专利名称：集成电路装置和具备该集成电路装置的低噪声下变频器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于低噪声下变频器(Low Noise Block Down Converter，以下称之为“LNB”)的集成电路装置以及具备该集成电路装置的低噪声下变频器。
背景技术：
过去，人们研究开发了在卫星广播接收装置中使用的LNB。上述LNB用于接收由卫星发送的极化波信号并将该极化波信号转换为IF频带(频率950MHz～2150MHz)的信号。
在图11中表示了卫星广播接收装置101的概略结构。卫星广播接收装置101具备LNB102、调谐器103和调谐器104，该卫星广播接收装置101与天线100、电视机105连接。
简单地说，卫星广播接收装置101的各部分的动作为LNB102从天线100接收第0频带(频率12.2GHz～12.7GHz)的上述极化波信号并输出上述IF频带的信号。以下，将对此进行详细的描述。
调谐器103和调谐器104对由LNB102输出的上述信号实施下述处理，即选台处理，选取出由用户指示的频道的频率成分，进行选台；以及解码处理，根据在上述选台处理中选取的信号，对视频信号和音频信号进行解码。
电视机105，从调谐器103或调谐器104接收上述视频信号和上述音频信号，并提示用户所指示的频道的节目。
接着，对LNB 102进行详细的说明。另外，LNB102是专利文献1(日本国专利申请公开特开2004-350149号公报，
公开日2004年12月9日)所述的、从N(N≥2)个卫星接收M(M≥2)种极化波信号的LNB，在此，假设LNB分别从2个卫星(第1卫星和第2卫星)接收2种极化波信号并对其进行说明。
在图12中表示了LNB 102的电路结构。如该图所示，LNB 102具备输入端子P11、P12、P21、P22；低噪声放大器3A、3B、4A、4B；镜像抑制滤波器电路(Image Rejection Filter Circuit)5A、5B、6A、6B；本机振荡器13、14；频率转换电路30A、30B；信号耦合器11A、11B；信号重组电路(Signal Recombination Circuit)55；微计算机16；中频放大器17A、17B；电容器18A、18B；输出端子20A、20B；电源电路22。
接着，对LNB102的各部分的动作进行说明。
输入端子P11、P12对应于上述第1卫星，上述第1卫星的第1极化波信号(左旋极化波信号)被输入上述输入端子P11，上述第1卫星的第2极化波信号(右旋极化波信号)被输入上述输入端子P12。输入端子P21、P22对应于上述第2卫星，上述第2卫星的第1极化波信号(左旋极化波信号)被输入上述输入端子P21，上述第2卫星的第2极化波信号(右旋极化波信号)被输入上述输入端子P22。
低噪声放大器3A、4A对应于上述第1卫星，低噪声放大器3A对上述第1卫星的上述第1极化波信号进行低噪声放大，低噪声放大器4A对上述第1卫星的上述第2极化波信号进行低噪声放大。低噪声放大器3B、4B对应于上述第2卫星，低噪声放大器3B对上述第2卫星的上述第1极化波信号进行低噪声放大，低噪声放大器4B对上述第2卫星的上述第2极化波信号进行低噪声放大。
镜像抑制滤波器电路5A、6A对应于上述第1卫星，镜像抑制滤波器电路5A对由低噪声放大器3A低噪声放大后的上述第1卫星的上述第1极化波信号的镜像信号进行抑制，镜像抑制滤波器电路6A对由低噪声放大器4A低噪声放大后的上述第1卫星的上述第2极化波信号的镜像信号进行抑制。镜像抑制滤波器电路5B、6B对应于上述第2卫星，镜像抑制滤波器电路5B对由低噪声放大器3B低噪声放大后的上述第2卫星的上述第1极化波信号的镜像信号进行抑制，镜像抑制滤波器电路6B对由低噪声放大器4B低噪声放大后的上述第2卫星的上述第2极化波信号的镜像信号进行抑制。
本机振荡器13、14分别发生11.25GHz、14.35GHz的正弦波信号(本振信号)。
频率转换电路30A，对应于上述第1卫星，具有混频器7A、8A、高通滤波器9A和低通滤波器10A，对于上述第1卫星的上述第1极化波信号和上述第1卫星的上述第2极化波信号的频带，将其不重叠转换为上述IF带频。
具体而言，在混频器7A中，对由镜像抑制滤波器电路5A输出的上述第1卫星的上述第1极化波信号和由本机振荡器14输出的上述14.35GHz的本振信号进行混频，输出频率在第1IF频带(频率1650MHz～2150MHz，以下称之为“高频带”)内的上述第1卫星的上述第1极化波信号并使之通过高通滤波器9A。
在混频器8A中，对由镜像抑制滤波器电路6A输出的上述第1卫星的上述第2极化波信号和由本机振荡器13输出的上述11.25GHz的本振信号进行混频，输出频率在第21F频带(频率950MHz～1450MHz，以下称之为“低频带”)内的上述第1卫星的上述第2极化波信号并使之通过低通滤波器10A。
频率转换电路30B，对应于上述第2卫星，具有混频器7B、8B、高通滤波器9B和低通滤波器10B，对于上述第2卫星的上述第1极化波信号和上述第2卫星的上述第2极化波信号的频带，将其不重叠地转换为上述IF频带。
具体而言，在混频器7B中，对由镜像抑制滤波器电路5B输出的上述第2卫星的上述第1极化波信号和由本机振荡器14输出的上述14.35GHz的本振信号进行混频，输出频率在上述第1IF频带内的上述第2卫星的上述第1极化波信号并使之通过高通滤波器9B。
在混频器8B中，对由镜像抑制滤波器电路6B输出的上述第2卫星的上述第2极化波信号和由本机振荡器13输出的上述11.25GHz的本振信号进行混频，输出频率在第21F频带内的上述第1卫星的上述第2极化波信号并使之通过低通滤波器10B。
信号耦合器11A，对应于上述第1卫星，对通过高通滤波器9A后的上述第1卫星的上述第1极化波信号和通过低通滤波器10A后的上述第1卫星的上述第2极化波信号实施频率多路复用处理，并输出第1合成信号。因此，上述第1合成信号成为这样的信号，即频率在上述第1IF频带内的上述第1卫星的上述第1极化波信号被配置于高频带侧，频率在上述第2IF频带内的上述第1卫星的上述第2极化波信号被配置于低频带侧。
信号耦合器11B，对应于上述第2卫星，对通过高通滤波器9B后的上述第2卫星的上述第1极化波信号和通过低通滤波器10B后的上述第2卫星的上述第2极化波信号实施频率多路复用处理，并输出第2合成信号。因此，上述第2合成信号成为这样的信号，即频率在上述第1IF频带内的上述第2卫星的上述第1极化波信号被配置于高频带侧，频率在上述第2IF频带内的上述第2卫星的上述第2极化波信号被配置于低频带侧。
信号重组电路55，根据微计算机16的指示，对于一个输出，从上述第1合成信号和上述第2合成信号中允许重叠地选择2个信号，并从所选择的2个信号包含的各自的上述极化波信号中提取2个上述极化波信号，将所提取的2个上述极化波信号合成后进行输出。
下面，参照图13来详细说明信号重组电路55。
如图13所示，信号重组电路55具有输入端子I1、I2、2×4开关电路33、频带转换/合成电路60和输出端子O1、O2。频带转换/合成电路60具备本机振荡器47、频率控制电路56A、56B、56C、56D、低通滤波器36A、36B、高通滤波器37A、37B和信号耦合器38A、38B。
2×4开关电路33，在上述IF频段进行动作，根据微计算机16的指示，通过信号耦合器11A、11B，将输入端子I1、I2输入的上述第1合成信号与上述第2合成信号分别输入到端子M1～M4。上述信号的组合数为24。
本机振荡器47发生3.1GHz的本振信号。
频率控制电路56A、56B、56C、56D，对由端子M1～M4输出的上述第1合成信号或上述第2合成信号进行频率转换。
频率控制电路56A具备通过微计算机16进行状态转换的三端开关34A，并在当开关34A导通时连接的通路上具有混频器35A。另外，在开关34A断开时连接的通路为旁路通路，与混频器35A的输出侧连接。
其动作为在对上述第1合成信号和上述第2合成信号进行频率转换时，开关34A导通，由混频器35A进行频率转换，在不对上述第1合成信号和上述第2合成信号进行频率转换时，开关34A断开，通过上述旁路通路。下面，对此进行详细的说明。
当开关34A断开时，即，当不对上述第1合成信号和上述第2合成信号进行频率转换时，从端子M1输出的上述第1合成信号或上述第2合成信号通过上述旁路通路，所以，上述第1合成信号或上述第2合成信号作为频率控制电路56A的输出信号被直接输出。即，在上述第1合成信号或上述第2合成信号的高频带侧配置的上述第1卫星或上述第2卫星的上述第1极化波信号被直接配置到频率控制电路56A的输出信号的高频带侧，在上述第1合成信号或上述第2合成信号的低频带侧配置的上述第1卫星或上述第2卫星的上述第2极化波信号被直接配置到频率控制电路56A的输出信号的低频带侧。然后，在频率控制电路56A的输出信号的低频带侧所包含的上述第1卫星或上述第2卫星的上述第2极化波信号经由低通滤波器36A被传送向信号耦合器38A。
另一方面，当开关34A导通时，即，当要对上述第1合成信号和上述第2合成信号进行频率转换时，在混频器35A中，对由端子M1输出的上述第1合成信号或上述第2合成信号和由本机振荡器47输出的上述3.1GHz的本振信号进行混频，对上述第1合成信号或上述第2合成信号进行频率转换。即，在上述第1合成信号或上述第2合成信号的低频带侧配置的上述第1卫星或上述第2卫星的上述第2极化波信号被配置到频率控制电路56A的输出信号的高频带侧，在上述第1合成信号或上述第2合成信号的高频带侧配置的上述第1卫星或上述第2卫星的上述第1极化波信号被配置到频率控制电路56A的输出信号的低频带侧。然后，在频率控制电路56A的输出信号的低频带侧所包含的上述第1卫星或上述第2卫星的上述第1极化波信号经由低通滤波器36A被传送向信号耦合器38A。
频率控制电路56B具备通过微计算机16进行状态转换的三端开关34B，并在当开关34B导通时连接的通路上具有混频器35B。另外，在开关34B断开时连接的通路为旁路通路，与混频器35B的输出侧连接。
其动作为在对上述第1合成信号和上述第2合成信号进行频率转换时，开关34B导通，由混频器35B进行频率转换，在不对上述第1合成信号和上述第2合成信号进行频率转换时，开关34B断开，通过上述旁路通路。下面，对此进行详细的说明。
当开关34B断开时，即，当不对上述第1合成信号和上述第2合成信号进行频率转换时，从端子M2输出的上述第1合成信号或上述第2合成信号通过上述旁路通路，所以，频率控制电路56B的输出信号和上述在开关34A断开时频率控制电路56A的输出信号的状态相同。然后，在频率控制电路56B的输出信号的高频带侧所包含的上述第1卫星或上述第2卫星的上述第1极化波信号经由高通滤波器37A被传送向信号耦合器38A。
另一方面，当开关34B导通时，即，当要对上述第1合成信号和上述第2合成信号进行频率转换时，在混频器35B中，对由端子M2输出的上述第1合成信号或上述第2合成信号和由本机振荡器47输出的上述3.1GHz的本振信号进行混频，对上述第1合成信号或上述第2合成信号进行频率转换。其结果，频率控制电路56B的输出信号和上述在开关34A导通时的频率控制电路56A的输出信号的状态相同。然后，在频率控制电路56B的输出信号的高频带侧所包含的上述第1卫星或上述第2卫星的上述第2极化波信号经由高通滤波器37A被传送向信号耦合器38A。
信号耦合器38A对通过低通滤波器36A后的信号和通过高通滤波器37A后的信号进行合成，并输出第3合成信号。
频率控制电路56C具备通过微计算机16进行状态转换的三端开关34C，并在当开关34C导通时连接的通路上具有混频器35C。另外，在开关34C断开时连接的通路为上述旁路通路，与混频器35C的输出侧连接。此外，频率控制电路56C的动作与频率控制电路56A相同，故省略之。
频率控制电路56D具备通过微计算机16进行状态转换的三端开关34D，并在当开关34D导通时连接的通路上具有混频器35D。另外，在开关34D断开时连接的通路为上述旁路通路，与混频器35D的输出侧连接。此外，频率控制电路56D的动作与频率控制电路56B相同，故省略之。
信号耦合器38B对通过低通滤波器36B后的信号和通过高通滤波器37B后的信号进行合成，并输出第4合成信号。
中频放大器17A对第3合成信号进行放大，中频放大器17B对第4合成信号进行放大。
电容器18A对由中频放大器17A放大后的第3合成信号的低频噪声进行抑制，电容器18B对由中频放大器17B放大后的第4合成信号的低频噪声进行抑制。
通过上述，输出端子20A、20B输出在高频带侧及低频带侧配置了第1卫星的第1极化波信号、第1卫星的第2极化波信号、第2卫星的第1极化波信号、第2卫星的第2极化波信号中的任意2个信号的第3合成信号和第4合成信号。另外，电源电路22对LNB102的各构成要素供给功率。
如上所述，频率控制电路56A、56B、56C、56D借助于各自所具备的开关34A、34B、34C、34D的通/断来切换被输入信号重组电路55的输入信号所要通过的通路，从而进行上述输入信号的频率转换或者不进行上述输入信号的频率转换。
但是，如果采用上述结构，在开关34A、34B、34C、34D通/断时，由于在未连接开关34A、34B、34C、34D的通路上存在的寄生电容，上述输入信号就会泄露到未连接开关34A、34B、34C、34D的通路上。
具体而言，在开关34A、34B、34C、34D断开的情况下，由于在当开关34A、34B、34C、34D导通时连接的通路上存在的寄生电容，即，在连接有混频器35A、35B、35C、35D的通路上存在的寄生电容，上述输入信号会泄露到连接有混频器35A、35B、35C、35D的通路上。但是，由于通过混频器35A、35B、35C、35D从而被进行充分的衰减，因此，上述输入信号的泄漏并不会导致什么问题。
然而，在开关34A、34B、34C、34D导通的情况下，由于在当开关34A、34B、34C、34D断开时连接的通路上存在的寄生电容，即，在上述旁路通路上存在的寄生电容，上述输入信号将会泄露到上述旁路通路上。与上述开关34A、34B、34C、34D断开时的情况不同，在该情况下，将会导致下述问题的发生，即由混频器35A、35B、35C、35D进行了频率转换的上述输入信号和通过上述旁路通路的上述输入信号的泄漏将在混频器35A、35B、35C、35D的输出侧进行混频，从而造成上述输入信号的信号品质劣化。
发明内容
本发明是鉴于上述问题而进行的，其目的在于提供一种适于能够减少上述输入信号的泄漏的信号重组电路的集成电路装置、以及具备该集成电路装置的低噪声变频器。
为了实现上述目的，本发明的集成电路装置具有N个输入；M个输出；N个放大部，被输入上述N个输入的N个输入信号分别分支为两路，对上述分别分支为两路的输入信号的一路实施放大；N个频带转换部，对上述分别分支为两路的输入信号的另一路实施频率转换；以及2N×M开关部，由上述N个放大部和上述N个频带转换部输出的共计2N个输出信号作为2N个输入信号被输入，进行控制使得将选自上述2N个输入信号的信号分别输出到选自上述M个输出的输出。
根据上述结构，本发明的集成电路装置构成为上述输入信号分别分支为两路后被输入进行上述输入信号的频率转换的通路和不进行上述频率转换的通路。这样，预先分别由N个输入信号生成各自的未进行频率转换的信号和进行了频率转换的信号的两者，2N×M开关部从上述2N个信号中选择所需的信号并将其输出到M个输出中的所期望的输出。其结果，无需象上述现有技术那样用开关来切换进行频率转换的通路和不进行频率转换的通路，从而能够减少因此而发生的上述输入信号的泄漏。通过上述，可以取得这样的效果，即可提供一种适于能够减少上述输入信号的泄漏的信号重组电路的集成电路装置。
另外，为了实现上述目的，本发明的低噪声下变频器在其具备的信号重组电路中包括上述集成电路装置。
根据上述结构，本发明的低噪声下变频器在上述信号重组电路中使用上述集成电路装置，由此，可以取得这样的效果，即可实现一种能够减少上述输入信号的泄漏的低噪声下变频器。
本发明的其他目的、特征和优点在以下的描述中会变得十分明了。此外，以下参照附图来明确本发明的优点。
图1表示本发明的一个实施方式，是表示信号重组电路1的要部结构的框图。
图2表示本发明的另一实施方式，是表示信号重组电路2的要部结构的框图。
图3是说明混频器的动作的图。
图4是表示在由差动放大电路构成放大器、由双平衡吉尔伯特混频器(DoubleBalance Gilbert Mixer)构成混频器时的实施例的图。
图5是表示4×2开关电路的实施例的图。
图6是表示4×2开关电路的另一个实施例的图。
图7是表示用于使图6的4×2开关电路所具备的直流电流源通/断的电路的实施例的图。
图8是表示用于使图6的4×2开关电路所具备的阻抗元件Z1可变的电路的实施例的图。
图9是表示用于进一步改善图6的4×2开关电路断开时的信号的隔离特性的电路的图。
图10表示本发明的另一实施方式，是表示信号重组电路2的要部结构的框图。
图11表示现有技术，是表示卫星广播接收装置的概略图。
图12表示现有技术，是表示LNB的电路图。
图13表示现有技术，是表示上述LNB所具备的信号重组电路的电路图。
具体实施例方式
(实施方式1)下面，根据附图来说明本发明的一个实施方式。以下，说明将本发明的集成电路装置(以下，称为“开关组(Switch Block)”)用作LNB的信号重组电路的一部分的情形。
图2表示LNB102的电路结构，其中，将图13的信号重组电路55置换为本实施方式的信号重组电路2。另外，关于LNB102的电路结构，由于在上述的现有技术中已经对此进行了说明，所以，省略其说明。此外，除特别说明之外，被赋予相同标号的构件具有相同的功能。
另外，第1合成信号和第2合成信号被输入信号重组电路2。关于第1合成信号和第2合成信号，由于其形成与上述现有技术部分所述的上述第1合成信号及上述第2合成信号相同，所以，在此省略其说明。
如图2所示，信号重组电路2具有开关组1A；图13的低通滤波器36A、36B；图13的高通滤波器37A、37B；图13的信号耦合器38A、38B。
开关细1A具有2个输入端子In1、In2，也是信号重组电路2的输入端子；放大器a1、a2；混频器m1、m2；4×4开关电路SW2；4个输出端子PO1～PO4；输出本振信号的本振信号发生器L1，该本振信号被输入混频器；控制装置S1，控制4×4开关电路SW2。
以下，对信号重组电路2进行详细的说明。
上述第1合成信号被输入输入端子In1，上述第2合成信号被输入输入端子In2。放大器a1对被输入输入端子In1的上述第1合成信号进行放大，放大器a2对被输入输入端子In2的上述第2合成信号进行放大。混频器m1对被输入输入端子In1的上述第1合成信号进行频率转换，混频器m2对被输入输入端子In2的上述第2合成信号进行频率转换。
4×4开关电路SW2，根据控制装置S1的指示，将选自由放大器a1、a2放大后的上述第1合成信号及上述第2合成信号和由混频器m1、m2进行了频率转换后的上述第1合成信号及上述第2合成信号的信号分别输出到选自输出端子PO1～PO4的端子。
低通滤波器36A、36B、高通滤波器37A、37B、信号耦合器38A、38B与上述现有技术部分所述相同，所以，在此省略其说明。
下面，阐述信号重组电路2的连接关系。
输入端子In1与放大器a1、混频器m1连接。同样地，输入端子In2与放大器a2、混频器m2连接。
4×4开关电路SW2与放大器a1、a2的输出、混频器m1、m2的输出连接。低通滤波器36A与4×4开关电路SW2的输出端子PO1连接，高通滤波器37A与4×4开关电路SW2的输出端子PO2连接，低通滤波器36B与4×4开关电路SW2的输出端子PO3连接，高通滤波器37B与4×4开关电路SW2的输出端子PO4连接。
信号耦合器38A与低通滤波器36A的输出、高通滤波器37A的输出连接，信号耦合器38B与低通滤波器36B的输出、高通滤波器37B的输出连接。
下面，说明信号重组电路2的动作。
被输入输入端子In1的上述第1合成信号分支为两路，并被分别输入放大器a1和混频器m1。放大器a1对上述第1合成信号进行放大，并向4×4开关电路SW2输出。混频器m1对上述第1合成信号和由本振信号发生器L1发送来的本振信号进行混频，实施频率转换，并向4×4开关电路SW2输出。
被输入输入端子In2的上述第2合成信号分支为两路，并被分别输入放大器a2和混频器m2。放大器a2对上述第2合成信号进行放大，并向4×4开关电路SW2输出。混频器m2对上述第2合成信号和由本振信号发生器L1发送来的本振信号进行混频，实施频率转换，并向4×4开关电路SW2输出。
4×4开关电路SW2，根据控制装置S1的指示，将选自放大器a1、a2、混频器m1、m2的输出信号的信号分别输出到选自输出端子PO1～PO4的端子。
低通滤波器36A使输出端子PO1输出的上述输出信号的低频带侧所包含的频率成分通过，高通滤波器37A使输出端子PO2输出的上述输出信号的高频带侧所包含的频率成分通过，信号耦合器38A合成低通滤波器36A、高通滤波器37A的上述输出信号，输出第3合成信号。
低通滤波器36B使输出端子PO3输出的上述输出信号的低频带侧所包含的频率成分通过，高通滤波器37B使输出端子PO4输出的上述输出信号的高频带侧所包含的频率成分通过，信号耦合器38B合成低通滤波器36B、高通滤波器37B的上述输出信号，输出第4合成信号。
另外，关于上述第3合成信号和上述第4合成信号被输入下一级的中频放大器17A、17B后的处理，由于该处理和上述现有技术部分所述相同，故省略其说明。
如上所述，信号重组电路2被构成为上述第1合成信号和上述第2合成信号分别分支为两路，并被输入不对上述第1合成信号和上述第2合成信号实施频率转换的通路(放大器a1、a2的通路)、对上述第1合成信号和上述第2合成信号实施频率转换的通路(混频器m1、m2的通路)。在本实施方式中，如上所述，预先分别由上述第1合成信号和第2合成信号生成未进行频率转换的信号和进行了频率转换的信号的两者。然后，借助于4×4开关电路SW2，从上述4个信号中选择出所需的信号，并将其输出到在输出端子PO1～PO4中的所期望的输出端子。例如，在通过信号耦合器38A得到所期望的第3合成信号时，从4×4开关电路SW2的4个输入信号中选择2个，将其中一个输出到输出端子PO1，将另一个输出到输出端子PO2。
因此，与上述现有技术(图13)中所示的信号重组电路55相比较而言，在本实施方式中，无需使用开关34A、34B、34C、34D来切换不对上述第1合成信号及第2合成信号进行频率转换的通路和对上述第1合成信号及第2合成信号进行频率转换的通路，从而能够减少在开关34A、34B、34C、34D通/断时，因切换不对上述第1合成信号及第2合成信号进行频率转换的通路和对上述第1合成信号及第2合成信号进行频率转换的通路所导致的上述第1合成信号和上述第2合成信号的泄漏。
另外，在开关组1A中，4×4开关电路SW2被配置在混频器m1、m2、放大器a1、a2的下一级，因此，混频器的数量与输入端子相同即可，所以，在N＜M时，混频器的数量可以比过去少。其结果，能够减小信号重组电路2的布图面积，从而可以降低成本。
但是，由于分别设置不对上述第1合成信号及上述第2合成信号进行频率转换的通路和对上述第1合成信号及上述第2合成信号进行频率转换的通路，因此，在从上述不进行频率转换的通路输出上述第1合成信号及上述第2合成信号的情况下，以及在从上述进行频率转换的通路输出上述第1合成信号及上述第2合成信号的情况下，上述第1合成信号及上述第2合成信号的输出电平将会发生变化。因此，优选的是，对连接在LNB102的后一级的调谐器的信号输入电平为恒定。
由此，使得开关组1A所具备的混频器m1、m2的增益和放大器a1、a2的增益相同。其结果，能够使得在从上述不进行频率转换的通路输出上述第1合成信号及上述第2合成信号的情况下，以及在从上述进行频率转换的通路输出上述第1合成信号及上述第2合成信号的情况下，上述第1合成信号及上述第2合成信号的输出电平相同。
以上，阐述了具备开关组1A的信号重组电路2的动作、特征。接着，在图1中表示作为信号重组电路2内的开关组1A的一般形态的开关组1的概略结构。
如图1所示，开关组1具有N个输入端子In1～InN(N个输入)；N个放大器a1～aN(N个放大装置)；N个混频器m1～mN(N个频带转换装置)；2N×M开关电路SW1(2N×M开关装置)；M个输出端子PO1～POM(M个输出)；输出本振信号的本振信号发生器L1，该本振信号被输入未图示的混频器；控制装置S1，控制2N×M开关电路SW1。
下面，阐述开关组1的连接关系。
N个输入端子In1～InN分别与N个放大器a1～aN、N个混频器m1～mN连接。另外，N个放大器a1～aN的输出及N个混频器m1～mN的输出与2N×M开关电路SW1连接。例如，输入端子In1与放大器a1、混频器m1连接，放大器a1的输出及混频器m1的输出与2N×M开关电路SW1。
此外，当输入端子In1～InN为差动输入端子时，以及当输出端子PO1～POM为为差动输出端子时，将一对差动对端子作为一个输入端子和一个输出端子。
接着，使用混频器mN来说明混频器m1、m2进行频率转换时的动作。
图3表示由第1频带A和第2频带B构成的合成信号被输入混频器mN的情况。在图3中，输入端子P1是混频器mN的输入端子，输出端子P2是混频器mN的输出端子，本振信号输入端子P3是混频器mN的本振信号输入端子，本振信号频率fLO是被输入混频器mN的本振信号的频率。第1频带A的波段为f1～f1+/Δf，第2频带B的波段为f2-Δf～f2，f1＜f2。
下面，说明本振信号频率fLO的设定方法。
首先，如果第2频带B的频率高于第1频带A，那么，将本振信号频率fLO设定为第1频带A内最低的频率与第2频带B内最高的频率相加后所得到的频率即可。另外，如果第2频带B的频率低于第1频带A，那么，将本振信号频率fLO设定为第1频带A内最高的频率与第2频带B内最低的频率相加后所得到的频率即可。在上述合成信号中，f1＜f2，第2频带B的频率高于第1频带A，因此，本振信号频率fLO＝f1+f2。
通过如上所述地设定本振信号频率fLO，能够使第1频带A与第2频带B不相互重叠地进行频率转换。其结果，可减少上述合成信号的干扰、妨碍。
接着，说明混频器mN的动作。在混频器mN中，由输入端子P1输入的上述合成信号与由本振信号输入端子P3输入的上述本振信号混频，上述合成信号的上述第1频带A成为fLO-(f1～f1+Δf)＝f2-Δf～f2，上述第2频带B成为fLO-(f2-Δf～f2)＝f1～f1+Δf。如此，可相互替换上述合成信号内的上述第1频带A与上述第2频带B。
另外，优选的是，所有的混频器共用上述本振信号。如果所有的混频器共用上述本振信号，那么，即使在混频器的数量较多的情况下，也可由一个本机振荡器供给所有的本振信号，从而能够缩小电路规模，减小功耗。
接着，说明放大器a1、a2和混频器m1、m2的实施例，进而说明4×4开关电路SW2之外的2N×M开关电路SW1的实施例。
图4表示在由双平衡吉尔伯特混频器构成混频器m1、由差动放大电路构成放大器a1时的实施例。
上述双平衡吉尔伯特混频器，具有晶体管差动对Q1·Q2；阻抗元件ZE1，被连接在晶体管差动对Q1·Q2的晶体管Q1(NPN型)的发射极与晶体管差动对Q1·Q2的晶体管Q2(NPN型)的发射极之间；直流电流源I1，与晶体管Q1的发射极连接；直流电流源I2，与晶体管Q1的发射极连接。
另外，还具有晶体管差动对Q5·Q6；晶体管差动对Q7·Q8；阻抗负载ZL1，被连接在晶体管差动对Q5·Q6的晶体管Q5(NPN型)的集电极与基准电压源Vcc之间；阻抗负载ZL2，被连接在晶体管差动对Q7·Q8的晶体管Q8(NPN型)的集电极与基准电压源Vcc之间。
并且，晶体管Q1的集电极与晶体管差动对Q5·Q6的发射极连接，晶体管Q2的集电极与晶体管差动对Q7·Q8的发射极连接，晶体管差动对Q5·Q6的晶体管Q6(NPN型)的集电极与晶体管Q8的集电极连接，晶体管差动对Q7·Q8的晶体管Q7(NPN型)的集电极与晶体管Q5的集电极连接。
另外，晶体管Q5的集电极与阻抗负载ZL1的连接点、晶体管Q8的集电极与阻抗负载ZL2的连接点成为差动输出端子Pout2·Pout2X。
进而，晶体管Q5的基极与晶体管Q8的基极相互连接，成为晶体管差动对Q5·Q6与晶体管差动对Q7·Q8的本振信号输入端子Plo。晶体管Q6的基极与晶体管Q7的基极相互连接，成为晶体管差动对Q5·Q6与晶体管差动对Q7·Q8的本振信号输入端子PloX。
上述差动放大电路，具有晶体管差动对Q3·Q4；阻抗元件ZE2，被连接在晶体管差动对Q3·Q4的晶体管Q3(NPN型)的发射极与晶体管差动对Q3·Q4的晶体管Q4(NPN型)的发射极之间；直流电流源I3，与晶体管Q3的发射极连接；直流电流源I4，与晶体管Q4的发射极连接；阻抗负载ZL3，被连接在晶体管Q3的集电极与基准电压源Vcc之间；阻抗负载ZL4，被连接在晶体管Q4的集电极与基准电压源Vcc之间。
并且，晶体管Q3的集电极与阻抗负载ZL3的连接点、晶体管Q4的集电极与阻抗负载ZL4的连接点成为差动输出端子Pout1·Pout1X。
另外，上述双平衡吉尔伯特混频器所具备的晶体管Q1的基极与上述差动放大电路所具备的晶体管Q3的基极相互连接，上述双平衡吉尔伯特混频器所具备的晶体管Q2的基极与上述差动放大电路所具备的晶体管Q4的基极相互连接，成为由上述双平衡吉尔伯特混频器和上述差动放大电路共用的差动输入端子Pin1·Pin1X。
另外，如上所述，信号重组电路1的放大器a1～aN的增益和混频器m1～mN的增益相同。在由上述差动放大电路构成放大器a1～aN、由上述双平衡吉尔伯特混频器构成混频器m1～mN时，通过将上述双平衡吉尔伯特混频器的阻抗负载ZL1、ZL2的大小以及上述差动放大电路的阻抗负载ZL3、ZL4的大小调整为适当的值，能够使得放大器a1～aN的增益和混频器m1～mN的增益相同。此外，用上述那样的差动型电路构成放大器a1～aN和混频器m1～mN，可以得到一种抗干扰性强、噪声特性优良的电路。
接着，作为2N×M开关电路SW1的实施例，图5表示4×2开关电路SW3的实施例。上述4×2开关电路SW3具备开关sw11、sw12、sw13、sw14、sw15、sw16、sw17、sw18；开关sw11、sw12共用的输入端子PI11；开关sw13、sw14共用的输入端子PI12；开关sw15、sw16共用的输入端子PI21；开关sw17、sw18共用的输入端子PI22；开关sw11、sw13、sw15、sw17共用的输出端子PO1；开关sw12、sw14、sw16、sw18共用的输出端子PO2。
通过采用上述结构，借助于开关sw11～sw18的控制，可以提供从任意的输入端子PI11、PI12、PI21、PI22到任意的输出端子PO1、PO2的通路，也可以阻断从任意的输入端子PI11、PI12、PI21、PI22到任意的输出端子PO1、PO2的通路。
进而，作为上述4×2开关电路SW3的另一实施例，图6表示由差动电压-电流转换电路构成的4×2开关电路SW4的实施例。如果没有特别的说明，被赋予了和4×2开关电路SW3相同的标号的构件具有同样的功能。另外，下述的差动输入端子及差动输出端子是一个晶体管差动对的差动输入端子或差动输出端子，是开关电路的一个输入或输出。
图6所示的4×2开关电路SW4具备开关sw21、sw22、sw23、sw24、sw25、sw26、sw27、sw28。
开关sw21～sw28的每一个均为差动电压-电流转换电路，该差动电压-电流转换电路具备晶体管差动对Q9·Q10；阻抗元件Z1，被连接在晶体管差动对Q9·Q10的晶体管Q9(NPN型)的发射极与晶体管差动对Q9·Q10的晶体管Q10(NPN型)的发射极之间；直流电流源I5，与晶体管Q9的发射极连接；直流电流源I6，与晶体管Q10的发射极连接。
另外，开关sw21、sw22的各自的晶体管Q9的基极相互连接，开关sw21、sw22的各自的晶体管Q10的基极相互连接，由此，构成开关sw21、sw22共用的差动输入端子PI11·PI11X。
同样地，开关sw23、sw24的各自的晶体管Q9的基极相互连接，开关sw23、sw24的各自的晶体管Q10的基极相互连接，由此，构成开关sw23、sw24共用的差动输入端子PI12·PI12X。
同样地，开关sw25、sw26的各自的晶体管Q9的基极相互连接，开关sw25、sw26的各自的晶体管Q10的基极相互连接，由此，构成开关sw25、sw26共用的差动输入端子PI21·PI21X。
同样地，开关sw27、sw28的各自的晶体管Q9的基极相互连接，开关sw27、sw28的各自的晶体管Q10的基极相互连接，由此，构成开关sw27、sw28共用的差动输入端子PI22·PI22X。
另外，4个上述差动输入端子相当于4×2开关电路SW4的4个输入端子。
此外，开关sw22、sw24、sw26、sw28的各自的晶体管Q9的集电极相互连接，开关sw22、sw24、sw26、sw28的各自的晶体管Q10的集电极相互连接，由此，构成差动输出端子PO1·PO1X。
同样地，开关sw21、sw23、sw25、sw27的各自的晶体管Q9的集电极相互连接，开关sw21、sw23、sw25、sw27的各自的晶体管Q10的集电极相互连接，由此，构成差动输出端子PO2·PO2X。
另外，2个上述差动输出端子相当于4×2开关电路SW4的2个输出端子。
开关sw21～sw28通过使各自所具备的直流电流源I5、I6通/断而进行动作，以提供从任意的差动输入端子PI11·PI11X、PI12·PI12X、PI21·PI21X、PI22·PI22X到任意的差动输出端子PO1·PO1X、PO2·PO2X的通路，或者，阻断从任意的差动输入端子PI11·PI11X、PI12·PI12X、PI21·PI21X、PI22·PI22X到任意的差动输出端子PO1·PO1X、PO2·PO2X的通路。
图7表示用于进行开关sw21～sw28各自所具备的直流电流源I5、I6的通/断动作的电路的实施例的图。在图7中，以开关sw21为例进行说明。开关sw21的基本的电路结构已在上述进行了说明，故省略其说明。
如图7所示，作为开关sw21的直流电流源I5、I6具备由晶体管Q11、Q12、Q13(NPN型)构成的电流镜电路、直流电流源I7、开关sw30，借助于开关sw30的通/断，可进行直流电流源I5、I6的通/断动作，其结果，能够进行开关sw21～sw28的动作。
如上所述，通过用差动型电路构成2N×M开关电路SW1，可以得到抗干扰性强、噪声特性优良的2N×M开关电路SW1。
另外，如果将连接在开关sw21～sw28各自所具备的晶体管差动对Q9·Q10的发射极之间的阻抗元件Z1设定为可变，就能够将开关sw21～sw28的电压-电流转换增益设定为可变。图8表示具有上述结构的开关sw21～sw28的实施例。另外，在图8中，以开关sw21为例进行说明。开关sw21的基本的电路结构已在上述进行了说明，故省略其说明。
在图8中，被连接在开关sw21所具备的晶体管差动对Q9·Q10的发射极之间的阻抗元件Z1由下述构成，即串联连接的电阻R1、R2、R3；连接在电阻R2的两端的MOS晶体管M1(n沟道型)；作为MOS晶体管M1的栅极的阻抗控制端子Pctrl。根据被施加给阻抗控制端子Pctrl的电压，MOS晶体管M1导通/截止，其结果，阻抗元件Z1成为可变。
通过采用上述结构，在要求由信号重组电路1输出的信号的输出电平为完全相等的电平的系统的情况下，能够对开关sw21～sw28的电路内的寄生电阻成分或因寄生电容成分而产生的电平的变化进行校正。
此外，为了强化开关sw21～sw28断开时的信号隔离特性，可以采用在开关sw21～sw28内还包括开关的结构。图9表示上述结构的开关sw21～sw28的实施例。另外，在图9中，以开关sw21为例进行说明。开关sw21的基本的电路结构已在上述进行了说明，故省略其说明。
图9表示了在开关sw21所具备的晶体管差动对Q9·Q10的集电极上配置了MOS晶体管Msw1、Msw2(n沟道型)、作为MOS晶体管Msw1、Msw2的栅极的控制端子Psw的结构。根据被施加给控制端子Psw的电压，MOS晶体管Msw1、Msw2导通/截止。
通过采用上述结构，在开关sw21～sw28断开时，使MOS晶体管Msw1、Msw2截止，由此，能够强化信号的隔离特性。
以上，阐述了放大器a1、a2、混频器m1、m2、4×4开关电路SW2之外的2N×M开关电路SW1的实施例。但是，本发明并不限于上述结构。
通过在LNB中配置上述的信号重组电路2，由此，难以出现上述第1合成信号及上述第2合成信号的泄漏和输出电平的差异，并能够实现一种混频器的数量较少的LNB。另外，如果LNB具备图1的2N×M开关电路SW1，就能够将N个合成信号输入信号重组电路。
(实施方式2)图10表示本发明的另一实施方式信号重组电路2内的开关组1B的概略结构。如果没有特别的说明，被赋予和开关组1A相同的标号的构件具有同样的功能。
如图10所示，开关组1B具有低噪声放大器(LNA)lna1、lna2；放大器a1、a2；混频器m1、m2；4×2开关电路SW5；本振信号发生器L1；控制装置S1。另外，输入端子In1、In2是开关组1B的输入端子，输出端子PO1、PO2是开关组1B的输出端子。
低噪声放大器lna1用于对被输入输入端子In1的第1合成信号实施低噪声放大，低噪声放大器lna2用于对被输入输入端子In2的第2合成信号实施低噪声放大。此外，4×2开关电路SW5是2N×M开关电路SW1的一个示例。
下面，对其连接关系进行说明。
低噪声放大器lna1与输入端子Inl连接，低噪声放大器lna1的输出分支为两路，上述被分支为两路的低噪声放大器lna1的输出的一路与放大器a1连接，上述被分支为两路的低噪声放大器lna1的输出的另一路与混频器m1连接。
同样地，低噪声放大器lna2与输入端子In2连接，低噪声放大器lna2的输出分支为两路，上述被分支为两路的低噪声放大器lna2的输出的一路与放大器a2连接，上述被分支为两路的低噪声放大器lna2的输出的另一路与混频器m2连接。
另外，放大器a1、a2的输出、混频器m1、m2的输出与4×2开关电路SW5连接。
此外，由于其动作与上述实施方式1所述的信号重组电路2相同，所以，省略其说明。
关于LNB的噪声特性，较之于信号重组电路后一级的电路而言，信号重组电路前一级的电路对LNB的噪声特性的影响是决定性。因此，通过在输入端子In1、In2与放大器a1、a2、混频器m1、m2之间配置低噪声放大器lna1、lna2，可以得到噪声特性比具备开关组1A的信号重组电路2更为优良的电路，从而也适于对噪声特性要求苛刻的系统。
此外，可以将低噪声放大器lna1、lna2的增益设定为可变。这是因为，如果被输入输入端子In1、In2的信号电平较高，当由低噪声放大器lna1、lna2进行放大时，上述信号将会发生失真。因此，如果将低噪声放大器lna1、lna2的增益设定为可变，那么，在上述的情况下，就能够减小低噪声放大器lna1、lna2的增益，从而抑制上述信号的失真。
如上所述，通过在放大器a1、a2、混频器m1、m2的前一级设置低噪声放大器lna1、lna2，能够得到噪声特性更为优异的信号重组电路2。
在本实施方式的集成电路装置中，将上述2N×M开关部配置于上述N个频带转换部和上述N个放大部的后一级。因此，在N＜M时，可以将上述N个频带转换部所具备的混频器的数量设定得比过去少，从而能够实现低成本化。
在本实施方式的集成电路装置中，除上述结构之外，还可以为，上述放大部具有与上述N个频带转换部的增益相等的增益。
根据上述结构，通过使上述N个放大部的增益与上述N个频带转换部的增益相等，即使是在分别设置上述进行输入信号的频率转换的通路和不进行频率转换的通路，也能够使得上述输入信号的输出电平相等。
在本实施方式的集成电路装置中，除上述结构之外，还可以为，上述N个放大部由差动放大电路构成。
根据上述结构，由于上述差动放大电路为差动输入输出结构，所以，通过将上述差动放大电路用作上述N个放大部，与单结构相比较而言，能够得到抗干扰性较强、噪声特性优异的上述N个放大部。
在本实施方式的集成电路装置中，除上述结构之外，还可以为，上述N个频带转换部由双平衡吉尔伯特混频器构成。
根据上述结构，由于上述双平衡吉尔伯特混频器为差动输入输出结构，所以，通过将上述双平衡吉尔伯特混频器用作上述N个频带转换部，能够得到抗干扰性较强、噪声特性优异的上述N个频带转换部。
在本实施方式的集成电路装置中，除上述结构之外，还可以为，上述N个频带转换部，对上述N个输入信号所具有的被包含在第1频带内的信号和被包含在不与上述第1频带重叠的第2频带内的信号，使上述频带不相互重叠地实施频率转换。
根据上述结构，通过使第1频带和低2频带不相互重叠地实施频率转换，可以减少上述输入信号的干扰、妨害。例如，另外，上述第1频带是上述现有技术部分所述的高频带，上述第2频带是上述现有技术部分所述的低频带。
在本实施方式的集成电路装置中，除上述结构之外，还可以为，当上述第2频带的频率高于上述第1频带时，为进行上述N个频带转换部的频率转换而被输入上述N个频带转换部的本振信号的信号频率可以设定为上述第1频带内最低的频率与上述第2频带内最高的频率相加后所得到的频率。
根据上述结构，通过如上所述地设定上述本振信号的频率，上述N个频带转换部能够使上述输入信号的上述第1频带与上述第2频带不相互重叠地实施频率转换。
在本实施方式的集成电路装置中，除上述结构之外，还可以为，当上述第2频带的频率低于上述第1频带时，为进行上述N个频带转换部的频率转换而被输入上述N个频带转换部的本振信号的信号频率可以设定为上述第1频带内最高的频率与上述第2频带内最低的频率相加后所得到的频率。
根据上述结构，通过如上所述地设定上述本振信号的频率，上述N个频带转换部能够使上述输入信号的上述第1频带与上述第2频带不相互重叠地实施频率转换。
在本实施方式的集成电路装置中，除上述结构之外，还可以为，为进行上述N个频带转换部的频率转换而被输入上述N个频带转换部的本振信号的信号频率可以设定为由所有N个频带转换部共用。
根据上述结构，由于被输入上述N个频带转换部的本振信号被所有的频带转换部共用，所以，即使在上述N个频带转换部的数量增多的情况下，也可由一个本机振荡器供给所有的本振信号，从而能够缩小电路规模，减小功耗。
在本实施方式的集成电路装置中，除上述结构之外，还可以为，在上述N个输入的每一个与各分支的上述放大部及上述频带转换部之间配置低噪声放大部。
根据上述结构，通过在上述N个输入与上述N个放大部及上述N个频带转换部之间配置低噪声放大部，可以改善噪声特性，从而也能够适应对噪声特性要求苛刻的系统。
在本实施方式的集成电路装置中，除上述结构之外，还可以为，上述低噪声放大电路的增益可变。
例如，如果上述输入信号电平较高，当由低噪声放大部实施进一步放大时，上述信号将会发生失真。因此，如果上述低噪声放大电路的增益可变，那么，在上述的情况下，就能够减小低噪声放大电路的增益，从而抑制上述输入信号的失真。
在本实施方式的集成电路装置中，除上述结构之外，还可以为，上述2N×M开关部由差动电压-电流转换电路构成。
根据上述结构，上述差动电压-电流转换电路是差动输入输出结构，由于输入阻抗较高，将上述差动电压-电流转换电路用作上述2N×M开关部，从而能够得到抗干扰性强、噪声特性优异的上述2N×M开关部。
在本实施方式的集成电路装置中，除上述结构之外，还可以为，关于上述差动电压-电流转换电路，通过偏压控制来切换上述差动电压-电流转换电路的通/断。
通过采用上述结构，可以进行上述2N×M开关部的动作。
在本实施方式的集成电路装置中，除上述结构之外，还可以为，上述差动电压-电流转换电路的电压-电流转换增益可变。
例如，在要求由本实施方式的上述集成电路装置输出的信号的输出电平为完全相等的电平的系统的情况下，如上所述，通过将上述差动电压-电流转换电路的电压-电流转换增益设定为可变，就能够对上述差动电压-电流转换电路内的寄生电阻成分或因寄生电容成分而产生的电平的变化进行校正。
在本实施方式的集成电路装置中，除上述结构之外，还可以为，上述差动电压-电流转换电路还具备开关，借助于该开关的通/断，可以使上述差动电压-电流转换电路的输出导通或者阻断。
根据上述结构，通过在上述差动电压-电流转换电路的开关部进一步增加开关，可进一步改善上述差动电压-电流转换电路与其后一级的电路之间的隔离特性。
本发明的上述具体实施方式
或实施例只是用于阐述本发明的技术内容的示例。本发明并不限于上述具体实施方式
或实施例，不应对其进行狭义的解释。在本发明的精神和权利要求的范围内，可进行各种变更来实施之。
权利要求
1.一种集成电路装置，其特征在于，具有N个输入；M个输出；N个放大部，被输入上述N个输入的N个输入信号分别分支为两路，对上述分别分支为两路的输入信号的一路实施放大；N个频带转换部，对上述分别分支为两路的输入信号的另一路实施频率转换；以及
2N×M开关部，由上述N个放大部和上述N个频带转换部输出的共计2N个输出信号作为2N个输入信号被输入，进行控制使得将选自上述2N个输入信号的信号分别输出到选自上述M个输出的输出。
2.根据权利要求1所述的集成电路装置，其特征在于上述N个放大部具有与上述N个频带转换部的增益相同的增益。
3.根据权利要求1所述的集成电路装置，其特征在于上述N个放大部是差动放大电路。
4.根据权利要求1所述的集成电路装置，其特征在于上述N个频带转换部是双平衡吉尔伯特混频器。
5.根据权利要求1所述的集成电路装置，其特征在于上述N个频带转换部，对上述N个输入信号所具有的被包含在第1频带内的信号和被包含在不与上述第1频带重叠的第2频带内的信号，使上述频带不相互重叠地实施频率转换。
6.根据权利要求5所述的集成电路装置，其特征在于当上述第2频带的频率高于上述第1频带时，为进行上述N个频带转换部的频率转换而被输入上述N个频带转换部的本振信号的信号频率为上述第1频带内最低的频率与上述第2频带内最高的频率相加后所得到的频率。
7.根据权利要求5所述的集成电路装置，其特征在于当上述第2频带的频率低于上述第1频带时，为进行上述N个频带转换部的频率转换而被输入上述N个频带转换部的本振信号的信号频率为上述第1频带内最高的频率与上述第2频带内最低的频率相加后所得到的频率。
8.根据权利要求1所述的集成电路装置，其特征在于为进行上述N个频带转换部的频率转换而被输入上述N个频带转换部的本振信号由N个频带转换部共用。
9.根据权利要求1所述的集成电路装置，其特征在于在上述N个输入的每一个与各分支的上述放大部及上述频带转换部之间配置低噪声放大部。
10.根据权利要求9所述的集成电路装置，其特征在于上述低噪声放大部的增益是可变的。
11.根据权利要求1所述的集成电路装置，其特征在于上述2N×M开关部由差动电压-电流转换电路构成。
12.根据权利要求11所述的集成电路装置，其特征在于关于上述差动电压-电流转换电路，通过偏压控制来切换上述差动电压-电流转换电路的通/断。
13.根据权利要求11所述的集成电路装置，其特征在于上述差动电压-电流转换电路的电压-电流转换增益是可变的。
14.根据权利要求11所述的集成电路装置，其特征在于上述差动电压-电流转换电路还具备开关，借助于该开关的通/断，使上述差动电压-电流转换电路的输出导通或者阻断。
15.一种低噪声下变频器，其特征在于权利要求1至14中的任意一项所述的集成电路装置被用于上述低噪声下变频器所具备的信号重组电路。
全文摘要
本发明提供一种适于能够减少输入信号的泄漏的信号重组电路(1)的集成电路装置。信号重组电路(1)具有N个输入(In1～InN)；M个输出(PO1～POM)；N个放大部(a1～aN)，被输入上述N个输入(In1～InN)的N个输入信号分别分支为两路，对上述分别分支为两路的2N个输入信号的一路实施放大；N个频带转换部(m1～mN)，对上述分别分支为两路的2N个输入信号的另一路实施频率转换；以及2N×M开关部(SW1)，将由上述N个放大部(a1～aN)和上述N个频带转换部(m1～mN)输出的上述2N个输出信号输出到上述M个输出(PO1～POM)中的任一个，或者不对上述M个输出(PO1～POM)输出上述输出信号。
文档编号H04B1/26GK1913374SQ200610111180
公开日2007年2月14日 申请日期2006年8月9日 优先权日2005年8月10日
发明者樱井祥嗣, 中野佳明 申请人:夏普株式会社