专利名称：用于中频收发机中可选择高/低端注入的电路和方法
技术领域：
本发明一般地涉及电子电路，更具体地，涉及用于无线通信的电路。
背景技术：
在无线电接收机中，对于采用多个频道(例如，2.4GHz工业、科学和 医用(ISM)频带)的系统而言，选择性是重要的技术要求。选择性是在 具有不期望的信道频率(不期望的，Fu)的其他信号存在时，接收期望信 道频率(期望的，Fd)的能力。这类似于一个人收听在满屋对话的房间里 发生的某一对话。
通过使用带通滤波器(BPF)实现了一种抑制Fu (并且仅"收听" Fd)的方法，BPF仅允许Fd通过它以用于无线电电路的进一步处理。设 计在输入RF频率(在此情况下是2.4GHz)的BPF可能是十分困难及/或 高成本的。
例如，如果信道频率相隔lMHz，则BPF带宽必须近似为1Mhz以抑 制其他信道。对于射频(RF) BPF (2.4GHz/lMHz)而言这将需要Q为 2400，然而对于具有10 MHz (10 MHz/lMHz)的中频(IF)的BPF而 言，Q仅为IO。设计Q为2400的BPF可能是困难且高成本的，因此需要 创建IF并执行在IF的滤波。
在许多低IF的收发机中，发射机工作在与本地振荡器(LO)相同的 频率，然而接收机不是这样。当与发射机LO相对照时，接收机LO必须 移动与IF频率相等的频率增量。假设仅存在一个本地振荡器，则这需要频率合成器的锁相环(PLL)重新锁定。无线电设计中的传统技术使用混频器来执行频率转换(即，将两个频率(Fl、 F2)相乘以获得和频和差频(Fout) =M*F1 +/-N*F2 (其中M 或N = 1, 2, 3, ...) = Fl + F2, Fl- F2, 2*F1 +/- F2， 2*F2 +/- Fl, 3*F1 +/- 2*F2, 等等)。一种简单情况是其中用户希望将输入RF信号(例如FRF = 2.402GHz)转换为IF (例如1MHz)。通过将Frf与本地振荡器频率 (LO) FL0= 2.401 GHz混频来完成上述的转换。应注意，Frf在FL0 "之 上"lMHz。现观察到Frf= 2.400GHz (在LO "之下"1MHz)也产生 1MHz的差频(实际上是-lMHz，在频谱反相时被描述为+lMHz)。因 此，对于Fw为2.401GHz并且IF为1Mhz的情况，2.400GHz是Frf = 2.402GHz的"镜像(image) " (FImage)。采用用于频率转换的混频器的无线电设备容易受到其镜像频率的干 扰。诸如使用镜像消除混频器之类的传统技术可避免此干扰。对于IF为 2MHz并且Fu)为2.401GHz (未改变)的情况，F处=2.403GHz并且FImage =2.339GHz。还应注意，根据哪个RF信号具有希望接收的频率，F处和 F^ge的角色可互换。可替代地， 一个无线电设备可使用没有镜像的零IF 接收机。在图1中示出此重新锁定PLL的传统需求的例子，其中图1是示出在 根据传统技术的两个收发机之间进行通信的方法的框图。参考图1，在虚线的左侧示出第一收发机的操作，而在虚线的右侧示 出第二收发机的操作。第一和第二收发机均仅包含单个LO。第一和第二 收发机的发射机总是在它们相应的LO的频率上发射。最初，第一收发机在2402MHz向第二收发机发射(图1的左上角到 右上角)。第二收发机的接收机被设定为在2402MHz接收，然而为了执 行混频操作以将接收信号下变频到1MHzIF，第二收发机的LO被设定为 2403MHz 。第一收发机预期从第二收发机接收如下的确认，即从第一收发机发射 的信号被接收。因为第一收发机预期在2403MHz从第二收发机接收信号，所以第一和第二收发器均必须在第一收发机向第二收发机发射之后改 变它们各自的LO频率。也就是说，第二收发机必须将其LO的频率从2403MHz改变到 2402MHz以向第一收发机进行发射。类似地，为了执行混频操作以将从第 二收发机接收的信号下变频到1 MHz IF，第一收发机必须将其LO的频率 从2402MHz改变到2403MHz。根据如上所述的传统技术，每次发送数据突发(data burst)时，第一 收发器和第二收发器二者的LO频率必定会发生至少一次改变。然而，改 变LO频率可能需要大量的时间，因为PLL不能立即被设定为新的频率。 通常，PLL需要一些时间才能稳定在新的LO频率上。在LO频率的每次 改变时重新锁定PLL意味着数据递送中的一些等待时间(latency)。重新 锁定PLL所需的额外时间还意味着，对于每个数据组第一和第二收发器必 须被供电更长的时间量，这消极地影响到电流消耗和电池寿命。另一传统的解决办法是具有两个独立的LO， 一个LO用于接收， 一个 LO用于发射。然而，此传统解决办法需要更多的功耗和芯片面积，这些 也是不期望的。此外，存在因两个振荡器之间可能的交互作用("推移 (pulling)")所致的设计困难。期望具有更快的PLL锁定时间以及更低的电流消耗。在电池供电的应 用中期望更低功率的PLL，并且当以短突发形式发射/接收数据(其中长低 功率空闲时间和/或PLL锁定时间是用于发送/接收数据分组的时间的大部 分)时，还期望更快的锁定时间。本发明的实施例致力于解决相关技术的这些及其他缺点。
图1是示出在根据传统技术的两个收发机之间的通信的方法的框图。 图2是示出根据本发明的某些实施例的可选择高/低端注入的方法的示图。图3是进一步示出图2中描述的改进的可选择高/低端注入的方法的流 程图。图4是示出根据本发明的某些实施例的接收机电路的框图。 图5是示出根据本发明的某些实施例的接收机电路的框图。 图6是示出适用于本发明的实施例的可选择反相器的电路图。
具体实施方式
在以下的段落中，根据本发明的某些实施例描述在低IF收发机中实现 了快速转换(fast turn around)的、改进的可选择高/低端注入的方法和电 路。本发明的实施例通过利用接收机的镜像频率，在传统技术的基础上进 行了改进。根据本发明的实施例，外差接收机使用这样的中频(IF)，在该IF检 测(解调)信号。在许多新型集成接吹机中，IF通常从1 MHz到3MHz， 并且有时被称作"低IF"，因为IF频率大体上与系统的信道间隔在同一 数量级上。由于"低IF"是一个相对的术语，所以不应将其解释为应用到 任一特定的频率范围。将2.4GHz频带设备中的1MHz IF用作示例，低IF接收机具有被调谐 到(在一个示例性实施例中)2403MHz的LO。这个本地振荡器被注入到 混频器，该混频器基于LO和RF输入生成和频和差频作为其输出。在上述假设示例中，在2.402GHz的输入RF信号被向下混频到1MHz IF (2403MHz - 2402MHz)并被检测。然而，在2.404GHz的输入RF信号 也可被向下混频到-lMHz IF (2403MHz - 2404MHz)并被检测。这给出根 据哪个输入RF信号具有期望的信道频率Fd的上至两种的不同情况。高端注入的情况是LO频率大于期望RF频率的情况。在此情况下， 期望RF信道频率Fd是2402MHz, LO频率是2403MHz，并且不期望的频 率Fu (或镜像频率)是2404MHz,因为如果RF输入是2404MHz则混频 器的输出是-lMHz (2403MHz - 2404MHz)。高端注入指代LO频率大于期望RF频率的情况。低端注入的情况是LO频率小于期望RF频率的情况。在此情况下， 期望rf信道频率Fd是2404MHz， LO频率是2403MHz，并且不期望的频 率Fu (或镜像频率)是2402MHz。低端注入指代LO频率小于期望RF频率的情况。图2是示出根据本发明的某些实施例的可选择高/低端注入的方法的示 图。图3是进一步示出根据本发明的某些实施例的改进的可选择高/低端注 入的方法的流程图。参考图2，在虚线左侧示出主收发机的操作，而在虚线右侧示出从收发机的操作。主和从收发机均仅包含单个LO。主和从收发机的发射机总 是在它们相应的LO的频率上发射。在主单元中，LO被设定为2402MHz，所以从单元应被设定为在该频 率接收。从单元LO被设定为2403MHz，然后输入RF信号被下变频为 lMHz IF。从单元的接收机被配置用于抑制高端镜像，并且仅接收低端信 号。与初始RF频谱比较，从设备的接收频谱在lMHz IF被反相。在FSK 调制的情况下数据被反相，从而使得通过使用反相器容易地处理数据。在从单元中，LO被设定为2403MHz，并且主单元应被设定为在该频 率接收。如上文所指示的，主单元的LO被设定为2402MHz，并且主单元 也将接收信号下变频到lMHz。然而，主单元的接收机被配置用于抑制低 端镜像，因为它仅期望接收高端信号。因此，如图2所示，主单元被配置用于执行低端注入，而从单元被配 置用于执行高端注入。这与图1所示的传统解决办法形成了对照，在传统 解决办法中第一和第二收发机均被配置用于执行高端注入。类似地，将第 一和第二收发机均配置用于执行低端注入也是传统的。为了使用此方法进行连接，主和从设备优选地协商以确定它们中的哪 个将维持其缺省注入状态(维持相同的LO频率)，而另一个改变其注入 模式(切换到另一 LO频率)。换言之，将主和从设备之一设定用于低端 注入，而将主和从设备中的另一个设定用于高端注入。出于本发明的目的，术语主和从仅指示主设备是这样的设备，其在主 和从设备之间执行协商以确定它们中的哪个将维持缺省注入状态而另一个 改变其注入模式和LO频率。在某些情况中，协商的结果可能不需要主和 从设备中的任何改变，因为它们可能已经以适当的方式被配置，即主和从 单元之一执行高端注入，而另一个执行低端注入。在本发明的替代实施例中，可完全省略协商过程。例如，当从制造厂 发送来两个必须成对使用的设备并且这两个设备被预先配置使得一个设备 执行高端注入而另一个设备执行低端注入时，可出现这种情况。两个这样的设备的示例例如可以是无线键盘和USB适配器(dongie)。在本发明的优选实施例中，因为任一个单元可以是主单元或从单元， 所以每个设备都能够在注入的高端和低端模式之间进行切换。根据所描述的本发明的实施例，改进的解决办法使得主和从设备中每个设备中的LO 频率均能够对于接收模式和发射模式二者维持在相同频率。图3是进一步示出图2中描述的改进的可选择高/低端注入的方法的流 程图。图3的流程图示出该方法中的某些示例性处理，而并不必示出该方 法中的所有处理。此外，图3中示出的所有示例性处理并不一定是实践本 发明的实施例所必需的。也就是说，发明方面可存在于少至图3所示的一 个示例性的处理。参考图3，根据本发明的某些实施例，在处理310，在主收发机和从 收发机之间发生协商。协商处理310用于确定主和从收发机中的哪个将维 持其缺省注入状态(维持相同的LO频率)，而主和从收发机中的另一个 改变其注入模式(切换到另一LO频率)。如图3所示，在主和从收发机之间的协商处理是可选的。例如，根据 其他的实施例，需要成对使用的两个收发机可能被预先配置使得一个收发 机执行高端注入而另一个收发机执行低端注入。两个这样的收发机的示例 例如可以是无线键盘和USB适配器。在这样的情况中则不需要协商。在处理320，基于协商处理310的结果，主和从收发机之一的注入模 式被改变。该改变导致对主和从收发机进行配置以使得主和从收发机之一 被配置用于高端注入，而主和从收发机的另一个被配置用于低端注入。如图3所示，处理320也是可选的。例如，可以是这样的情况处理 310的结果确定主和从收发机已经被配置使得主和从收发机之一被配置用 于高端注入而主和从收发机中的另一个被配置用于低端注入。在这样的情 况下就不必改变主或从收发机之一的配置。在处理330，自主收发机向从收发机的发射发生。在发射时，主收发机的LO具有频率FLO(M) = X HZ，而从收发机的LO具有频率FL0(S) = Y HZ。自主收发机发射的信号也在XHZ。如果Y〉X，则从收发机执行高 端注入。然而，如果Y < X，则从收发机执行低端注入。对于图2中给出 的具体示例，因为FLO(M) = 2402MHz并且FLO(s) = 2403MHz，所以由从设 备执行高端注入。在处理340，自从收发机向主收发机的发射发生。在处理330和处理 340之间，主收发机的LO维持在频率FLOW = X HZ，而从收发机的LO维 持在频率FL(XS) = Y HZ。自从收发机发射的信号也在Y Hz。如果X > Y， 则主收发机执行高端注入。然而，如果X<Y，则主收发机执行低端注 入。对于图2中给出的具体示例，因为FLCXM) = 2402MHz并且FL(XS)= 2403MHz，所以由主设备执行低端注入。图4是示出根据本发明的某些实施例的接收机电路400的框图。参考图4，接收机电路400包含来自天线410和低噪声放大器420的 输入，低噪声放大器具有输出和耦合到天线的输入的输入。接收机电路400还包含均耦合到低噪声放大器420的输出的正交混频 器430和同相混频器440。接收机电路400还包含本地振荡器LO 450，其输出直接连接到同相混 频器440。接收机电路400还包含第一正交移相模块460，它在将LO 450的输出 作为输入供应到正交混频器430之前将其移相四分之一波长(兀/2)。接收机电路400还包含第二正交移相模块470。第二正交移相模块 470耦合到正交混频器430的输出，并将四分之一波长(兀/2)的相移补偿 给正交混频器的输出。接收机电路400还包含可选择反相器490。可选择反相器490的输入 包含同相混频器440的输出和外部控制信号EXT。可选择反相器490被配 置用于根据外部控制信号EXT的状态生成同相混频器440的输出或者同相 混频器的输出的反相版本，作为输出。接收机电路400还包含求和器480。求和器480对第二正交移相模块 470的输出和可选择反相器490的输出执行求和功能，从而产生中频IF输出。图5是示出根据本发明的某些实施例的电路500的框图。参考图5，接收机电路500包含来自天线510和低噪声放大器520的 输入，低噪声放大器具有输出和耦合到天线的输入的输入。接收机电路500还包含均耦合到低噪声放大器520的输出的正交混频 器530和同相混频器540。接收机电路500还包含本地振荡器LO 550，其输出直接连接到同相混 频器540。接收机电路500还包含第一正交移相模块560，它在将LO 550的输出 作为输入供应到正交混频器530之前将其移相四分之一波长(W2)。接收机电路500还包含可选择反相器570。可选择反相器570的输入 包含同相混频器540的输出和外部控制信号EXT。可选择反相器570被配 置用于根据外部控制信号EXT的状态生成同相混频器540的输出或者同相 混频器的输出的反相版本，作为输出。接收机电路500还包含耦合到同相混频器540和正交混频器530的输 出的复数带通滤波器(BPF) 580。 BPF 580包含中频同相输出(IF I)和 中频正交输出(IFQ)。在IFI和IFQ的输出中，通过使用复数BPF已经 抑制了镜像频率。虽然在图4和图5所示的本发明的实施例中包含低噪声放大器420、520，然而在替代实施例中低噪声放大器不需要存在。例如，如果可实现整体系统需求(例如增益、噪声指数等)而无需使用低噪声放大器，则可将天线输出直接连接到镜像抑制结构的输入。图4和图5的接收机电路400、 500二者是敏捷的(agile)，在此出于本发明的目的，术语"敏捷的"指代用户可配置接收机电路以抑制低端镜 像或者高端镜像的情况。用户可完成这样的配置，因为在图4和图5所示的电路中，在混频器 或移相器的任一端口的任一信号可被简单地反相，然后相对端将被抑制。 也就是说，通过改变混频器或移相器中任一个上的信号之一的极性，可致 使电路400、 500抑制LO之上的RF信号并使另一个RF信号通过，或者可替代地，致使电路抑制LO之下的RF信号并使另一个RF信号通过。换 言之，可配置接收机电路400、 500以执行高端注入或低端注入。被外部信号EXT控制的可选择反相器490和570的存在提供接收机电 路400、 500的敏捷性。根据控制信号EXT的状态，可选择反相器490、 570生成与可选择反相器的非外部输入相同的输出，或与可选择反相器的 非外部输入的反相版本相同的输出。在电路400、 500内的可选择反相器490、 570的示出位置是示例性 的。由于通常在较低频率更容易将信号反相，所以根据本发明的优选实施 例，在信号已经被下变频为IF之后，在任一个混频器的输出处将信号反 相。在图4和图5中示出这样的情况。可替代地，在电路400中，可选择反相器490可被置于电路节点A和 求和器480之间的或电路节点B和求和器480之间的信号路径中的任何位 置。类似地，在电路500中，可选择反相器570可被置于电路节点A和 CBPF 580之间的或电路节点B和CBPF 580之间的信号路径中的任何位 置。图6是示出适用于本发明的实施例的可选择反相器600的电路图。具 体地，图4和图5的可选择反相器490和570可具有如可选择反相器600 所示的结构。可选择反相器600包含反相器610和由外部控制信号EXT控制的两位 置转换开关620。根据外部控制信号EXT的状态，可选择反相器600在输 出OUT处生成在输入IN处出现的信号，或者在输入IN处出现的信号的 反相版本。图6的可选择反相器600的结构很简单，本领域内的技术人员必定能 够制成许多其他的等效电路或结构，然而这些电路或结构执行如下的等效 功能在可选择反相器的输出处选择性地提供输入信号或输入信号的反相 版本。在本发明的替代实施例中，可通过使用差分信号来实现电路400和 500，在此差分对包含真实信号和真实信号的互补信号。USB信号例如是 差分信号。在此情况下，可选择反相器490和570的功能是响应于外部控制信号EXT的状态，选择性地切换真实信号和相应的互补信号。通过使用 差分开关或其他等效电路可容易地完成这些操作，然而为理解此发明并不 需要对这些细节进行附加说明。在如上所述的本发明的实施例中，电路400、 500的示出元件使电路 具有自动抑制不期望的信号的能力，即电路能够执行镜像抑制。然而，在根据本发明的其他实施例的替代电路中，电路可能不包含执 行镜像抑制所需要的元件。例如，虽然不太可能，但是可以想到可能存在 其中不出现镜像频率(无干扰)的某些实施例。在此情况下，不需要执行 镜像抑制。然而，在根据本发明的实施例的在两个收发机之间进行通信的 方法至少仍是有用的，因为如在上文中说明的，它消除了与改变LO频率 的需求相应的等待时间。在本发明的替代实施例中，改进的解决办法可与任一外差系统一起使 用，其中由最终的IF区分主从。也就是说，在接收机中可存在多个转换。 此外，改进的解决办法可以任一IF频率工作。如在本发明中使用的，术语 "低IF"是一个相对的术语，不应被解释为应用到任一特定的频率范围。根据本发明的实施例，重要的优点之一是这些实施例在从接收模式切 换到发射模式时，消除了重新锁定频率合成器锁相环(PLL)的需要。这 改善了数据递送中的等待时间，并改善了电池寿命，因为设备不必为了发 送/接收数据分组而保持接通很长时间。此外，根据本发明的实施例，从高端注入模式切换到低端注入模式是 很简单的事。如上所述，镜像抑制电路结构内部的任一信号可被简单地反相。另一重要优点是，在使用低中频(IF)的收发机中，本发明的实施例 允许从发射模式到接收模式的快速转换。根据本发明的实施例，LO或频 率合成器对于发射和接收维持在相同频率，从而使得每次模式改变时不会 发生PLL锁定时间。本发明的实施例很好地适用于执行除本发明描述的处理之外的各种其 他处理，或本发明描述的处理的变体，并且以不同于在本发明中描述的顺 序来执行。根据本发明的某些实施例，可由处理器或其他电元件及电子元件执行本发明中描述的处理，例如能够执行包含代码(代码包含在计算机 可用的介质中)的计算机可读指令以及计算机可执行指令的元件。为清楚起见，从本发明中省略其实施例的许多细节，以及设计并制造 本发明所主张的电路的方法的许多细节，这些细节广泛为人所知并且与本 发明不相关。应理解，贯穿此说明书的参考"一个实施例"或"实施例"意味着结 合实施例描述的特定特征、结构或特性被包含在本发明的至少一个实施例 中。因此，在此强调并应理解，在此说明书中多处出现的两个或多个参考 "实施例"或"一个实施例"或"替代实施例"，并不是都必须参考相同 的实施例。此外，可将特定的特征、结构或特性适当地结合在本发明的一 个或多个实施例中。 ，类似地，应理解在对本发明的示例性实施例的前述描述中，为了简单 化帮助理解一个或多个不同发明方面的本发明，本发明的多个特征有时被 组合在它的单个实施例、示图或者描述中。然而，本发明的方法不应被解 释为反映这样的意图，即所主张的发明需要比在每个权利要求中明确记载 的特征更多的特征。更确切地，如以下的权利要求书所反映的，发明方面存在于比单个前 述公开实施例的所有特征更少的特征中。因此，在此明确地将具体实施方 式之后的权利要求并入此具体实施方式
，每个权利要求作为本发明的个别 实施例而独立。
权利要求
1.一种接收机电路，包括本地振荡器(LO)，用于在所述接收机电路的第一电路节点生成第一信号，所述第一信号具有LO频率；第一混频器，用于接收从所述接收机电路的第二电路节点起源的第二信号，用于接收从所述第一电路节点起源的第三信号，并且用于生成第一混频器输出，所述第二信号具有期望的射频(RF)；第二混频器，用于接收所述第二信号，用于接收从所述第一电路节点起源的第四信号，并且用于生成第二混频器输出；转换器电路，用于接收从所述第一混频器输出起源的第五信号，用于接收从所述第二混频器输出起源的第六信号，并且用于生成中频(IF)信号；以及被置于从如下的组中选择的所述接收机电路的某一位置的可选择反相器，所述组由如下位置组成耦合在所述第一电路节点和所述第一混频器之间的第一位置，耦合在所述第一电路节点和所述第二混频器之间的第二位置，耦合在所述第二电路节点和所述第一混频器之间的第三位置，耦合在所述第二电路节点和所述第二混频器之间的第四位置，耦合在所述第一混频器输出和所述转换器电路之间的第五位置，和耦合在所述第二混频器输出和所述转换器电路之间的第六位置。
2. 如权利要求1所述的接收机电路，所述可选择反相器被置于从由所 述第五位置和所述第六位置组成的组中选择的所述接收机电路的某一位 置。
3. 如权利要求1所述的接收机电路，其中所述接收机电路是敏捷的。
4. 如权利要求3所述的接收机电路，所述可选择反相器用于响应于外部控制信号，选择性地提供所述可选择反相器的输入或者所述输入的反相 版本作为输出。
5. 如权利要求4所述的接收机电路，所述可选择反相器用于响应于所 述外部控制信号，将所述接收机电路置于高端注入模式或者低端注入模式中。
6. 如权利要求5所述的电路，其中所述接收机电路被配置用于抑制所 述期望频率的镜像频率。
7. 如权利要求4所述的接收机电路，从由求和器和复数带通滤波器组 成的组中选择所述转换器电路。
8. —种接收机电路，包括在本地振荡器的输出和第一混频器的第一输入之间的第一信号路径， 所述LO用于生成具有LO频率的信号；在所述LO的输出和第二混频器的第一输入之间的第二信号路径； 在第一电路节点和所述第一混频器的第二输入之间的第三信号路径，所述第一电路节点用于划分具有期望射频(RF)信号的传入信号；在所述第一电路节点和所述第二混频器的第二输入之间的第四信号路径；在所述第一混频器的输出和转换器电路之间的第五信号路径； 在所述第二混频器的输出和所述转换器电路之间的第六信号路径，所述转换器电路用于基于通过所述第五信号路径和所述第六信号路径到达的输入生成中频(IF)输出；以及可选择反相器，被配置用于向所述接收机电路提供敏捷性，所述可选择反相器被置于从如下的组中选择的信号路径中，所述组由所述第一、第二、 第三、第四、第五和第六信号路径组成。
9. 如权利要求8所述的接收机电路，所述可选择反相器被配置用于通 过将沿着从如下的组中选择的信号路径发送的信号反相，在高端注入模式 和低端注入模式之间切换所述接收机电路，所述组由所述第一、第二、第三、 第四、第五和第六信号路径组成。
10. 如权利要求9所述的接收机电路，所述可选择反相器被置于从由 所述第五信号路径和所述第六信号路径组成的组中选择的信号路径中。
11. 如权利要求9所述的接收机电路，所述接收机电路被配置用于抑 制所述期望RF信号的镜像频率。
12. 如权利要求9所述的接收机电路，所述可选择反相器被配置用于响应于外部控制信号，使沿着所述信号路径发送的信号反相。
13. 如权利要求8所述的接收机电路，从由求和器和复数带通滤波器 组成的组中选择所述转换器电路。
14. 一种在具有设定在第一频率的第一本地振荡器的第一收发机和具 有设定在第二频率的第二本地振荡器的第二收发机之间进行通信的方法， 所述方法包括从所述第一收发机向所述第二收发机发射第一信号，所述第一信号具 有所述第一频率；从所述第二收发机向所述第一收发机发射第二信号，所述第二信号具 有所述第二频率；在所述第一收发机接收所述第二信号；并且在所述第一信号的发射期间，在所述第一信号的接收期间，在所述第 二信号的发射期间，以及在所述第二信号的接收期间，将所述第一本地振 荡器维持在所述第一频率，并将所述第二本地振荡器维持在所述第二频 率。
15. 如权利要求14所述的方法，还包括，在发射所述第一信号之前， 在所述第一收发器和所述第二收发器之间进行协商以确定所述第一和第二 收发机中的哪个将维持在执行第一注入模式的配置中，以及所述第一和第 二收发机中的哪个将改变到执行第二注入模式的配置，所述第二注入模式 与所述第一注入模式相反。
16. 如权利要求15所述的方法，其中所述第一和第二注入模式之一是 高端注入模式，其中所述第一和第二注入模式中的另一模式是低端注入模 式，并且其中所述第二信号被作为所述第一信号的接收确认发射。
17. 如权利要求15所述的方法，还包括将所述第一和第二收发机之一 改变到执行所述第二注入模式的所述配置。
18. 如权利要求17所述的方法，其中将所述第一和第二收发机之一改 变到执行所述第二注入模式的所述配置包括使所述第一和第二收发机之一 的内部信号反相。
19. 如权利要求15所述的方法，还包括配置所述第一收发机以抑制所述第二频率的镜像。
20. 如权利要求19所述的方法，还包括配置所述第二收发机以抑制所4述第一频率的镜售
全文摘要
一种在具有设定在第一频率的第一本地振荡器的第一收发机和具有设定在第二频率的第二本地振荡器的第二收发机之间进行通信的方法。该方法包含从第一收发机向第二收发机发射具有第一频率的第一信号，从第二收发机向第一收发机发射具有第二频率的第二信号，以及在第一收发机接收第二信号。该方法还包含在第一信号的发射期间，在第一信号的接收期间，在第二信号的发射期间，以及在第二信号的接收期间，将第一本地振荡器维持在第一频率并将第二本地振荡器维持在第二频率。
文档编号H04B1/16GK101273537SQ200680024245
公开日2008年9月24日 申请日期2006年6月30日 优先权日2005年6月30日
发明者拉塞尔·R·穆恩, 马克·R·格泽 申请人:赛普拉斯半导体公司