专利名称：功率放大器纠错电路及功率放大器纠错方法
技术领域：
本发明涉及采用多载波调制方式的通信机的接收装置，特别是应用于采用OFDM(Orthogonal Frequency Division正交频分复用)调制方式的通信机中。
背景技术：
OFDM(正交频分复用)，其频率利用效率高，并且具有所谓抗多路的特点，由于采用作为地面波数字电视广播及无线局域网的传送方式而在近年来受到青睐。
OFDM方式，因为是将数据分配给相互正交的多个载波进行调制和解调，在发送侧必须进行反FFT(快速傅里叶变换)处理，而在接收侧必须进行FFT处理等等，OGDM收发机的构成变为很复杂，但由于现今的LSI技术的发展，其实现已经成为现实。
图1示出的是多载波调制信号发送装置的一例。
在通信路径编码单元1中，对于发送数据，进行通信路径编码处理。作为通信路径编码处理存在有，比如，采用CRC(循环冗余检验)编码的检错处理及采用卷积编码的纠错处理。
在交错(Interleaving)单元2中，为了使突差错分散、差错序列随机化而更有效地发挥纠错的效果，进行数据顺序变更处理。另外，发送数据，在由串联/并联变换器变换为由多个副载波组成的字符串之后，输入到映射单元3。
在映射单元3中，相应于PSK(Phase Shift Keying相移键控)及QAM(Quadrature Amplitude Modulation正交振幅调制)等调制方式，将输入数据分成为I(实数)分量和Q(虚数)分量，确定载波的振幅和相位。I分量与频率轴上的复数的实部相当，而Q分量与频率轴上的复数的虚部相当。
在IFFT(Inverse Fast Fourier Transform傅里叶反变换)4中，I分量和Q分量的信号从频带变换为时带。另外，这些信号，由串联/并联变换器变换为时序数据。在GI(保护间隔)添加单元5中，为减轻滞后波的干扰，在发送数据上添加保护间隔。
添加了保护间隔的发送数据，在FIR(Finite Impulse Response有限冲击响应)单元6中进行滤波处理。另外，在IQ调制单元(正交调制)7中，对发送数据进行正交调制。
在乘法电路(混频器)8中，发送数据，由本机振荡器12A生成的时钟信号移到射频频带。功率放大器9，根据乘法电路8的输出数据，驱动天线10A。从天线10A发送OFDM(正交频分复用)调制方式信号。
图2示出现有的多载波调制信号接收装置的一例。
在天线10B中接收到的OFDM信号，经低噪声放大器11、乘法电路(混频器)13及AGC(Auto Gain Control自动增益控制)电路14，输入到IQ检测单元15。接收数据的频率，由在本机振荡器12B中生成的时钟信号确定。
在IQ检测单元15中，从接收到的OFDM信号中检出I(实数)分量和Q(虚数)分量。另外，利用由IQ检测单元15、AFC(Auto FrequencyControl自动频率控制)电路16及振荡器17构成的环路，对各个I分量及Q分量进行频率调整。
在GI(Guard Interval保护间隔)去除单元18中，将在发送侧添加的保护间隔去除。在FFT(Fast Fourier Transfer快速傅里叶变换)单元19中，接收数据(I分量，Q分量)从时间带变换为频带。从FFT单元19输出的接收数据(I分量，Q分量)表示OFDM信号的各副载波的相位和振幅。
从FFT单元19输出的接收数据(I分量，Q分量)，输入到均衡和差错处理单元20。均衡和差错处理单元20由均衡单元21及差错处理单元22构成。
OFDM信号的各副载波输入到均衡单元21。在均衡单元21中，进行副载波的均衡处理。均衡单元21的构成，如图3所示，包括发送路径纠正单元23和相位旋转纠正单元24。在发送路径纠正单元23中，进行传送路径特性的纠正，而在相位旋转纠正单元24中，对由于频率偏移及发送装置和接收装置之间的时钟误差等而产生的相位旋转进行纠正。
经过均衡处理的各副载波输入到差错处理单元22。在差错处理单元22中，根据在发送侧进行的通信路径编码处理进行纠错和检错处理。在发送侧进行目的为纠错的编码及目的为检错的编码的场合，差错处理单元22的构成，如图4所示，包括纠错单元25和检错单元26。
在纠错单元25中，对可能纠正的差错进行纠错。在检错单元26中，检出在纠错单元25中没能纠正的差错。检错单元26，在未检测出差错时，判断接收成功，而在检测出差错时，判断接收失败。
比如，在5GHz频带无线LAN中，作为纠错单元25的纠错处理，使用维特比译码，而作为检错单元26的检错处理进行使用CRC(CyclicRedundancy Check循环冗余检验)编码的检错处理。
如图2及图3所示，在现有的多载波调制信号接收装置中，在均衡单元21内的发送路径纠正单元23中进行传送路径特性的纠正，并在均衡单元21内的相位旋转纠正单元24中进行相位旋转纠正。
但是，现有的均衡单元21，在由于发送侧功率放大器(图1的“9”)而在发送数据中产生失真的场合，对此失真(功率放大器失真)不能进行纠正。在OFDM通信方式中，由于使用叠加大量副载波的发送数据，峰值对平均功率比大，由发送侧功率放大器产生功率放大器失真的可能性高。
在存在功率放大器失真的场合，产生副载波之间的干涉，判断接收装置接收失败的情况很多，成为通信质量恶化的原因。
另一方面，功率放大器失真也可以减小。不过，对于具有很大输入补偿量的功率放大器而言，存在功率消耗量很大的问题。在此场合，发送装置的功率消耗中的大半为功率放大器的功率消耗。
发明内容
本发明的接收装置的构成包括在对接收数据进行第一纠正处理的同时进行与上述第一纠正处理不同的第二纠正处理的均衡单元；对进行了上述第一个纠正处理的上述接收数据执行差错处理，对上述接收数据的接收成功/失败进行判断的第一差错处理单元；对进行了上述第二个纠正处理的上述接收数据执行差错处理，对上述接收数据的接收成功/失败进行判断的第二差错处理单元；以及根据上述第一及第二差错处理单元的判断，对上述接收数据的最终接收成功/失败进行判断的选择单元。
本发明收发装置的构成包括上述接收装置和利用功率放大器发送经多载波调制的发送数据的发送装置，上述接收装置接收上述发送数据作为接收数据。
本发明的接收方法的构成包括在对接收数据进行第一纠正处理之后执行差错处理，对上述接收数据的接收成功/失败进行第一判断的步骤；在对上述接收数据进行第二纠正处理之后执行差错处理，对上述接收数据的接收成功/失败进行第二判断的步骤；以及根据上述第一及第二判断，对上述接收数据的接收成功/失败进行最终判断的步骤。
图1为示出多载波调制信号发送装置的一例的示图。
图2为示出现有的多载波调制信号接收装置的一例的示图。
图3为示出图2的均衡单元的示例图。
图4为示出图2的差错处理单元的示例图。
图5为示出本发明的多载波调制信号接收装置的一例的示图。
图6为示出图5的均衡单元的示例图。
图7为示出图5的差错处理单元的示例图。
图8为示出图6的功率放大器失真纠正单元的示例图。
图9为示出图8的功率放大器失真纠正单元的数据处理的情况的示图。
图10为示出发送侧的功率放大器的输入波形的示例图。
图11为示出发送侧的功率放大器的输出波形的示例图。
图12为示出功率放大器失真的示例图。
具体实施例方式
下面参照附图对本发明的多载波调制信号接收装置的示例予以详细说明。
图5示出本发明的多载波调制信号接收装置的一例。
本发明的接收装置的特征在于均衡和差错处理单元20。均衡单元21，输出只经过发送路径纠正和相位旋转纠正的接收数据(I分量，Q分量)和在这些纠正之上再进行功率放大器失真纠正的接收数据(I分量，Q分量)。
对于这两种接收数据，在差错处理单元22A，22B中，分别单个进行纠错处理及检错处理。于是，根据差错处理单元22A的判断结果和差错处理单元22B的判断结果进行接收成功/失败的判断。
就是说，选择单元27，在两个判断任何一方是接收成功时，就看作最终判断为接收成功，选择该判断接收成功的接收数据并将其输出。选择单元27，在两个判断都是接收成功时，就看作最终判断为接收成功，选择两个接收数据任何一个并将其输出。
另外，选择单元27，在两个判断都是接收失败时，就看作最终判断为接收失败，不输出接收数据。
采用这样的构成，即使是发送侧功率放大器的功率消耗不大，也可提高接收成功的概率，可实现通信质量的提高。
下面具体说明本发明的多载波调制信号接收装置。
在天线10B中接收到的OFDM信号，经低噪声放大器11、乘法电路(混频器)13及AGC(自动增益控制)电路14，输入到IQ检测单元15。接收数据的频率，由在本机振荡器12B中生成的时钟信号确定。
在IQ检测单元15中，从接收到的OFDM信号中检出I(实数)分量和Q(虚数)分量。另外，利用由IQ检测单元15、AFC(自动频率控制)电路16及振荡器17构成的环路，对各个I分量及Q分量进行频率调整。
在GI(保护间隔)去除单元18中，将在发送侧添加的保护间隔去除。在FFT(快速傅里叶变换)单元19中，接收数据(I分量，Q分量)从时间带变换为频带。从FFT单元19输出的接收数据(I分量，Q分量)表示OFDM信号的各副载波的相位和振幅。
从FFT单元19输出的接收数据(I分量，Q分量)，输入到均衡和差错处理单元20。均衡和差错处理单元20由均衡单元21，差错处理单元22A，22B以及选择单元27构成。
OFDM信号的各副载波输入到均衡单元21。在均衡单元21中，进行副载波的均衡处理。
均衡单元21的构成，如图6所示，包括发送路径纠正单元23和相位旋转纠正单元24以及功率放大器失真纠正单元28。
在发送路径纠正单元23中，进行传送路径特性的纠正，而在相位旋转纠正单元24中，对由于频率偏移及发送装置和接收装置之间的时钟误差等而产生的相位旋转进行纠正。在功率放大器失真纠正单元28中，对发送侧功率放大器中产生的失真进行纠正。
经过均衡处理的各副载波输入到差错处理单元22A，22B。经过传送路径纠正及相位旋转纠正的接收数据(I分量，Q分量)输入到差错处理单元22A中。经过传送路径纠正，相位旋转纠正以及功率放大器失真纠正的接收数据(I分量，Q分量)输入到差错处理单元22B中。
差错处理单元22A，如图7所示，由纠错单元25A和检错单元26A构成，差错处理单元22B，如图7所示，由纠错单元25B和检错单元26B构成。
在纠错单元25A，25B中对可能纠正的差错进行纠错。在检错单元26A，26B中检出在纠错单元25A，25B中没能纠正的差错。检错单元26A，26B，在不存在纠错单元25A，25B未纠正的差错时，判断接收成功，而在存在纠错单元25A，25B未纠正的差错时，判断接收失败。比如，在5GHz频带无线LAN中，作为纠错单元25A，25B的纠错处理，使用维特比译码，而作为检错单元26A，26B的检错处理进行使用CRC(循环冗余检验)编码的检错处理。
选择单元27，根据差错处理单元22A的判断结果和差错处理单元22比如，的判断结果，进行最终的接收成功/失败的判断。
就是说，选择单元27，在两个判断任何一方是接收成功时，就看作最终判断为接收成功，选择该判断接收成功的接收数据并将其输出。选择单元27，在两个判断都是接收成功时，就看作最终判断为接收成功，选择两个接收数据任何一个并将其输出。
另外，选择单元27，在两个判断都是接收失败时，就看作最终判断为接收失败，不输出接收数据。
图8示出功率放大器失真纠正单元的具体示例。
功率放大器失真的纠正是从接收数据中抽出功率放大器失真，将接收数据与这一功率放大器失真相加而进行。
差分检测单元41由硬判断(hard decision)单元31及减法单元32构成。失真抽出单元42由IFFT(快速反傅里叶变换)单元33，滤波单元34以及FFT(快速傅里叶变换)单元35构成。失真抽出单元42，将数据在时带中进行滤波处理，实际上是求得功率放大器失真的单元。纠正单元43将减法单元32的输出数据(差分结果)从频带变换为时带。
功率放大器失真，由滤波单元34对IFFT单元33的输出数据进行滤波而抽出。滤波单元34，比如，可由使小于规定值的值变为零的阈值判断电路构成。
在滤波单元34中抽出的功率放大器失真，在FFT单元35中从时带返回到频带。于是，在加法单元36中，在原来的接收数据(I分量，Q分量)上加上用来去除功率放大器失真的纠正数据。
其结果，从功率放大器失真纠正单元28，输出去除了功率放大器失真的接收数据。
图9具体示出功率放大器失真纠正单元的数据处理情况。
作为前提条件，假设发送侧的功率放大器的输入波形为如图10所示的波形，发送侧的功率放大器的输出波形为如图11所示的波形。功率放大器失真，在发送侧的功率放大器的输入数据超出线性放大区时产生。这一失真(噪声)如表示在时间轴上，如图12所示。
在本发明中，这一功率放大器失真，由接收侧的功率放大器失真纠正单元检出并纠正。
首先，在硬判断单元31中，在频率轴上，求出与经过FFT处理的OFDM信号(I分量，Q分量)的各接收点最接近的映射点。于是，在减法单元32中，计算与接收点最接近的映射点的误差。
该误差，在频率轴上(减法单元32的输出数据)，如“A”所示，在时间轴上(IFFT单元33的输出数据)，如“B”所示。在滤波单元34中，如上所述，比如，进行使其值小于规定值的数据变为零的滤波处理。
其结果，滤波单元34的输出数据，在时间轴上，如“C”所示。如将此时间轴上的数据，利用FFT单元35在频率轴上移动，可得到如“D”所示的数据。
于是，在加法单元36中，在经过FFT处理的原来的OFDM信号(I分量，Q分量)上加上如“D”所示的用来去除功率放大器失真的纠正数据。因此，从加法单元36输出已经去除功率放大器失真的接收数据。
这样，在本发明的多载波调制信号接收装置中，是根据在不纠正功率放大器失真的场合，即只进行传送路径纠正和相位旋转纠正的场合，的差错判断和在这些纠正之外进行功率放大器失真纠正的场合的差错判断，来判断接收的成功/失败。
就是说，由于在两个判断任何一方是接收成功时，就看作是接收成功，只有在两个判断都是接收失败时，才看作是接收失败，所以可以使由于现有的功率放大器失真导致接收失败的接收数据获救。结果，在接收装置中，可提高接收成功的概率，可实现通信质量的提高。
另外，在本发明的多载波调制信号接收装置中，与这一效果相伴，还可以得到减小发送装置的功率消耗的效果。
就是说，由于在接收装置中进行功率放大器失真的纠正，可以在不增加接收失败的概率的情况下减小发送装置内的功率放大器的补偿量。结果，可削减发送侧的功率放大器的功率消耗，可对发送装置的低功耗化做出贡献。
另外，在研究将发送装置与接收装置组合而成的收发系统的场合，由于发送侧的功率放大器的补偿量降低而节约的功率比较由于在本发明中添加构成部件，即接收装置内的功率放大器失真纠正单元28，差错处理单元22B以及选择单元27，而增加的功率消耗要大得多。
因此，在收发系统的场合也可以实现低功耗化。
在上述实施方式中是对利用互相不同的两种纠正处理得到的两个接收信号分别单个地执行差错处理，并根据其结果判断接收成功/失败的示例进行说明的，但纠正处理的数目，或判断接收成功/失败的差错处理单元的数目可以不限于2，也可以是大于3。
此外，显而易见，上述的功率放大器失真的纠正处理，对于在通信线路上外加的脉冲噪声也同样适用。如将本发明的多载波调制信号接收装置使用于存在脉冲噪声的通信线路中，可以得到与上述同样的通信质量的提高及发送装置的低功耗化的效果。
如上所述，在本发明的多载波调制信号接收装置中，是根据在不纠正功率放大器失真的场合，即只进行传送路径纠正和相位旋转纠正的场合，的差错判断和在这些纠正之外进行功率放大器失真纠正的场合的差错判断，来判断接收的成功/失败。就是说，由于在两个判断任何一方是接收成功时，就看作是接收成功，只有在两个判断都是接收失败时，才看作是接收失败，所以可提高接收成功的概率，可实现通信质量的提高。
权利要求
1.一种功率放大器失真纠正电路，包括对接收数据进行硬判断而输出硬判断数据的硬判断单元；检测上述接收数据和上述硬判断数据的差分的减法单元；根据上述差分抽出发送机内功率放大器产生的功率放大器失真的失真抽出单元；以及将上述功率放大器失真去除的纠正数据加到上述接收数据上的加法单元。
2.根据权利要求1所述的功率放大器失真纠正电路，其特征在于上述失真抽出单元包括将上述差分从频率轴上移到时间轴上的傅里叶反变换单元；根据上述时间轴上的上述差分抽出上述功率放大器失真的滤波单元；以及将上述功率放大器失真从上述时间轴上移到上述频率轴上的傅里叶变换单元。
3.一种功率放大器失真纠正方法，包括对接收数据进行硬判断而输出硬判断数据的步骤；检测上述接收数据和上述硬判断数据的差分的步骤；根据上述差分抽出由发送机内的功率放大器产生的功率放大器失真的步骤；以及将上述功率放大器失真去除的纠正数据加到上述接收数据上的步骤。
4.根据权利要求3所述的功率放大器失真纠正方法，其特征在于上述抽出功率放大器失真步骤包括将上述差分从频率轴上移到时间轴上的步骤；根据上述时间轴上的上述差分通过滤波抽出上述功率放大器失真的步骤；以及将上述功率放大器失真从上述时间轴上移到上述频率轴上的步骤。
全文摘要
均衡和差错处理单元具有均衡单元、差错处理单元及选择单元。均衡单元输出只经过发送路径纠正和相位旋转纠正的接收数据和在这些纠正之上再进行功率放大器失真纠正的接收数据。对于这两种接收数据，在差错处理单元中，分别单个进行纠错处理及检错处理。选择单元，根据差错处理单元的判断进行接收成功/失败的最终判断。就是说，在两个判断任何一方是接收成功时，就看作接收成功，只有在两个判断都是接收失败时，才看作接收失败。
文档编号H04B7/01GK1825842SQ20061000888
公开日2006年8月30日 申请日期2002年5月31日 优先权日2002年3月19日
发明者土江孝二 申请人:株式会社东芝