专利名称：具备低消耗功率和良好接收性能的无线接收装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及无线接收装置，尤其涉及一种在实现数据通信那样的高速且大容量的通信的移动通信系统中、例如其基站所利用的无线接收装置。
背景技术：
在移动通信系统(例如，PHSPersonal Handyphone System)中，利用规定的调制方式、例如公知的π/4相移QPSK(Quadrature Phase ShiftKeying四相移键控)方式，在移动终端装置(以下称为终端)和无线基地装置(以下称为基站)之间实现通信。
尤其在移动通信系统的接收端中，利用与发送端所采用的规定调制方式对应的规定解调方式对接收的信号进行解调(例如，日本特开2003-158557号公报)。
图8是表示采用了π/4相移QPSK方式的现有PHS无线接收装置(例如基站)的构成的功能框图。
参照图8，来自未图示的其他无线装置的射频(RF)发送信号，由天线100接收并供给RF接收电路102。RF接收电路102包括未图示的放大器以及变频电路，对接收信号进行放大、变频等必要的模拟处理而转换为中频(IF)模拟接收信号。之后，该中频模拟接收信号通过模拟/数字(A/D)转换器104转换为规定采样频率的数字接收信号。
进而，该数字接收信号被提供给同步信号处理部106。同步处理部106对规定信号长度的同步推定区间根据相关法求取相关值峰值，并将与该相关值峰值对应的位置推定为同步位置。有关同步位置的信息以及接收信号的数字数据被传递到解调/检波处理部108。
在解调/检波处理部108中，以所获得的同步位置为基准，对同步推定区间长度的接收信号进行解调，并将其结果提供给错误判断部110。
在错误判断部110中，将所解调的同步推定区间长度的接收信号与预先保存在主控制部112内的参考信号进行对比，对是否一致、即是否存在错误进行判断，并将其结果通知给主控制部112。
如果错误判断部110的判断结果判断为两信号一致即没有错误，则解调/检波处理部108将同步位置当作真实的同步位置而以该同步位置为基准对接收信号全体(1时隙(slot)份的数据)进行解调，其解调输出经过错误判断部110作为位输出(bit output)而输出。
在这样的构成中，A/D转换器104对模拟接收信号进行采样的定时，根据来自时钟控制部114的指示而决定。更详细而言，A/D转换器104根据来自时钟控制部114的控制信号，对内部生成的内部时钟的定时进行调整。进而，以该内部时钟定时进行模拟接收信号的采样。
这里，在无线接收装置中，由于对码元点正确地进行采样可以避免后级信号处理部中的接收错误的产生，所以，实施使采样频率比码元频率(以下称为码元率(symbol rate))高的重复采样(oversampling)。
图9是π/4相移QPSK方式的信号空间图表(星座图)。在图9中，可转变的码元点用直线连结。在调制多值数量相对少的π/4相移QPSK方式中，可转变的码元点之间的距离比后面所示的调制多值数量多的调制方式相对长。在采用这样的π/4相移QPSK方式的现有移动通信系统中，通常采样频率采用码元率的4倍。
这里，当在现有的移动通信系统中，以码元率的4倍进行重复采样时，即使所采样的码元点的定时偏离原本的定时，在信号处理时发生接收错误的频度也极少。
这是因为，在π/4相移QPSK方式中，如图9所示，由于IQ坐标平面上的码元点彼此分离，即使码元点的定时有若干偏差，码元点也会被正确地认作是原本的码元点，使得信号处理中不产生接收错误。
但是，在最近的移动通信系统中，如数字通信那样，与现有的音频通信相比要求高速、大容量的数据传输，因此，开发了与上述的π/4相移QPSK方式相比多值数量较多的调制方式。作为这种多值调制方式的一例，公知的是16QAM(Quadrature Amplitude Modulation正交幅度调制)方式，其已经在某种数字通信中实际应用。
图10是表示16QAM方式的信号空间图表(星座图)。在16QAM方式中，接收信号的码元点与在IQ坐标平面上各象限配置4个格子型的、坐标平面全体中总计16个信号点的任何一个对应。由此，能够一次发送表示16个信号的任何一个的4比特数据。
另一方面，16QAM方式由于码元点彼此的间隔较短而密集，所以，在作为PHS调制方式而采用的情况下，如果码元点的采样定时不恰当，则可能误认码元点，从而产生信号处理中接收错误这样的问题。
因此，为了防止多值调制方式中的由这种采样定时的偏差而引起的接收错误，在图8的A/D转换器104中提高采样频率是有效的。
但是，由于提高采样频率，使得后级的同步处理部106中的数字信号处理量增大，致使处理需要非常多的时间。而且，也会引起信号处理所消耗的消耗功率增加的不良情况。
发明内容
本发明的目的在于，提供一种在低消耗功率下能防止接收错误发生的无线接收装置。
根据本发明的某一局面，接收调制后的信号并进行解调处理的无线接收装置，包括模式设定部，设定同步捕捉模式或同步跟踪模式；信号转换部，在同步捕捉模式中，将接收信号转换为具有第一采样数的第一数字信号；同步位置检测部，在同步捕捉模式中，检测出转换后的第一数字信号的同步位置；存储部，在同步捕捉模式中，对检测出的同步位置进行存储；解调处理部，在同步捕捉模式中，基于检测出的同步位置对第一数字信号进行解调处理；和错误判断部，对解调后的第一数字信号中是否存在接收错误进行判断。模式设定部根据错误判断部判断没有接收错误而设定为同步跟踪模式。信号转换部在同步跟踪模式中，将接收信号转换为具有比第一采样数少的第二采样数的第二数字信号。解调处理部在同步跟踪模式中，基于存储在存储部中的同步位置对第二数字信号进行解调处理。
优选第二采样数根据接收信号以至少码元点和码元点的前后包括在采样定时中的方式而设定。
优选无线接收装置，还包括定时偏差检测部，检测出第二数字信号中的码元点定时从正确的码元点定时的偏差；定时偏差校正部，根据所检测出的偏差，对第二采样数的采样定时进行校正。定时偏差检测部包括判断部，将第二数字信号和规定的参考信号的相关值成为最大值的定时判断为第二数字信号中的码元点的定时；和计算部，基于最大值前后的相关值的大小与最大值大小的关系，计算出偏差的大小以及方向。定时偏差校正部，基于计算出的偏差的小以及方向，对第二采样数的采样定时进行校正。
优选算出偏差的大小以及方向的计算部包括除法运算部，计算出最大值前后的相关值的各自大小的平方值之差，并将计算出的差除以最大值大小的平方；比较部，将除法运算结果所获得的值与规定阈值进行比较；以及决定部，如果所获得的值比阈值大，则基于所获得的值来决定偏差的大小以及方向。
优选算出偏差的大小以及方向的计算部包括决定部，其导出穿过最大值和最大值前后的相关值的抛物线，基于给出所导出的抛物线的最大值的定时与第二数字信号的码元点的定时之差，决定偏差的大小以及方向。
根据本发明，在PHS那样的移动通信系统中，不仅抑制由过度的重复采样而引起的功率消耗，并且，能够获得良好的接收性能。
图1是表示本发明的实施例所涉及的无线接收装置构成的功能框图。
图2是对实施例的同步位置推定方法中的、参考信号r(i)和接收信号x(i)之间的关系模拟地进行表示的时间图。
图3A以及图3B是对由图1的同步处理部计算出的相关值平方的峰值部分进行放大表示的图。
图4是用于对图1的无线接收装置中所实施的解调方法进行说明的流程图。
图5是用于对图1的无线接收装置中所实施的解调方法进行说明的流程图。
图6是对由本发明实施例的变更例所涉及的无线接收装置的同步处理部计算出的相关值平方的峰值部分进行放大表示的图。
图7是用于对本发明实施例的变更例所涉及的无线接收装置中所实施的解调方法进行说明的流程图。
图8是表示采用了π/4相移QPSK方式的现有PHS无线接收装置的构成的功能框图。
图9是π/4相移QPSK方式的信号空间图表(星座图)。
图10是表示16QAM方式的信号空间图表(星座图)。
具体实施例方式
以下，参照附图对本实施例详细地进行说明。另外，对图中同一或相当部分赋予同一符号，并不重复该说明。
图1是表示本发明的实施例涉及的、适用于例如PHS那样的移动通信系统的基站的无线接收装置的构成的功能框图。
参照图1，无线接收装置具备天线1、RF接收电路10、A/D转换器20、同步处理部30、解调/检波处理部40、错误判断部50、主控制部60和时钟控制部70。
来自未图示的其他无线装置的发送信号，由天线1接收并在RF接收电路10中进行放大/变频等的必要模拟处理。此后，接收信号在A/D转换器20中转换为数字采样数据，并提供给同步处理部30。
现在，考虑在图1的无线接收装置中采用了16QAM方式作为多值调制方式的情况。
A/D转换器20，即使在采用16QAM方式的情况下，也与以往的π/4相移QPSK方式同样，响应来自时钟控制部70的控制信号，以规定的采样频率对模拟接收信号进行采样。但是，为了检测出正确的同步位置，此时的采样频率比应用于π/4相移QPSK方式的码元率的4倍高，为码元率的8倍。
如果在A/D转换器20中，模拟接收信号被转换为数字接收信号，则转换后的数字接收信号被传送到同步处理部30中，进行同步位置的推定。
所谓同步位置的推定是指，在基站从终端以时分多路复用方式接收信号的情况下，除去接收信号中的最初不要部分，从绝对时间轴上的哪个位置起特定信号的开始信息部分。在本实施例中，采样所谓的相关法作为同步位置推定方法。
在相关法中，首先，鉴于来自终端的接收信号相对全部的用户包括共同已知的参考信号，使该参考信号预先存储在基站的存储器中。另外，作为参考信号，例如在PHS中，采用前同步码(preamble)和唯一字(uniqueword)的组合，前同步码由“1001”重复的位列构成，唯一字在来自终端侧的发送和来自基站侧的发送中由不同的规定位列构成。
图2是对本实施例的同步位置推定方法中的、参考信号r(i)(i＝0～P-1)和接收信号x(i)之间的关系模拟地进行表示的时间图。
参考信号r(i)，其信号区间长度为P码元，仅在相当于图中斜线部分的码元点具有信息。
对此，为了以良好精度取入，对接收信号x(i)实施以比码元率高的频率进行采样的重复采样。在图2中，使码元—码元之间包括8个采样数的8倍重复采样。
基站将接收信号x(i)的信号列中与参考信号长度(P码元)相当的接收信号移位并且截取，计算与预先存储在存储器(未图示)中的参考信号的相关值。
此时，如果截取的接收信号x(i)与参考信号一致，则相关值增高，如果不一致则降低。在实现了接收信号x(i)时间轴上的信号和参考信号r(i)一致的时间位置，两者的相关值变得尖锐作为峰值。通过对此时的时间位置进行检测，能够特定时间轴上的同步位置。
另外，如上所述，将接收信号的同步位置不确定、利用相关法检测同步位置以确定同步的动作模式称为“同步捕捉模式”。在同步捕捉模式中所特定的同步位置，不仅提供给解调/检波处理部40并且存储在主控制部60的内部存储器中。
解调/检波处理部40将所提供的同步位置作为接收信号帧(frame)的开始位置进行解调处理，将其结果提供给错误判断部50。
错误判断部50将解调后的同步推定区间长度的接收信号与预先保存在主控制部60内的参考信号进行对比，对是否一致、即是否具有错误进行判断，并将其结果通知给主控制部60。
如果错误判断部50的判断结果判断为两信号一致即没有错误，则解调/检波处理部40，将同步位置当作真实的同步位置并以该同步位置为基准对接收信号全体(1时隙份的数据)进行解调，其解调输出经过错误判断部50作为位输出(bit output)而输出。
这样，如果在错误判断部50中判断为没有错误，则同步确立。如果一旦同步确立，则只要错误不连续产生，无线接收装置就会维持确立的同步。相对上述的“同步捕捉模式”，将该动作模式称为“同步跟踪模式”。
在同步跟踪模式中，不进行上述的同步位置的推定动作，将主控制部60内的存储在未图示的存储器中的同步位置作为开始位置，进行新接收信号的帧的解调处理。这是以同步位置对5毫秒单位的每一帧不高速变动为前提的动作。
另外，在通过基于固定了同步位置的解调处理而获得的输出信号中检测出错误的情况下，只要错误的次数不超过规定的阈值，就维持同步跟踪模式。
另一方面，在连续产生的错误次数超过该阈值的情况下，从同步跟踪模式转变为同步捕捉模式，再次通过相关法进行同步位置的检测。
这样，如果一旦无线接收装置过渡到同步跟踪模式，则仅提取接收信号x(i)中的码元点的信号，并通过后级电路接受解调处理。
因此，即使在同步跟踪模式中，也与同步捕捉模式同样，由于以高采样频率继续重复抽样，同时产生解调处理不需要的采样点，所以，后级电路中的数字信号处理量增大至超过所需量。结果，不仅使信号处理所需时间过长，并且浪费了消耗功率。
因此，在本实施例中，当无线接收装置从同步捕捉模式过渡为同步跟踪模式时，通过时钟控制部70，以比同步捕捉模式时少的采样数使A/D转换器20动作。
详细而言，如图2最下段所示那样，在同步跟踪模式中，从接收信号x(i)对码元点和其前后各一点进行采样。
这样，仅对信号处理所需要的码元点的信号进行采样，而将信号处理不需要的采样点除去，由此，使得采样数大幅度减少。因此，抑制了以往由于过度的重复采样而无益地消耗功率的发生，能够显著地减少信号处理所要时间以及功率消耗量。
这样，在本实施例中，其特征在于，将同步跟踪模式中的采样定时加入到码元点，对其前后各一点进行采样。本特征在实现由于采样数的减少而带来的低消耗功率的基础上，还对以下叙述的采样定时的偏差进行校正，起到使同步跟踪模式持续的效果。
在叙述该效果时，首先，对A/D转换器20中所产生的采样定时偏差进行简单的说明。
图3A以及3B是对由图1的同步处理部30计算出的相关值平方的峰值部分进行放大表示的图。白圆圈是与各相关值的平方对应的采样点。
图3A表示在A/D转换器20中以正确的定时进行采样时的相关值平方的峰值部分。在该图中，表示最大值的a2位于相关值平方的峰值处，因此，其前后的相关值平方的点a1、a3具有大致相同的大小。
另一方面，图3B表示在A/D转换器20中以偏差的定时进行采样时的相关值平方的峰值部分。在该图中，表示最大值的b2不位于相关值平方的峰值处，因此，其前后的相关值平方的点b1、b3具有不同的大小。
由此，通过对相关值平方的最大值(a2，b2)的前后2个相关值平方(a1以及a3，b1以及b3)的差的大小以及变化方向进行检测，能够判断相关值的最大值从峰值位置朝哪个方向偏离多少，即采样定时从原本的定时朝哪个方向偏离多少。
因此，在本实施例中，对由确立的同步位置所推定的期望的码元点和其前后各1点进行采样，由该采样点中的相关值平方的大小求取采样定时的偏差大小，并通过校正该偏差能以正确的定时提取码元点，实现维持同步跟踪模式。
具体而言，在同步处理部30中，分别对由码元点以及其前后各一点构成的采样点，通过接收信号x(i)和参考信号r(i)的复数乘法以及复数加法，计算相关值及其大小的平方值。
接着，从计算出的结果，检测出相关值大小的平方值的最大值以及提供该最大值的时间位置。进而，取得提供最大值的时间位置前后的采样点中的相关值大小的平方值。
接着，求取成为最大值的时间位置前后的相关值的平方值大小之差，将该差除以最大值。此时的商为α。
所获得的商α，根据其大小和符号，分别指示采样定时的偏差大小和方向。因此，基于该α能够对A/D转换器20的采样定时进行校正。
如上所述，本实施例所涉及的无线接收装置，在同步捕捉模式和同步跟踪模式中，变更接收信号x(i)的采样定时。首先，在同步捕捉模式中，A/D转换器20以同步确立所需的定时(比码元率高的采样频率)对接收信号x(i)进行重复采样。接着，在同步确立后所实施的同步跟踪模式中，A/D转换器20为了维持确立的同步，以校正采样定时的偏差所需最小限的定时进行采样。
A/D转换器20中的采样定时的控制通过图1的时钟控制部70来进行。时钟控制部70如果从主控制部60接收对同步模式进行指示的信号SMD、以及对定时偏差进行指示的信号TIM，则根据这些信号的指示内容，对A/D转换器20的采样定时进行控制，详细而言，时钟控制部70如果从主控制部60接收对同步捕捉模式进行指示的信号SMD，则例如如图2的中段所示那样，以生成码元率8倍采样频率的内部时钟(以下，将同步捕捉模式中的内部时钟称为时钟SCL1)的方式，对A/D转换器20进行控制。另一方面，时钟控制部70如果从主控制部60接收对同步跟踪模式进行指示的信号SMD，则以生成将码元点和其前后各一点作为采样定时的内部时钟(以下，将同步跟踪模式中的内部时钟称为时钟SCL2)的方式，对A/D转换器20进行控制。此时，码元点和其前后各一点之间的间隔，例如如图2的最下段所示那样，以与同步捕捉模式中的重复采样中的采样间隔相等的方式进行设定。
时钟控制部70，进而在同步跟踪模式中，根据对定时偏差的大小以及方向进行指示的信号TIM，对A/D转换器20的采样定时进行校正。这样，A/D转换器20通过调整后的内部时钟，以正确的定时对模拟接收信号进行采样。
图4以及图5整体是用于对在图1的无线接收装置中所进行解调方法进行说明的流程图。另外，实际的处理是通过将主控制部60、时钟控制部70和数字信号处理部分(同步处理部30、解调检波处理部40和错误判断部50)一体化的DSP(Digital Signal Processor数字信号处理器)，按照图4以及图5所示的流程利用软件来实施的。
参照图4，首先，时钟控制部70基于来自主控制部60的信号SMD，对同步模式进行判断(步骤S01)。
在步骤S01中，如果同步模式被判断为同步捕捉模式，则时钟控制部70以生成具有所期望的采样频率(例如码元率的8倍)的时钟SCL1的方式，对A/D转换器20进行控制。由此，A/D转换器20以生成的时钟SCL1对从RF接收电路10传送来的接收信号x(i)进行采样(步骤S02)。采样后的接收信号x(i)被提供给同步处理部30。
接着，同步处理部30对接收信号x(i)进行基于相关法的同步位置推定。具体而言，同步处理部30计算出接收信号x(i)和规定的参考信号r(i)的相关值，并检测出算出的相关值成为峰值时的时间位置。所检测出的时间位置作为同步位置Sync，被传送到主控制部60以及解调/检波处理部40。
解调/检波处理部40将所提供的同步位置Sync作为接收信号x(i)的帧的开始位置而进行解调处理，并将其结果提供给错误判断部50。
错误判断部50将解调后的同步推定区间长度的接收信号与预先保存在主控制部60内的参考信号r(i)进行对比，对是否一致、即是否存在错误进行判断，并将其结果通知给主控制部60(步骤S05)。
如果在步骤S05中判断为没有错误，则主控制部60将同步位置Sync当作真实的同步位置，不仅将其存储在内部的存储器(未图示)中，而且使同步模式从同步捕捉模式转变为同步跟踪模式(步骤S06，图4的箭头1)。
另一方面，如果在步骤S05中判断为存在错误，则维持同步捕捉模式，重复上述的步骤S01～S04的动作直到判断为没有接收错误为止。
接着，参照图5，如果同步模式从同步捕捉模式转变为同步跟踪模式，则时钟控制部70从主控制部60接收对同步模式是同步跟踪模式进行指示的信号SMD(步骤S10)。此时，主控制部60内部的保存在存储器(未图示)中的同步位置Sync，也提供给时钟控制部70。
如果时钟控制部70接收信号SMD和同步位置Sync，则根据这些信息，以生成将码元点及其前后各一点作为采样定时的时钟SCL2的方式，对A/D转换器20进行控制。由此，A/D转换器20以该生成的时钟SCL2对接收信号x(i)进行采样(步骤S11)。采样后的接收信号x(i)被提供给同步处理部30。
如果同步处理部30接收到接收信号x(i)，则基于接收信号x(i)和参考信号r(i)的相关值，对采样定时的偏差进行校正。详细而言，计算出采样后的接收信号x(i)和参考信号r(i)的相关值、以及该相关值大小的平方值。进而，检测出相关值大小的平方值成为最大的时间位置(步骤S13)，求取位于该时间位置前后的采样点中的相关值大小的平方的差，并将该差除以相关值平方的大小的最大值，其商为α(步骤S14)。
接着，同步处理部30对商α是否比规定的阈值大进行判断(步骤S15)。另外，此时的规定阈值，在此后进行的解调处理中，以接收错误可能发生时的相关值作为基准而设定。
如果在步骤S15中判断商α比规定阈值大，则将对商α乘以规定系数a的a×α的绝对值，作为采样定时的变化量、即A/D转换器20中的采样定时的校正量。另外，将α的符号作为采样定时的变化方向、即A/D转换器20中的采样定时的校正方向。有关采样定时的校正量以及校正方向的信息，作为信号TIM从主控制部60提供给时钟控制部70。时钟控制部70以通过信号TIM所指示的校正量以及校正方向对时钟SCL2的采样定时进行校正的方式，对A/D转换器20进行控制(步骤S16)。
接着，如果利用校正后的时钟SCL2对接收信号x(i)进行采样，则将同步位置Sync作为接收信号x(i)的帧的开始位置，执行接收信号x(i)的解调处理(步骤S17)。由此，提取正确的码元点而抑制接收错误的产生。
另外，即使通过这样的采样定时的微调整，还是会产生无法跟踪的程度的通信环境变化等，在经过解调处理而获得的位输出中检测出接收错误连续并超过规定阈值时(步骤S18)，主控制部60判断维持同步跟踪模式已经困难，确定向同步捕捉模式转变(步骤S19)。如果返回到同步捕捉模式，则遵从先前图4所示的流程，再次进行同步位置的检测。
另一方面，在步骤S17的解调处理中，只要位输出中接收错误的次数不超过规定阈值，就维持同步跟踪模式(步骤S20)。
如上所述，根据本发明的实施例，由于在一旦确立同步之后的同步跟踪模式中，以同步维持所需最小限的定时进行采样，所以，抑制了由过度重复采样而引起的无益功率消耗，由此，能够实现低消耗功率。
并且，通过利用被限定的采样定时，对采样定时的偏差进行校正，能够以正确的定时提取码元点，从而，可以在低消耗功率下防止接收错误的发生。
(变更例)在先前的实施例中，对同步跟踪模式中的采样定时的偏差进行校正，计算出采样后的接收信号x(i)和参考信号r(i)的相关值的最大值以及最大值前后的相关值大小的平方之差，并且基于将该计算出的差除以最大值大小的平方值而得到的商的大小，决定其校正量以及校正方向。在本变更例中，进一步对实施采样定时偏差校正的其他构成进行说明。另外，本变更例所涉及的无线接收装置，是相对图1的无线接收装置变更其同步处理部30的处理方法的无线接受装置。
详细而言，如果同步处理部30接收到采样后的接收信号x(i)，则计算出接收信号x(i)和参考信号r(i)的相关值、以及该相关值大小的平方值。并且，检测出相关值大小的平方值成为最大的时间位置，并计算位于该时间位置前后的采样点中的相关值大小的平方值。
接着，同步处理部30在图6所示的相关值平方的最大值(b2)、最大值前后的2个相关值的平方值(b1以及b3)的关系中，导出通过这3点(b1～b3)的抛物线。
详细而言，参照图6，在A/D转换器20中以偏离的定时进行采样时，表示最大值的点b2从相关值的平方的峰值部分偏离，并且，其前后相关值的平方值的点b1、b3具有不同的大小。因此，同步处理部30假定这3点b1、b2、b3的全体位于图中以虚线所示的抛物线上，将与该假定的抛物线的峰值部分对应的时间位置(x＝x0)判断为正确的码元点的定时。
具体而言，在图6所示的抛物线以式(1)进行表示时，3点b1、b2、b3分别使式(2)～式(4)成立。
f(x)＝ax2+bx+c
＝a(x+b/2a)2+(4ac-b2)/4a···(1)f(-α)＝aα2-bα+c···(2)f(0)＝c ···(3)f(α)＝aα2+bα+c ···(4)其中，x＝-α，0，α分别是点(b1，b2，b3)的时间位置。
这里，由式(1)可知抛物线在时间位置x＝-b/2a(设定＝x0)处成为峰值，其极大值f(x0)为(4ac-b2)/4a。并且，根据上述的式(2)～式(4)，与该峰值部分对应的时间位置(x＝x0)由式(5)提供。
x0＝-[f(α)-f(-α)]/[f(α)+f(-α)-2f(0)·α/2···(5)因此，同步处理部30将从式(5)获得的时间位置x0判断为正确的码元点的定时，并将与相关值的平方的最大值(b2)对应的时间位置(x＝0)和与该峰值部分对应的时间位置(x＝x0)之差(即、x0)作为A/D转接器20中的采样定时的校正量。具体而言，将差x0的绝对值作为采样定时的校正量，将差x0的符号作为采样定时的校正方向。而且，同步处理部30将有关采样定时的校正量以及校正方向的信息输出到主控制部60。主控制部60与上述的实施例同样，将这些信息作为信号TIM提供给时钟控制部70。时钟控制部70以通过信号TIM所指示的校正量以及校正方向对时钟SCL2的采样定时进行校正的方式，对A/D转换器20进行控制。
图7是用于对在本发明实施例的变更例所涉及的无线接收装置中实施的解调方法进行说明的流程图。另外，本变更例的无线接收装置，在图7的流程图中之前的同步捕捉模式中，遵从图4的流程图，对利用了相关法的同步位置进行确定。
参照图7，如果同步模式从同步捕捉模式转变为同步跟踪模式，则时钟控制部70从主控制部60接收对同步模式是同步跟踪模式进行指示的信号SMD(步骤S21)。此时，主控制部60内部的保存在存储器(未图示)中的同步位置Sync，也提供给时钟控制部70。
如果时钟控制部70接收到信号SMD和同步位置Sync的信息，则根据这些信息，以生成将码元点及其前后各一点作为采样定时的时钟SCL2的方式，对A/D转换器20进行控制。由此，A/D转换器20以该生成的时钟SCL2对接收信号x(i)进行采样(步骤S22)。采样后的接收信号x(i)被提供给同步处理部30。
如果同步处理部30接收了接收信号x(i)，则基于接收信号x(i)和参考信号r(i)的相关值，对采样定时的偏差进行校正。详细而言，计算出采样后的接收信号x(i)和参考信号r(i)的相关值、以及该相关值大小的平方值。并且，检测出相关值大小的平方值成为最大的时间位置(步骤S24)，求取位于该时间位置前后的采样点中的相关值大小的平方。因此，按照上述的方法，导出满足这3个相关值大小的平方的抛物线(步骤S25)。
接着，如果同步处理部30求出与所导出的抛物线的峰值部分对应的时间位置(x＝x0)、和与相关值的平方的最大值对应的时间位置(x＝0)之差x0，则将差x0的绝对值作为A/D转换器20中的采样定时的校正量。并且，将差x0的符号作为A/D转换器20中的采样定时的校正方向。而且，将有关采样定时的校正量以及校正方向的信息作为信号TIM，从主控制部60提供给时钟控制部70。时钟控制部70以通过信号TIM所指示的校正量以及校正方向对时钟SCL2的采样定时进行校对的方式，对A/D转换器20进行控制(步骤S26)。
接着，如果利用校正后的时钟SCL2对接收信号x(i)进行采样，则将同步位置Sync作为接收信号x(i)的帧的开始位置，实施接收信号x(i)的解调处理(步骤S27)。由此，可提取正确的码元点并抑制接收错误的产生。
另外，即使通过这样的采样定时的微调整，还是会产生无法跟踪程度的通信环境变化等，因此，在经过解调处理而获得的位输出中检测出接收错误连续并为规定阈值以上时(步骤S28)，主控制部60判断维持同步跟踪模式已经困难，确定向同步捕捉模式转变(步骤S29)。如果返回到同步捕捉模式，则按照先前图4所示的流程，再次进行同步位置的检测。
另一方面，在步骤S27的解调处理中，只要位输出中接收错误的次数不超过规定阈值，就维持同步跟踪模式(步骤S30)。
权利要求
1.一种无线接收装置，接收调制后的信号并对其进行解调处理，具备模式设定机构，设定同步捕捉模式或同步跟踪模式；信号转换机构，在所述同步捕捉模式中，将接收信号转换成具有第一采样数的第一数字信号；同步位置检测机构，在所述同步捕捉模式中，检测出转换后的所述第一数字信号的同步位置；存储机构，在所述同步捕捉模式中，对所述检测出的同步位置进行存储；解调处理机构，在所述同步捕捉模式中，基于所述检测出的同步位置对所述第一数字信号进行解调处理；和错误判断机构，对所述解调后的第一数字信号中是否存在接收错误进行判断，所述模式设定机构根据所述错误判断机构判断没有接收错误而设定为所述同步跟踪模式，所述信号转换机构在所述同步跟踪模式中，将所述接收信号转换为具有比所述第一采样数少的第二采样数的第二数字信号，所述解调处理机构在所述同步跟踪模式中，基于存储在所述存储机构中的同步位置，对所述第二数字信号进行解调处理。
2.根据权利要求1所述的无线接收装置，其特征在于，所述第二采样数根据所述接收信号以至少码元点和所述码元点的前后包括在采样定时中的方式而设定。
3.根据权利要求2所述的无线接收装置，其特征在于，还具备定时偏差检测机构，检测出所述第二数字信号中的码元点定时从正确的码元点定时的偏差；定时偏差校正机构，根据所检测出的所述偏差，对所述第二采样数的采样定时进行校正，所述定时偏差检测机构包括判断机构，将所述第二数字信号和规定的参考信号的相关值成为最大值的定时，判断为所述第二数字信号中的码元点的定时；和计算机构，基于所述最大值前后的相关值大小与最大值大小的关系，计算出所述偏差的大小以及方向，所述定时偏差校正机构基于计算出的所述偏差的大小以及方向，对所述第二采样数的采样定时进行校正。
4.根据权利要求3所述的无线接收装置，其特征在于，计算所述偏差的大小以及方向的计算机构，包括除法运算机构，计算出所述最大值前后的相关值的各自大小的平方值之差，并将所计算出的差除以最大值大小的平方值；比较机构，将所述除法运算结果所获得的值与规定阈值比较；和决定机构，如果所述获得的值比所述阈值大，则基于所述获得的值决定所述偏差的大小以及方向。
5.根据权利要求3所述的无线接收装置，其特征在于，算出所述偏差的大小以及方向的计算机构，包括决定机构，其导出穿过所述最大值和所述最大值前后的相关值的抛物线，基于给出所导出的所述抛物线的极大值的定时与所述第二数字信号的码元点的定时之差，来决定所述偏差的大小以及方向。
全文摘要
本发明提供一种无线接收装置。A/D转换器在同步捕捉模式和同步跟踪模式中对接收信号的采样定时进行变更。A/D转换器在同步捕捉模式中，通过时钟控制部的控制生成码元率8倍的采样频率的内部时钟。另一方面，A/D转换器在同步跟踪模式中，通过时钟控制部的控制生成将码元点和其前后各一点作为采样定时的内部时钟。A/D转换器还在同步捕捉模式中，根据接收信号和参考信号的相关值的最大值以及最大值前后的相关值大小的平方值，对码元点的采样定时进行校正。
文档编号H04B1/06GK1897495SQ20061010194
公开日2007年1月17日 申请日期2006年7月11日 优先权日2005年7月13日
发明者河合克敏 申请人:三洋电机株式会社