时隙填充有突发的数据位和由填充有保护位的保护间隔将一个时隙与其它时隙相隔离，和ii)滤波器装置，用于将由滤波值定义的所选择的脉冲形状应用到数字I/Q信号来输出已调制的数字I/Q信号。
该调制器的特征在于它包括配置的初始化装置，依据数字I/Q信号的发送突发的接收，在最后保护位(填充该保护间隔)发送到该滤波器装置之前，馈给滤波器装置所选择的旋转的有效符号，将其与各自填充保护间隔的连续保护位和数据位和封装它的连续时隙在时间上对准，和/或正好在传送突发的最后数据发送到该滤波器装置之后馈给滤波器装置设置为零的数字/Q信号。
根据本发明的调制器可以包括单独或组合且特别考虑的附加特征
-其初始化装置可以被配置来向其调制装置的处理装置输入馈给所选择的恒定值，该值与滤波器装置馈给的所选择的旋转的有效符号相关联。例如，该恒定值可以等于“1”或“0”。
-其可以包括复位装置，配置来正好在传送突发的最后数据传输到滤波器装置之后，将强制归零的信号的复位序列馈给滤波器装置，以便滤波器装置输出强制归零的已调制数字I/Q信号。
-其调制装置可以包括至少第一、第二和第三调制装置，其初始化装置可以包括至少第一和第二，和可能的第三初始化装置，以及其滤波器装置可以至少包括通过第一复用装置耦合到第一和第三调制装置的第一滤波器装置，和通过第二复用装置耦合到第二调制装置的第二滤波器装置，●一方面，第一和第二滤波器装置优选地是有限脉冲响应滤波器，其每个被分级且各自输出第一和第二已调制数字I/Q信号，以及另一方面，调制器可以包括组合装置，配置来组合第一和第二已调制数字I/Q信号来组成已调制数字I/Q信号，●第一、第二和可能的第三初始化装置的每个各自可以包括至少一个被馈有所选择的位序列的映射器和一个乘法器，该乘法器包括耦合到该映射器的第一输入和被馈有所选择的旋转信号(或项)且适合于发送作为旋转信号和所选择的位序列的函数的旋转的有效符号的第二输入。在这种情况下，第二初始化装置也可以包括有限状态机，被馈有所选择的位序列并馈给映射器，以及可能的第三初始化装置也可以包括串并转换器，被馈有所选择的位序列并馈给映射器。而且，第一和第三初始化装置可以共享一个多路复用器，该多路复用器至少包括各自被连接到相应的乘法器的第一和第二输入以及馈给连接到第一滤波器装置的共享的过采样器(up-sampler)的一个输出。该共享的多路复用器也可以包括一个第三输入，用于引入强制归零信号的复位序列，●第一和第二初始化装置可以优选地被馈有相同的位序列，●第一调制装置和第一滤波器装置可以定义一个零阶的线性化的GMSK I/Q调制器，第二调制装置和第二滤波器装置可以定义一阶的该线性化的GMSK I/Q调制器，该零阶和一阶的线性化的GMSK I/Q调制器被馈有共同的数字GMSK I/Q信号，以及第三调制装置和第一滤波器装置可以定义被馈有数字8PSK I/Q信号的一个8PSK I/Q调制器。
本发明也提供一种无线通信设备，包括如上介绍的一种的调制器。例如该设备可以是移动电话。
通过查看之后的详细描述和附加的附图，本发明的其它特征和优势将变得清楚，其中-图1示意性地解释联合8PSK/GMSK I/Q调制器的一个实例，-图2A示意性地解释根据本发明的8PSK I/Q调制器和线性化的GMSKI/Q调制器的零阶路径的实施例的一个简化的实例，-图2B示意性地解释根据本发明的线性化的GMSK I/Q调制器的一阶(或正交的)路径的实施例的一个简化的实例，-图3示意性地解释用于图2A和2B的线性化的GMSK I/Q调制器的时序图的实例，-图4示意性地解释根据本发明的线性化的GMSK I/Q调制器的实施例的一个详细的实例，包括预加载和复位装置，以及-图5示意性地解释模16计数器和模16加法器组合的实例，允许输入符号
到单位圆上的16个可能点之一的映射，其中那些点的角度是2π/16的倍数，附加考虑由2πk/16的第k个输入样本的角度校正。
附加的附图不仅可以用于完成本发明，而且如果需要的话有助于其定义。
具体实施例方式
首先参考图1和图2来在一个非限制的实施例中描述根据本发明的调制器M的实例。
在下列描述中，将考虑所解释的调制器M是安装在无线通信设备中的联合8PSK/GMSK I/Q调制器，该无线通信设备例如是具有根据EGPRS(或EDGE)标准的增强的数据速率的GSM移动电话。换句话说，调制器M适合于在GSM帧的连续时隙中在多模式操作中从GMSK调制方案切换到8PSK调制方案，并且反之亦然。
注意本发明不受限于要求在功率放大器的线性与非线性模式之间的切换的这种类型的切换。实际上本发明通常应用到调制器的任何切换方案中，该调制器基于由幅度调制脉冲叠加的数字相位调制信号的劳伦构造。有关该劳伦构造的一些更详细的描述可以在P.A.Laurent的IEEE Transactions on communications，Vol.42，N°.2/3/4，1994“Exact and approximate construction of digital phasemodulations by superposition of amplitude modulated pulses(AMO)”中找到。
此外，本发明不受限于安装在移动电话中的调制器。根据本发明的调制器可以被安装在任何无线通信设备中，而且特别地安装在包括通信设备的膝上电脑或者PDA(个人数字助理)中。
如本领域技术人员所知晓的，调制器M是(例如)移动电话的传输部分的一部分。该传输部分示意性地包括语音编码器，信道编码器，交织器，加密，突发格式器，联合8PSK/GMSK I/Q调制器M，用于基带信号的数模转换器DAC，从基带到射频(RF)的信号上变频器，RF功率放大器以及发射天线。
如图1所示意性地解释的，联合8PSK/GMSK调制器M通常包括多路复用器MU，由突发格式器提供有数字输入信号IS，并且根据将调制的输入信号IS的类型被配置来馈给或者8PSK I/Q调制器M1或者线性化的GMSK I/Q调制器M2。
线性化的GMSK I/Q调制器M2优选地包括一个零阶调制路径M20，也称为线性路径，以及至少一阶调制路径M21，也称为正交路径，被馈有相同的输入信号IS。需要注意的是，线性化的GMSK I/Q调制器M2更一般地是一个n阶GMSK I/Q调制器，其包括被馈有相同输入信号IS的n+1个调制路径(n≥0)。因而根据本发明的调制器可以包括一个包括不止两个调制路径的GMSK I/Q调制器。
该线性路径包括映射/旋转/过采样部分MRU20，馈给滤波器部分F0，也称为C0滤波器。该正交路径包括映射/旋转/过采样部分MRU21馈给滤波器部分F1，也称为C1滤波器。
8PSK I/Q调制器M1包括映射/旋转/过采样部分MRU1，馈给C0滤波器F0，其与线性化的GMSK I/Q调制器M2的线性路径共享。
C0滤波器F0和C1滤波器F1的各自的输出被连接到主组合器MC的输入来为它馈入已调制的I/Q信号。主组合器MC的输出被连接到数模转换器DAC来为它馈入已调制的I/Q信号OS。
根据本发明的8PSK I/Q调制器M1和线性化的GMSK I/Q调制器M2每个都包括调制部分，用于生成与GSM帧的时隙相关联的已调制数字I/Q信号，和滤波器部分，用于将由滤波值所定义的所选择的脉冲形状应用到数字I/Q信号以便输出已调制的I/Q信号OS。
已调制的I/Q信号在被插入连续时隙的保护间隔期间在它们的包络中可能有倾斜，如上面引证的专利文献WO 2004/021659中所描述的一样，其公开因此被完全引入作为参考。但是这不是必需的。
在WO 2004/021659中，倾斜是通过利用调制器的内建的C0/C1滤波器和通过在保护周期期间馈给这些滤波器零被引入到信号包络中的。
在本发明中，倾斜可能是例如依靠在传输部分中的数字信号处理(诸如乘法器)被引入的。例如这在专利文献EP03104545.3(在2003年12月4日申请)中被提出，其中附加的乘法器在数字域提供。选择乘法器增益以致于在具有不同传输功率的连续突发之间的平滑过渡在保护间隔期间被实现。可替代地，倾斜可能在利用外部功率控制环(未示出)的模拟域被引入，该外部功率控制环可以由被依次馈有功率放大器措施的数字信号处理器(DSP)控制。
有这样的包络倾斜，由于传输部分的突然切换导致的在传输信号中不想要的突然切换的瞬时现象被避免了。因此，有可能最小化与连续时隙相关联的相邻传输信道之间的干扰，其先前在连续时隙之间的传输功率等级的改变的情况下发生。而且，包络倾斜能够避免在I/Q信号中的不想要的不连续，其在8PSK和GMSK调制方案之间的切换期间出现。因此，有可能最小化与连续时隙相关联的相邻传输信道之间的干扰，其先前在8PSK和GMSK调制方案之间切换的情况下发生。
需要注意的是，在WO 2004/021659中，毗邻频谱的不想要的损坏已经在设计中被关注，因为由于零被馈给FIR滤波器中平滑信号逐步开(step-on)和逐步关(step-off)。在本发明中，一个目标在于以逐步开和逐步关的方式去耦合调制器和功率控制。因此，调制器M仅确保瞬时反应是可能的，然而某个附加处理不得不确保适当的功率斜降发生，以及实现频谱的需求。换句话说，平滑的逐步开和逐步关不得不由其它装置完成。
仍然根据本发明，调制器M包括配置的初始化(或预加载)装置，当其接收数字I/Q信号的突发时，在填充该保护间隔的最后保护位发送到该滤波器部分之前(“初始化模式”)，馈给滤波器装置所选择的旋转的有效符号，将其与填充保护间隔的连续保护位和数据位以及封装它的连续时隙在时间上对准，和/或正好在传送突发的最后数据传输到该滤波器部分之后(“复位模式”)，将设置为零的数字I/Q信号馈给滤波器装置。
现在将参考图2A和2B描述根据本发明的调制器M的实施例的一个非限制的简化的实例。
如图2A中所示意性地解释的一样，8PSK I/Q调制器M1的映射/旋转/过采样部分MRU1可以包括串并转换器SPC，由调制器M的多路复用器MU馈给串行数据流(或数字输入信号)。回过头来说，语音信号(但是其也可以是纯数据)可以由语音编码器量化，以及然后由信道编码器组织成数据帧。
例如串并转换器SPC至少是一个三位的串并转换器，其输出三位并行信号。优选地，它是一个四位的串并转换器其输出四位并行信号，其中LSB(最低有效位)被用于区别GMSK数据和8PSK数据，也用于区别各种不同的激活(或增益)/复位/预加载模式。
8PSK I/Q调制器M1的映射/旋转/过采样部分MRU1也包括一个格雷映射器GM，被馈有三位的并行信号并被配置来将每位三元组映射到八个复数信号之一。
8PSK I/Q调制器M1的映射/旋转/过采样部分MRU1也包括一个复数乘法器CM0，配置来由格雷映射器整形I/Q信号输出。更准确地，以及如下面将更详细地描述的，复数乘法器CM0负责将其接收的第k个符号映射到单位圆上。复数乘法器CM0将每个已接收的信号乘以等于ejk3π/8的旋转信号来引入3kπ/8弧度的旋转。因此乘法器CM0输出已旋转的符号，其允许避免在RF包络中的零交叉。
8PSK I/Q调制器M1的映射/旋转/过采样部分MRU1也包括一个“共享”的3×1多路复用器MX1，其包括由复数乘法器CM0的输出馈给的第一输入，用于零设置的第二输入，由映射/旋转/过采样部分MRU20的复数乘法器CM1馈给的第三输入，以及向过采样器US1馈给输入样本的一个输出，该过采样器US1适合于执行目的在于在每个输入样本之后插入N-1个零的过采样。例如以及如所示N＝16。
多路复用器MX1的功能是在每个保护周期期间的零与在时隙(或者突发的有效部分)期间的已旋转的8PSK或GMSK符号之间进行选择。在保护周期期间馈给过采样器US1(以及随后的C0滤波器F0)零促使C0滤波器F0的平滑的逐步开和逐步关的响应。
该过采样器US1通过乘法器MX20馈给共享的滤波器部分(或C0滤波器)F0零或数字的8PSK和GMSK I/Q信号。
串并转换器SPC、格雷映射器GM，乘法器CM0，共享的多路复用器MX1以及共享的过采样器US1组成8PSK I/Q调制器M1的映射/旋转/过采样部分MRU1。
C0滤波器F0是一个脉冲成形滤波器，其例如有80个抽头C0i(i＝0到n，其中n＝79)，并可以被分成m个部分F0s(s＝1到m)，其中m＝1到80，每部分具有80/m个滤波系数C0i(例如，当m＝5时，有5部分，每部分具有16个抽头)。该C0滤波器F0被用于8PSK，并与GMSK调制器的零阶部分共享。回过头来说，在GSM中，时间-带宽积是BTbit＝0.3，高斯脉冲被限制在-2Tbit...2Tbit(其中Tbit指定GMSK数据位符号周期)被处理。
C0脉冲成形滤波器F0优选地是一个定义有限脉冲响应(FIR)滤波器的低通滤波器。这种低通滤波器在P.Jung的IEEE Trans.Comm.，vol.42，pp221-224，1994“Laurent′srepresentation of binarydigital continuous phase modulated signals with modulationindex 1/2 revisited”中被描述。
C0脉冲成形滤波器F0的每部分F0s将由滤波值(或系数)C0s定义的所选择的脉冲形状应用到其接收的数字I/Q信号以便输出已调制的数字I/Q信号OS。该信号串行地穿越所有的F0s。
C0脉冲成形滤波器F0的每个滤波系数C0i通过多路复用器MX2i被馈有相同的信号流(可能延时的)。更准确地，滤波系数C00由多路复用器MX20的输出馈给，其也通过模块T1馈给下面的多路复用器MX21的三个输入之一。滤波系数C01由多路复用器MX21的输出馈给，其也通过模块T2馈给下面的多路复用器MX22的三个输入之一，等等。以及最后，滤波系数C0n通过模块Tn由多路复用器MX2n的输出馈给。每个模块Ti(i＝1到n)被配置在时域中引入所选择的延时。该延时与Tbit/N相对应。
在所解释的实例中，C0滤波器F0也包括n个组合器(或加法器)C1到Cn，用于将由其n+1个滤波系数C0i中的每个各自输出的信号合并在一起。因此C0滤波器F0的最后的组合器(或加法器)Cn的输出被连接到主组合器MC的两个输入中的一个，该主组合器的输出被连接到数模转换器DAC。
线性化的GMSK I/Q调制器M2的零阶调制路径(MRU20和F0)包括一个映射器M0，其被配置来将每个已接收的信号映射到两个复数信号之一上。
零阶调制路径也包括一个复数乘法器CM1，其被配置来旋转由映射器M0输出的I/Q信号。复数乘法器CM1负责在单位圆上旋转它接收的符号(映射器M0输出可能的符号-1，1，且复数乘法器CM1在单位圆上选择四个可能位置之一来旋转这些值)。复数乘法器CM1将每个已接收的信号乘以等于ejk3π/8ejkπ/2的旋转信号来引入kπ/2弧度的旋转。
乘法器CM1被连接到上述共享的3×1多路复用器MX1的第三个输入。
映射器M0，乘法器CM1，共享的多路复用器MX1以及共享的上采样器US1组成GMSK I/Q调制器M2的映射/旋转/过采样部分MRU20。
映射/旋转/过采样部分MRU1和映射/旋转/过采样部分MRU20共同组成称为Map/Rot C0的模块(图4中该模块称为GMSK2 Map/Rot C0)。
线性化的GMSK I/Q调制器M2的一阶(或正交)调制路径包括有限状态机FSM，该状态机被馈有与零阶调制路径(MRU20和F0)的映射器M0相同的数字GMSK信号。例如有限状态机FSM包括第一和第二寄存器以及第一和第二模2加法器。有限状态机FSM的输入馈给第一寄存器和第一模2加法器，同时第一寄存器的输出馈给第二寄存器和第一模2加法器。最后第二寄存器和第一模2加法器的输出馈给第二模2加法器，其输出是有限状态机FSM的输出。
一阶调制路径也包括映射器M1，该映射器被配置来将来自有限状态机FSM的每个信号映射到两个可能信号值-1和1的之一上。
一阶调制路径也包括复数乘法器CM2，该乘法器被配置来成形由映射器M1输出的I/Q信号。复数乘法器CM2将每个已接收的信号乘以等于ej(k-1)π/2的旋转信号来引入(k-1)π/2弧度的旋转。
一阶调制路径也包括2×1多路复用器MX3，该复用器包括由复数乘法器CM2的输出馈给的一个输入，用于零设置的一个输入，以及向过采样器US2馈给输入样本的一个输出，该过采样器US2适合于执行目的在于在每个输入样本之后插入N-1个零的过采样。例如以及如所示N＝16。
多路复用器MX3的功能是在每个保护周期期间的零与在时隙(或者突发的有效部分)期间的已映射和已旋转的GMSK符号之间进行选择。有限状态机FSM，映射器M1，复数乘法器CM，多路复用器MX3，以及过采样器US2共同定义线性化的GMSK I/Q调制器M2的一阶调制路径的映射/旋转/过采样部分MRU21。该映射/旋转/过采样部分MRU21在图4中也参考作为GMSK2 Map/Rot C1。
过采样器US2通过多路复用器MX40馈给滤波器部分(或C1滤波器)F1零或数字GMSK I/Q信号。
C1滤波器F1是一个脉冲成形滤波器，其例如有48个抽头C1j(j＝0到q，其中q＝47)，并被分成p个部分(F1p，其中在该实例中p＝1到3)，每部分具有16个滤波系数C1j。滤波器F0和F1的滤波长度不得不相等，即80个抽头(因此，q＝n)。然而，C1滤波器F1的上面的32个抽头是0，因此它们没必要被实现。需要注意的是，为了确保时间正确地对准，C0滤波器F0和C1滤波器F1的输出之和不得不被适当地实现。
C1脉冲成形滤波器F1优选地是一个定义有限脉冲响应(FIR)滤波器的低通滤波器。该低通滤波器也在上述的P.Jung的文献中被描述。
C1脉冲成形滤波器F1的每部分F1j将由滤波值(或系数)C1j(t)定义的所选择的脉冲形状应用到其接收的数字I/Q信号以便输出已调制的数字I/Q信号。
C1脉冲成形滤波器F1的每个滤波系数C1j通过多路复用器MX4j被馈有相同的信号流(或其延时的版本)。更准确地，滤波系数C10由多路复用器MX40的输出馈给，其也通过模块T1馈给下面的多路复用器MX41的三个输入之一。滤波系数C11由多路复用器MX41的输出馈给，其也通过模块T2馈给下面的多路复用器MX42的三个输入之一，等等。以及最后，滤波系数C1q通过模块Tq由多路复用器MX4q的输出馈给。
在所解释的实例中，C1滤波器F1也包括q个组合器(或加法器)C1到Cq，用于将由其q+1个滤波系数C1j中的每个各自输出的信号合并在一起。因此C1滤波器F1的最后的组合器(或加法器)Cq的输出被连接到主组合器MC的两个输入中的一个，该主组合器的输出被连接到数模转换器DAC。
根据本发明及图2A和2B中所解释的，联合调制器M包括初始化装置用于加载FIR滤波器状态，即在发送突发(预加载模式)的有效部分的传输之前在两个时隙之间的保护周期期间加载具有有效符号的“空”序列，和/或正好在发送突发(复位模式)的有效部分之后加载具有设置为零的数字I/Q信号。
更准确地，初始化操作的预加载部分目的在于为C0滤波器F0和C1滤波器F1中的触发电路(模块T(用于在时域中延时))加载有效符号。有效符号是GMSK(或8PSK)字母表中的任意可能位的组合并被适当地旋转。
旋转部分非常重要，因为在所有零是初始状态时它避免与FIR滤波器相关联的延时。而且，空序列的旋转允许在没有相位跳动的情况下切换空序列与数据位。有效地，输入信号在输出被完全看到之前将不得不首先穿越滤波器。在已旋转的有效符号的有效空序列在保护周期期间被加载到FIR滤波器时，可以避免该情况。以这种方式，有可能生成与功率时间模板相兼容的特定信号。
具有该类型的初始化，可以获得从非常小的幅值(由于在保护周期期间缺乏传输)到所需幅值水平的急速的转变。
初始化(或预加载)装置可以被分成两部分第一部分MIa，至少专用于线性化GMSK I/Q调制器M2的零阶路径(MRU20和F0)，并且也可能专用于8PSK I/Q调制器M1(如图2A中所述)，以及第二部分MIb，专用于线性化GMSK I/Q调制器M2的一阶路径(MRU21和F1)(如图2B中所述)。
在图2A所解释的实例中，初始化(或预加载)装置的第一部分MIa包括专用于8PSK I/Q调制器M1的子部分MI0(以及当只利用GMSK切换时其是非强制的)和专用于线性化GMSK I/Q调制器M2的零阶路径(MRU20和F0)的第二部分MI1。
第一子部分MI0包括被馈有初始化(或预加载)位PLS的所选择的序列的串并转换器SPC’。作为串并转换器SPC，该串并转换器SPC’例如是一个输出三位并行信号PLS的三位串并转换器。
第一子部分MI0也包括格雷映射器GM’，该映射器被馈有三位并行信号并且被配置来将每个位三元组映射到八个复数信号之一上。
第一子部分MI0也包括复数乘法器CM0’，该复数乘法器被配置来旋转由格雷映射器GM’输出的信号。复数乘法器CM0’将每个已接收的信号乘以等于ejk3π/8的旋转信号来引入3kπ/8弧度的旋转。因此复数乘法器CM0’输出已旋转的符号，该符号允许在预加载、复位和激活模式之间切换时将它们与输入数据适当地在相位上对准。
在可替代的方式中，可能生成输入序列，其所有位都等于0或1。为了该目的，可能硬连接复数乘法器CM0’输入到-1或1，从而省略串并转换器SPC以及格雷映射器(或如果8PSK初始化切换不被预见甚至整个分支)。
第二子部分MI1包括映射器M0’，该映射器被馈有初始化(或预加载)位PLS’的所选择的序列，以及被配置来如映射器M0那样将每个位映射到两个复数信号之一上。
第二子部分MI1也包括复数乘法器CM1’，被配置来旋转由映射器M0’输出的信号。复数乘法器CM1’将每个已接收的信号乘以等于ejkπ/2的旋转信号来引入kπ/2弧度的旋转。因此复数乘法器CM1’输出已旋转的符号，其允许在预加载、复位和激活模式之间切换时将它们与输入数据适当地在相位上对准。
在可替代的方式中，可能生成输入序列，其所有位都等于0或1。为了该目的，可能硬连接复数乘法器CM0’输入到-1或1，从而省略映射器M0’。
初始化装置的第一部分MIa也包括一个共享的2×1多路复用器MX0，该多路复用器包括由复数乘法器CM0’的输出馈给的第一输入，由复数乘法器CM1’馈给的第二输入，以及向过采样器US1’馈给输入样本的一个输出，该过采样器US1’适合于执行一个目的在于在每个输入样本之后插入N-1个零的过采样以便输出所选择的有效的旋转的位用于初始化(或预加载)模式。在解释的实例中N＝16。
多路复用器MX0的功能是在预加载模式期间在已旋转的8PSK与GMSK符号之间进行选择(当其实现时，即当8PSK路径的初始化可预见时)。过采样器US1’的输出被连接到多路复用器MX20的第一输入以及分别通过模块T’1到T’q(时域中延时模块)连接到每个其它多路复用器MX21到MX2q的每个第一输入。
因此每个多路复用器MX2i的第一输入被馈有用于初始化(或预加载)模式目的的旋转信号，每个多路复用器MX2i的第二输入被馈有用于激活模式目的的旋转信号，以及每个多路复用器MX2i的第三输入被馈有用于复位模式目的的零。
第一部分MIa也称为Rot/C0模块(图4中该模块被称为GMSK2Rot/C0(只有GMSK初始化被示出))。
初始化(或预加载)装置的第二部分MIb包括有限状态机FSM，该有限状态机优选地被馈有初始化(或预加载)位PLS’的相同的所选择的序列而不是映射器M0’的相同的所选择的序列。
第二部分MIb也包括映射器M1’，该映射器被配置来将来自有限状态机FSM’的每个信号映射到两个复数信号之一。
第二部分MIb也包括复数乘法器CM2’，该复数乘法器被配置来成形由映射器M1’输出的信号。复数乘法器CM2’将每个已接收的信号乘以等于ej(k-1)π/2的旋转信号来引入(k-1)π/2弧度的旋转。因此复数乘法器CM2’输出已旋转的符号，其允许在预加载、复位和激活模式之间切换时将它们适当地在相位上对准。
第二部分MIb也包括过采样器US2’，该过采样器由乘法器CM2’的输出馈给所旋转的符号样本，以及适合于执行一个目的在于在每个样本之后插入N-1个零的过采样，以便输出所选择的有效的旋转的位用于初始化(或预加载)模式。在解释的实例中N＝16。
过采样器US 2’的输出被连接到多路复用器MX40的第一输入以及分别通过模块T’1到T’q(时域中延时模块)连接到每个其它多路复用器MX41到MX4q的每个第一输入。
因此每个多路复用器MX4j的第一输入被馈有用于初始化(或预加载)模式目的的旋转信号，每个多路复用器MX4j的第二输入被馈有用于激活模式目的的旋转信号，以及每个多路复用器MX4j的第三输入被馈有用于复位模式目的的零。
第二部分MIb也称为Rot/C1模块(图4中该模块被称为GMSK2Rot/C1)。
在可替代的方式中，可能生成输入序列，其所有位都等于0或1。为了该目的，可能硬连接复数乘法器CM2’输入到-1或1，从而省略映射器M2’和有限状态机FSM’。
可以注意到对于预加载模式复数乘法器CM1和CM2可以包括一个附加输入，该输入被馈有所选择的恒定值以及各自被馈给ejkπ/2和ej(k-1)π/2项，这致使省略映射器M0和M1。这是可能的，因为只有当有有效的和适当地旋转的符号(或位)时才需要初始化(或预加载)。为了该目的，可能硬连接附加输入到1(或-1)而且CMi的旋转导致了被适当旋转的空序列，其可在激活模式中进行相位对准，即在不引入相位跳动的条件下切换。在这种情况下，也可省略有限状态机FSM(在该具体情况中其用作模2加法器)，因为它为每个恒定输入计算相同的输出。根据本发明和如图2A和2B中所解释的，联合调制器M的初始化装置也可以包括复位装置，该复位装置用于正好在突发的有效部分的传输之后向FIR滤波器状态加载一个所选择的“空”序列(其不包括必要的有效符号)。该所选择的“空”序列被提供来获得FIR滤波器状态从最后的有效符号(具有传输的幅值)到相应于非常小幅值的保护周期的全零状态的快速转换。
所选择的空序列是设置为零的数字I/Q信号序列。
需要注意的是在复位模式设置为零的数字I/Q信号序被馈给到FIR滤波器，然而在预加载模式中初始化装置被馈有GMSK或8PSK0或1，它们然后被分别映射到等于-1或1的数字I/Q信号，以及然后在它们被馈入FIR滤波器之前，所选择的旋转被应用到位于单位圆上的作为结果的数字I/Q信号。
复位空序列可以通过每个多路复用器MX2i或MX4j的第三输入被引入，或当其由初始化(或预加载)装置(这种情况下初始化装置也作为复位装置)生成时也通过每个多路复用器MX2i或MX4j的第一输入(专用于预加载(或初始化)信号)被引入。
图3解释用于线性化GMSK I/Q调制器M2的可能的时序图，且更准确地用于它的多路复用器MX1或MX3(在上部分)和用于它的多路复用器MX2或MX4(在下部分)。
这里预加载(或初始化)在由G1到G4参考说明的四个前导保护位之后发生，其中该四个前导保护位由一些具体定义的其它保护位G5到G7跟随。这些保护位填充保护间隔，该保护间隔被插入在填充有数据位的两个连续时隙之间。
更准确地，在该实例中，保护周期占用G1，...，G7(保护位)但是调制器M2只在G4之后被导通。因此，在G1，G2和G3期间多路复用器MX1和MX3被设置为强制归零(第二输入开)同时多路复用器MX2和MX4被设置为激活(第二输入开)。因此，获得来自先前GMSK突发的平滑渐降。在G4，多路复用器MX1和MX3被切换到GMSK2(第一输入开)同时多路复用器MX2和MX4被设置为预加载(第一输入开)从而使得空序列能够被预加载到C0和C1滤波器。因而，快速幅值转换在输出发生，并且新的数据位跟随该空序列，以及“实部数据”在2.5个符号周期(即2.5Tbit之后)之后到达输出。
在图3中，尾位T0到T2由数据位跟随(未示出并相应于“正常”传输)，其由其它尾位T’0和T’2跟随，以及t/Tbit指定“规范化的时间尺度”。
在该实例中，复位部分(强制归零)跟随在第三跟踪保护位G’3之后，即在突发的有效部分之后以及在三个更具体地定义的保护位(G’0到G’2)的附加传输之后。复位模式可以在G0期间已经被激活，但是实际上，引入一些时间用于切断处理是优选的。
现在参考图4来描述根据本发明的线性化的GMSK I/Q调制器M2的实施例的一个更加详细的实例。
在该实例中，考虑调制器M时间交织同相信号I和正交信号Q，以及因而比同相信号I和正交信号Q被并行处理的调制器运行得快2倍。但是这不是强制的。
此外，该实例只描述了线性化GMSK I/Q调制器M2的零阶路径(MRU20和F0)和一阶路径(MRU21和F1)，而不是8PSK I/Q调制器M1。但是，鉴于GMSK调制器的零阶路径(MRU20和F0)和8PSK I/Q调制器M1共享C0滤波器F0，后者的附加在图4中仅需要考虑GMSK2Map/Rot C0模块包括一个附加的8PSK映射/旋转模块(用于8PSK的映射/旋转不同于用于GMSK的映射/旋转)用于8PSK，以及GMSK2Rot/C0模块包括一个附加的输入用于8PSK预加载信号(如图2A)，以及从而进行如下所述的处理。
附加地，在该实例中，多路复用器MX2i和MX4j每个只包括用于初始化(或预加载)信号的第一输入(p)和用于激活的I/Q信号的第二输入(a)，但是它们也可以包括用于复位信号的第三输入，如图2A和2B。也可以考虑该第一输入(p)既用于预加载信号和又用于复位信号。
对于8PSK信号，8PSK Map/Rot C0模块将所旋转的PSK符号的16个可能的状态编码为4位。另外，可以提供一个强制归零标志来指示C0滤波器F0是必须被馈入所旋转的8PSK符号还是被馈入零。
符号映射将由格雷映射器GM输出的信号以及ejk3π/8项的附加旋转符号组合。格雷映射器GM可以被看作门控组，其根据如下规则将3位符号转化为单位圆上的相应位置(在该实例中单位圆包括2π/16部分)符号
→[6，8，4，2，12，10，14，0]以三倍的速度运行的模16计数器和模16加法器组合在其根据如下规则实现时关注角度校正ΦRot(k)＝mod16(ΦMap(k)+mod16(3k))＝mod16(ΦMap(k)+3k)其中k从零开始，和Φmap和ΦRot在图5所示的框图中被引入。
对于GMSK信号，GMSK2 Map/Rot C0或C1模块关注校正位到符号映射，以及以ejπ(k-M)/2项旋转，其中对于C0，M＝0以及对于C1，M＝1。
因为在8PSK信号的情况下，映射器M0和M0’根据如下规则将进入的符号转化成单位圆上相应的位置(预先假设该实例中那些位置的角度是2π/16的整数倍)符号
→
。
以四倍的速度运行的模16计数器和模16加法器组合在其根据如下规则实现时关注角度校正对于C0，M＝0，ΦRot(k)＝mod16(ΦMap(k)+mod16(4k))＝mod16(ΦMap(k)+4k)对于C1，M＝1，ΦRot(k)＝mod16(ΦMap(k)+mod16(4(k-1)))＝mod16(ΦMap(k)+4(k-1))这些规则的实现要求对图5中所述的框图的简单的修改。
与图2A和2B相反，在图4所解释的实例中，C0滤波器F0和C1滤波器F1共享相同的组合器(或加法器)。因而主组合器MC不是必需的。附加地，只有m-1个组合器C1...C4被提供给m＝5的C0滤波器部分。
此外，C0滤波器F0的m＝5部分的每一个和C1滤波器F1的p＝3部分的每一个都包括一个查询表，分别被称为C0 LUTr(这里r＝0到m-1)和C1 LUTv(这里v＝0到p-1)，被耦合到称为get sign/0 abs(获取符合或零的绝对值)的第一模块和耦合到称为set sign/0(设置符号或零)的第二模块。
每个模块get sign/0 abs被配置来依据由I/Q选择多相计数器(也被连接到C0 LUTr和C1 LUTv)提供的I/Q选择位确定Re{ejΦRot(k)}或Im{ejΦRot(k)}的符号和绝对值。
I/Q选择多相计数器包括适用于处理高达16的二进制权重的计数器部分，和在I和Q数字信号之间进行选择的I/Q选择部分。
该查询表的大小被保持很小以便寻址具有所有可能绝对值|Re{ejΦRot(k)}|或|Im{ejΦRot(k)}|的C0 LUTr或C1 LUTv，该所有可能绝对值是{1，cos(π/8)，cos(2π/8)，cos(3π/8)，0}。该四个非零值以两个位编码。0值和符号以另两个位来编码。编码绝对值的前2位和多相计数器的4位形成C0 LUTr或C1 LUTv的6位地址。
每个set sign/0模块设置C0 LUTr或C1 LUTv输出的符号或者将其设置为零。
优选地，C0 LUTr和C1 LUTv的数据字长稍微大于大约10位的优选的DAC分辨率从而避免舍入误差。
获取符号(get-sign)操作需要来自I/Q选择多相计数器的I/Q选择部分以及来自一个符号延时线T的输入。
用于Q信号(虚部)的符号(sign)位可以根据如下规则被映射(因而我们使用如下定义IΦRot＝Re{ejΦRot(k)}和QΦRot＝Im{ejΦRot(k)})符号(QφRot)位置[1，2，3，4，5，6，7]→十进制值+1符号(QφRot)位置[9，10，11，12，13，14，15]→十进制值-1符号(QφRot)位置
→十进制值0用于I信号(实部)的符号位可以根据如下规则被映射符号(IφRot)位置[13，14，1，0，1，2，3]→十进制值+1符号(IφRot)位置[5，6，7，8，9，10，11]→十进制值-1符号(IφRot)位置[4，12]→十进制值0使用该规则，十进制值+/-1可以被编码成一位，而且十进制值0可以与强制归零信号相组合。然后符号位以及强制归零位被馈入适当的set sign/0模块。能够注意到强制归零位可以被用于将I/Q信号设置为一个零值也可以仅将两个之一设置为零。这是必要的，因为查询表没有用于I/Q信号的零入口位置。
此外，包含信号在单位圆上的位置(角度)的C0 LUTr和C1 LUTv模块的4位输入被映射到第一象限，即{1，cos(π/8)，cos(2π/8)，cos(3π/8)}。因此，在该操作期间没有信息丢失，因为I和Q信号分别被处理以及因为各个信号的符号是已知的。
用于I和Q信号的映射可以根据如下规则完成posLUT(QΦRot) 位置[(0*，4，8，12*)，(1，7，9，15)，(2，6，10，14)，(3，5，11，13)]→[1，cos(π/8)，cos(2π/8)，cos(3π/8)]posLUT(IΦRot)位置[(0，4*，8*，12)，(3，5，11，13)，(2，6，10，14)，(1，7，9，15)]→[1，cos(π/8)，cos(2π/8)，cos(3π/8)]例如，Q信号的位置值(1，7，9，15)被映射到cos(π/8)，其是查询表的第二个入口。所有具有星号的位置值都将被指向错误的表入口，即Q信号的位置“0”将被映射到表的第一入口(因为该位置的虚部必须是零)。然而，该位置值的符号位关注该情形并用强制归零入口来刷新set sign/0模块。
能够注意到如果必要，C0 LUTr和C1 LUTv模块的大小可以被减小。有效地，C0 LUT0是C0 LUT4的镜像版本，C0 LUT1是C0 LUT3的镜像版本，以及C0 LUT2可以沿着它自己的对称轴被镜像，可以利用C0/C1系数的对称来优化C0 LUTr和C1 LUTv模块的大小。
此外，I/Q选择多相计数器中简单的变化可以允许以更快速的读出时间为代价来节省一半的查询表大小。对于C0 LUT0和C0 LUT1的计数器，没有变化是必要的。C0 LUT3和C0 LUT4的计数器仅仅以相反方向运行和用于C0 LUT2的计数器从0...7运行并从7...0返回。这样运行，C0 LUT 3和C0 LUT4以及半个C0 LUT2可以被撤销。相同的解决方案可以被建立用于C1系数。
本发明不受限于上述的调制器的实施例，仅仅作为示例，但是其包含所有可替换的实施例，它们可以被本领域技术人员认为在随后的权利要求的范围内。
权利要求
1.用于无线通信设备的调制器(M)，包括i)调制装置(SPC，M0，FSM，M1，GM，CM0，CM1，CM2，MX1，MX3，US1，US2)，用于生成与一组时隙的时隙相关联的数字I/Q信号，该时隙填充有突发的数据位并由填充有保护位的保护间隔将一个时隙与其它时隙相隔离，和ii)滤波器装置(F0，F1)，用于将由滤波值定义的所选择的脉冲形状应用到所述数字I/Q信号来输出已调制的数字I/Q信号，其特征在于其包括配置的初始化装置(SPC′，M0′，FSM′，M1′，GM′，CM0′，CM2′，US1′，US2′，MX0)，依据数字I/Q信号的发送突发的接收，在填充该保护间隔的最后保护位发送到该滤波器装置之前馈给该滤波器装置所选择的旋转的有效符号，将其与各自填充保护间隔的连续保护位和数据位以及封装它的连续时隙在时间上对准，和/或正好在该传送突发的最后数据发送到该滤波器装置之后馈给该滤波器装置设置为零的数字/Q信号。
2.根据权利要求1的调制器，其特征在于所述初始化装置(SPC′，M0′，FSM′，M1′，GM′，CM0′，CM2′，US1′，US2′，MX0)被配置来向所述调制装置的处理装置输入馈给所选择的恒定值，该值与滤波器装置馈给的所述选择的旋转的有效符号相关联。
3.根据权利要求2的调制器，其特征在于该恒定值等于“1”。
4.根据权利要求2的调制器，其特征在于该恒定值等于“0”。
5.根据权利要求1到4之一的调制器，其特征在于其包括复位装置，其配置来正好在传送突发的最后数据发送到该滤波器装置之后，将强制归零的信号的复位序列馈给该滤波器装置(F0，F1)，以便该滤波器装置输出强制归零的已调制数字I/Q信号。
6.根据权利要求1到5之一的调制器，其特征在于所述调制装置(SPC，M0，FSM，M1，GM，CM0，CM1，CM2，MX1，MX3，US1，US2)包括至少第一(M0，CM1，MX1，US1)、第二(FSM，M1，CM2，MX3，US2)和第三(SPC，GM，CM0，MX1，US)调制装置，所述初始化装置(SPC′，M0′，FSM′，M1′，GM′，CM0′，CM2′，US1′，US2′，MX0)包括至少第一(M0′，CM1′，US1′，MX0)和第二(FSM′，M1′，CM2′，US2′)初始化装置，以及所述滤波器装置(F0，F1)包括至少通过第一复用装置(MX2i)耦合到所述第一和第三调制装置的第一滤波器装置(F0)，和通过第二复用装置(MX4j)耦合到所述第二调制装置的第二滤波器装置(F1)。
7.根据权利要求6的调制器，其特征在于所述第一(F0)和第二(F1)滤波器装置是有限脉冲响应滤波器，其每个被分级且各自输出第一和第二已调制数字I/Q信号，以及它包括组合装置(C1-Cn；C1-Cq)，配置来组合所述第一和第二已调制数字I/Q信号来组成所述已调制数字I/Q信号。
8.根据权利要求6和7之一的调制器，其特征在于所述初始化装置(SPC′，M0′，FSM′，M1′，GM′，CM0′，CM2′，US1′，US2′，MX0)包括第三(SPC′，GM′，CM0′，US1′，MX0)初始化装置。
9.根据权利要求5到8之一的调制器，其特征在于所述第一(M0′，CM1′，US1′，MX0)和第二(FSM′，M1′，CM2′，US2′)和第三(SPC′，GM′，CM0′，US1′，MX0)初始化装置的每个各自包括至少一个被馈有所选择的位序列的映射器(M0′，M1′，GM′)和一个乘法器(CM0′，CM2′，CM1′)，该乘法器包括耦合到该映射器的第一输入和被馈有所选择的旋转信号并适合于发送作为该旋转信号和该所选择的位序列的函数的该旋转的有效符号的第二输入。
10.根据权利要求9的调制器，其特征在于所述第二初始化装置(FSM′，M1′，CM2′，US2′)也包括有限状态机(FSM’)，该有限状态机被馈有该所选择的位序列并馈给所述映射器(M1’)。
11.根据权利要求9和10之一的调制器，其特征在于所述第三初始化装置(SPC′，GM′，CM0′，US1′，MX0)也包括串并转换器(SPC’)，该串并转换器被馈有该所选择的位序列并馈给所述映射器(GM’)。
12.根据权利要求6到11之一的调制器，其特征在于所述第一(M0′，CM1′，US1′，MX0)和第三(SPC′，GM′，CM0′，US1′，MX0)初始化装置共享一个多路复用器(MX0)，该多路复用器包括至少各自被连接到所述乘法器(CM1′，CM2′)的第一和第二输入以及馈给连接到第一滤波器装置(F0)的共享的过采样器(US1’)的一个输出。
13.根据权利要求4和12的组合的调制器，其特征在于所述共享的多路复用器(MX0)包括一个第三输入，用于引入强制归零信号的所述复位序列。
14.根据权利要求6到13之一的调制器，其特征在于所述第一(M0′，CM1′，US1′，MX0)和第二(FSM′，M1′，CM2′，US2′)初始化装置被馈有相同的所选择的位序列。
15.根据权利要求6到14之一的调制器，其特征在于所述第一调制装置和所述第一滤波器装置(F0)定义一个线性化的GMSK I/Q调制器的零阶，所述第二调制装置和所述第二滤波器装置(F1)定义该线性化的GMSK I/Q调制器的一阶，该线性化的GMSK I/Q调制器的所述零阶和所述一阶被馈有共同的数字GMSK I/Q信号，以及所述第三调制装置和所述第一滤波器装置(F0)定义被馈有数字GMSK I/Q信号的一个8PSK I/Q调制器。
16.无线通信设备，其特征在于其包括根据上述权利要求之一的调制器(M)。
全文摘要
一种可被安装在无线通信设备中的调制器(M)，包括i)调制装置(SPC，M0，GM，CM0，CMI，MX1，US1)，用于生成与一组时隙的时隙相关联的数字I/Q信号，该时隙填充有突发的数据位并由填充有保护位的保护间隔将一个时隙与其它时隙相隔离，和ii)滤波器装置(F0)，用于将由滤波值定义的所选择的脉冲形状应用到数字I/Q信号来输出已调制的数字I/Q信号，iii)配置的初始化装置(SPC′，M0′，GM′，CMO′，US1′，US2′，MX0)，依据数字I/Q信号的发送突发的接收，在填充该保护间隔的最后保护位发送到该滤波器装置之前馈给该滤波器装置所选择的旋转的有效符号，将其与各自填充保护间隔的连续保护位和数据位以及封装它的连续时隙在时间上对准，和/或正好在该传送突发的最后数据发送到该滤波器装置之后馈给该滤波器装置设置为零的数字/Q信号。
文档编号H04L27/20GK1993952SQ200580025582
公开日2007年7月4日 申请日期2005年7月12日 优先权日2004年7月29日
发明者M·赫尔芬施泰因, P·博德, A·兰珀 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司