通信系统中的信道评估的制作方法

专利名称：通信系统中的信道评估的制作方法
技术领域：
本发明大体涉及电信，且更具体来说涉及通信系统中的信道评估的技术。
背景技术：
在典型电信系统中，待传输的数据用例如涡轮编码器(turbo coder)的编码器而加以 编码，其产生称作"程序码符号"的符号序列。若干程序码符号可经分块在一起且映射 到信号群集上的一点，借此产生复杂"调制符号"序列。此序列可施加到调制器，其产 生在无线信道上传输的连续时间信号。
在接收器处，解调器产生调制符号或软决策序列。如果产生软决策，那么每一软决 策表示在信道上传输的调制符号的评估。评估可用以计算程序码符号的对数似然比 (LLR)。在涡轮编码的状况下，涡轮解码器使用程序码符号LLR序列以解码最初传输的 数据。
当计算程序码符号的LLR时，应考虑信道的传播条件。信道条件或信道脉冲响应可 在接收器处从嵌入数据传输中的已知导频序列加以评估。通过实例，在正交频分多路复 用(OFDM)系统中，最小平方程序经常用以评估信道。使用此程序，可从越过一个OFDM 符号的频带而均匀间隔的一个导频音集合来评估信道。
然而，此信道评估将为有噪声的，因为导频音被噪声破坏。通常，为了抑制OFDM 解调的信道评估中的噪声，接收器通常平均化(意即，"过滤")来自多个OFDM符号的 信道评估。换句话说，信道评估在多个OFDM符号上受到时间平均化。
当信道评估为时间平均化的时，信道评估中的噪声得以抑制。换句话说，时间平均 化的信道评估的噪声方差小于未时间平均化的信道评估的噪声方差。时间平均化窗越长， 噪声抑制越多。然而，时间平均化的信道评估(即使不具有其噪声分量)也可在存在信 道变化的情况下不同于真实信道。此差异称作信道评估偏差。因此，信道评估误差包括噪声和所述偏差。
举例来说，如果实际信道变化发生于约一个OFDM符号的持续时间的时间范围中， 且时间平均化窗为约IO个OFDM符号的持续时间，那么信道评估对于信道来说将为不 准确的，即使不存在噪声也是如此。
举例来说，如果实际信道未在约IO个OFDM符号的持续时间内变化且时间平均化 窗为约4个OFDM符号的持续时间，那么信道评估偏差为零。
因此，较长的时间平均化窗导致较小的噪声方差，但导致较大的信道评估偏差。较 短的时间平均化窗导致较小的信道评估偏差，但导致较大的噪声方差。
因此，存在两个竞争目标(1)时间平均化窗应足够长以充分抑制噪声，但(2)时 间平均化窗应相对于实际信道变化的时间范围较短，以避免过度的信道评估偏差。问题 为如何依据所述竞争目标而选择最佳或有用的时间平均化窗。
平均化的最佳化程度视SNR和信道多普勒效应而定，两者都不是事先已知的。
当在低SNR状况下操作时，归因于在平均化窗上的信道变化，较长时间平均化以增 加评估偏差为代价而减小噪声方差。由于在低SNR下噪声为主要的质量降级源，因此在 此状况下较佳具有长的时间平均化。
如果噪声方差相比于信道评估偏差较小，那么可较佳縮短平均化持续时间，借此减 小信道评估中的偏差。
平均化的最佳程度视信道多普勒效应和SNR而定。理想地，需要自动变化时间平均
化的程度的接收器，以在所有信道条件下获得最小总降级。
存在若干适应性信道评估算法。举例来说，参见2000年5月Proc.正EE VTC第 2024-2028页中的"Adaptive channel estimation with velocity estimator for W-CDMA receiver",其以引用的方式并入本文中。通常，这些算法基于衰落统计的数学模型来评 估接入终端机速度且选择时间平均化的量。
衰落统计的普通数学模型为Jakes衰落过程。然而，此模型后的许多简化假设可不必 应用于"真实世界"。基于高度简化数学模型来评估接入终端机速度且选择时间平均化的 量可导致实际信道变化率的显著不准确的评估。举例来说，接入终端机可确定信道变化 比其实际变化快得多，且因此其可使用比必要程度小得多的时间平均化程度。相反，接
入终端机可确定信道变化比其实际变化慢得多，且因此其可使用比理想程度大得多的时 间平均化程度。在任一情形下，差异可产生较高信道评估误差，从而导致较高解码误差 率。此非所要特性有时称作"模型失配"或"模型敏感性"。

发明内容
信道评估通常为通信系统中的困难问题。具体来说，选择信道评估的有用或最佳的 时间平均化窗是主要障碍。
正交频分多路复用(OFDM)系统的解决方法为在信道中为每一音或切片不同地评 估信道。这可导致较好的信道评估(其导致较高频谱效率)。
基本上，信道变化率和SNR对于不同频率或对于不同延迟时间而不同。关于时域， 意即关于延迟时间(在下文中，简称为延迟或信道切片)而描述下文，且所述的方法和 装置可类似地执行于OFDM系统的频域中。
在第一选项中，信道评估用候选时间平均化滤波器集合加以计算，计算候选时间平 均化滤波器中的每一者的度量，基于为候选时间平均化滤波器而计算的度量选择时间平 均化滤波器，且使用选定时间平均化滤波器的信道评估。
为每一延迟(也称为切片)或每一频率单独执行上述选择过程。举例来说，为每一 延迟单独选择时间平均化滤波器。
在第二选项中，为若干切片中的两者或两者以上直接计算有用或最佳的时间平均化 滤波器。基于最小平方的算法可用以计算时间平均化滤波器。为每一延迟(也称为切片) 或每一频率单独执行算法。举例来说，为每一延迟单独计算时间平均化滤波器。
在下文进一步详细描述本发明的各种方面和实施例。


从下文结合附图陈述的具体实施方式
中将明了本发明的特征和特性，全部附图中相
同参考符号做出相应的识别，且其中
图1展示蜂窝式无线通信系统的框图； 图2为说明第0个OFDM符号的信道评估过程的图表； 图3为说明10km/h接入终端机的模拟结果的图表； 图4为说明30km/h接入终端机的模拟结果的图表； 图5为说明120km/h接入终端机的模拟结果的图表； 图6为说明接入点和接入终端机的图式。
图7为说明如本文中所述的计算通信系统中的信道评估的方法的流程图； 图8为说明如本文中所述的计算通信系统中的信道评估的方法的流程图； 图9为说明如本文中所述的计算通信系统中的信道评估的解调器的图式；以及 图IO为说明如本文中所述的计算通信系统中的信道评估的解调器的图式。
具体实施方式
舰
为了改进OFDM解调中的信道评估的质量，接收器通常平均化来自多个OFDM符号 的信道评估。平均化的最佳程度视SNR和多普勒效应而定，两者都是先验未知的。理想 地，需要自动变化平均化的程度的接收器，以在所有信道条件下获得最小总降级。
不具有时间平均化的信道评估
参看图1，展示OFDM符号的一个系列100。每一OFDM符号101a、 101b、 101c等 包括数据音103和导频音105。使仏,|>]}表示第s个OFDM符号的信道脉冲响应(CIR)。
来自第s个OFDM符号的导频音用以获得fe[^的噪声评估《,["=/^] + ",W，其中 A[s]为具有平均值零和方差^的评估误差。换句话说，4[s]为在不具有时间平均化的情 况下获得的第s个OFDM符号所见的CIR的1切片的信道评估。展示信道评估《,[-2] 107a、4[—1] 107b、《
107c、 107d、 &[2] 107e和《[3] 107f，其分别对应于OFDM 符号8=-2、 -1、 0、 1、 2和3。假设评估误差在OFDM符号上为独立的。
接着，通过对fewj进行的离散傅立叶变换(DFT)而在所有音处评估信道系数。图 2为说明第0个OFDM符号的信道评估过程的图表。可使HJ" 209表示第k个音处的 信道系数。因此，具有
L-l 尸加
其中 H*b]=2>,kk w '
'=0
" _严
且L为接收器假设的延迟扩展211。假设L不小于实际延迟扩展。 具有时间平均化的信道评估
接收器平均化多个OFDM符号上的信道评估以改进评估的总质量。平均化可在时域
中对于fewj或在频域中对于^j^而进行。此处集中于时域平均化。在不损失一般性的情况下，集中于第t个OFDM符号的信道&W的评估。假设具有 权值为w/w)的一组P个候选时间平均化滤波器，其中pd，...，P。使第p个候选滤波器 的输出表示为
<formula>formula see original document page 15</formula>因此，对于每一候选滤波器p来说，、,w通过平均化《,w的一个或一个以上值而获
得。即，^，,W是根据给定候选滤波器P的滤波器权值H^(M)而通过平均化豸,W的值而获
得。第l个切片和第p个候选滤波器的信道评估的均方误差(MSE)为 MSEp,产4^卜(1) 有用或最佳的时间平均化滤波器
需要选择产生在最小平方意义上"接近"真实基础信道的信道评估的滤波器。详细 来说，搜寻最小化(1)的候选滤波器。然而，由于真实基础信道&W是未知的，因此不 可直接计算(1)。
此问题的一种解决方法为a)导出可在未知基础信道的情况下计算的备用度量，和b) 展示最小化此度量的候选滤波器也最小化(1)。展开(1)的右侧如下
率<formula>formula see original document page 15</formula> (2)
注意，第一项独立于p且第三项可从候选滤波器的输出确定。因此，如果可计算出 第二项，那么可基于(2)的第二项和第三项找到最小化(1)的候选滤波器。仍然，第
二项视未知的/Uf]而定。因此，重写项五Ww^,[m如下
<formula>formula see original document page 15</formula>(3)
将此代入(2)中，得到<formula>formula see original document page 16</formula>(4)
如果知道噪声方差^，那么MSE可分解为所有候选滤波器所共有的未知项，和可在 未知真实信道的情况下从每一候选滤波器的输出计算的项。考虑通过从(4)移除共同项
丰,[《且添加共同已知项￡《"]2而定义的价值函数
<formula>formula see original document page 16</formula>(5)
最小化度量M,(p)的候选滤波器p也最小化MSE^ 。
对于实际实施方案来说，(5)中的总体平均值可由时间平均值取代，且噪声方差^可
由从导频音导出的评估^来取代。可使用类似于2005年1月28日申请的题为"Noise Variance Estimation in Wireless Communications for Diversity Combining and Log-Likelihood Scaling"的共同转让的美国专利申请案第11/047,347号的评估程序来评估 噪声方差，所述申请案以引用的方式并入本文中。来自第p个候选滤波器的第l个切片 处的度量接着为约
<formula>formula see original document page 16</formula>其中
且上划线表示对长度7^的指数窗的平均化。当评估第t个OFDM符号的信道时，使
用下式更新M'(W:<formula>formula see original document page 17</formula>
其中#2为在更新时可用的噪声方差一的评估。换句话说，可使用一切片自回归
(one-tap auto-regressive)滤波器来计算Af,(p)。
注意，如果将M,'(p)用作度量，那么最小化滤波器将退化且将不存在平均化，意即 &,,W =《W。关键扭转为2Wp(0)汐z的添加，且此产生一度量，所述度量在瞬间信道评 估与平均化的信道评估之间对增加的噪声方差正确权衡减小的偏差。
基于度量M,(P)，在下文中建议两个方法来确定时间平均化滤波器。
滤波器选择算法(FSA)
在滤波器选择算法中，存在一组不同候选平均化滤波器，其可(例如)各加以调谐 用于某一范围的SNR和多普勒效应。对于CIR的第1个切片(0SZSL-1)来说，选择
具有最小度量的候选滤波器:
<formula>formula see original document page 17</formula>
举例来说，假设存在用于FSA的三个候选滤波器。(P=3)，且W(—)=2，W(+)=2。在 所述实例中，第 一 候选滤波器(p=l )经定义如下
2)-w!(-l)-v^(0)-v^(l)-w!(2)-l/5 ;第二候选滤波器(p=2)经定义如下 w2(-l) = w2(0) = w2(l)=l/3;w2(—2) = w2(2) = 0;且第三候选滤波器(p=3)经定义如下 w3(—2) = w3(—l) = w3(0) = w3(l) = w3(2)=0。注意第三候选滤波器为零滤波器，具有全部等
于零的系数。
在上文的实例中，对于第0个OFDM符号来说，时间平均化的滤波器输出经计算如
下
<formula>formula see original document page 17</formula>度量经计算用于每一滤波器和每一切片。对于每一切片来说，具有最低度量的候选 滤波器经选择为所述切片的信道评估的平均化滤波器。 基于最小平方的算法(LSA)在基于最小平方的算法中，直接求解最小化A^(/7)的滤波器，意即，w 二argmin五4 &|>] — wrh,0)+ 2w(0) cr2其中h々),[卜7V(一)]，…，Wf〗，…，/^+yv("]](+)-w为滤波器权值的实向量，且上标T表示矩阵转置运算。定义A-〃H+1，且向量作为在第A个位置中具有1的O的向量。第Z个切片1)的最佳滤波器可近似为(7)其中A为由^-Reih;(t)hf(t"定义的i切片的经验相关矩阵，且P;为由 ^ =Re^*[f〗^(f)|—d2lA定义的第1个切片的经验交叉相关向量。当评估第t个OFDM符号的信道时，通过以下自回归步骤更新Kz和ez:<formula>formula see original document page 18</formula>其中^"2为在更新时可用的噪声方差°"2的评估。换句话说，使用^( + "fif (f +力来计算R,(所有^0)且使用《0 + "ii,(f + "来计算&'(所有^0)。在通过使用由算法(FSA或LSA)确定的滤波器评估CIR的每一切片之后，每一音 处的信道评估通过执行这些评估的切片的DFT而获得。 关于按音适应的解释下文为证明使用不同音或切片的滤波器为何有利的实际实例。当在频域中执行时间 平均化时，容易明了对于不同音需要不同滤波器的原因。尽管每一多路径分量可按类似 速率衰落，但是频域信道系数将通常经历不同改变率。作为简单实例，考虑具有两个相 等强度路径的信道。假设最初由l + z—1给出信道11 (z)，且一时隙迟了(l + "+(l-J)z-1。f=0处的响应根本未改变，而频带边缘f=0.5处的响应从0改变到2^。如果在f-O和f=0.5 处使用相同时间平均化滤波器，那么f-0与f-0.5相比的不同改变率将导致较大信道评估 误差。关于按切片适应的解释当在时域中执行时间平均化时，最佳滤波器通常随切片而异，因为CIR中的每一切 片具有不同能量。在典型情形下，在所假设的延迟扩展L内的一些切片可实际上不含有 信号能量。在此状况下，较佳"归零"所述切片，借此减少噪声且改进总信道评估质量。 普通解决方法为强制使具有低于某阈值的能量的那些切片归零。此方法称为"硬式定限"。 但如果切片含有一些信号能量，那么使切片归零仅当所述切片处的MSE超出切片的信号 能量时才可改进信道评估。由于难以找到可最小化信道评估误差的硬式定限的最佳水平， 因此需要具有使有噪声切片归零的替代方式。关于软式定限的解释回想基于(6)的滤波器可最小化每一切片处的MSE。现假设某切片含有小于其他 切片的信号能量。在此切片处的所选择滤波器将具有较小系数，但同时，为了减小噪声 方差，其将具有比其他切片处大的时间平均化程度。结果，此切片与CIR中的其他切片 相比将有效地得以削弱。从而，此算法自动地减少有噪声切片对频域信道评估的影响， 从而导致每一音处的信道系数中的较低MSE。总之，使用按切片适应算法，在最小化切 片对总MSE的影响的最佳化意义上可削弱切片，意即，按切片适应实现最佳"软式定限"。最佳硬式定限现假设仅能够实施固定滤波器，但需要类似于硬式定限的性能。 一种解决方法为考 虑由固定滤波器和另一具有零权值的滤波器所组成的组，且应用按切片的FSA。此算法 将最佳地在用固定滤波器来平均化切片或强迫其归零之间进行选择。模拟结果使用了类似于2005年4月18日的C30-20050418-039R1的3GPP2 TSG-C稿件"针 对lxEV-DO的经更新经调谐增强型广播多播系统建议(Updated harmonized Enhanced Broadcast Multicast System Proposal for lxEV-DO)"中描述的增强型BCMCS的系统来产 生模拟，所述稿件以引用的方式并入本文中。每一 OFDM符号包括320个音，且每第五 音为导频音。因此，存在64个均匀间隔的导频音。在剩余256个音中，240个音为数据 音且16个音为保护频带中的无效音。四个OFDM符号形成一 "OFDM时隙"。因为在处 于模拟下的系统中相邻时隙可不为OFDM时隙，因此特定OFDM时隙内的符号的信道评 估仅使用来自相同时隙的CIR评估加以执行。因此，时隙边缘上和时隙中部的两个OFDM 符号分别使用不同滤波器。模拟使用64-QAM和双天线接收器的1.8 Mbps数据率(3072位/时隙，3.2 bps/Hz的 频谱效率)。接收器截断CIR评估为L=32切片。衰落以Pedestrian B ITU信道模型而模 型化为瑞利(Rayleigh)，如2004年10月18日的C30-20041018-015的3GPP2 TSG-C稿 件的"lxEV-DO Broadcast Multicast Service Evaluation Methodology"中所定义，所述稿件以引用的方式并入本文中。噪声评估^是从导频音和所述导频音的信道评估(Ajs])而 获得。模拟且比较三种技术。在所模拟的第一技术中，进行评价而用于在不同符号的不同固定滤波器之间选择。固定滤波器如下所述(1) 对于第0个OFDM符号来说，N(+)=3且Nw=0。所述候选滤波器集合为滤波 器1具有权值0.9、 0.1、 0和0。滤波器2具有权值2/3、 1/3、 0和0。滤波器3具有权值 0.5、 0.25、 0.25禾QO。(2) 对于第一ofdm符号来说，nW-2且N。^1。所述候选滤波器集合为滤波器1 具有权值0.25、 0.5、 0.25和0。滤波器2具有权值1/3、 1/3、 1/3和0。滤波器3具有权 值0.25、 0.25、 0.25和0.25。除时间上颠倒以外，第二 OFDM符号的候选滤波器相同于第一 OFDM符号的候选滤 波器。除时间上颠倒以外，第三OFDM符号的候选滤波器相同于第O个OFDM符号的候 选滤波器。归因于其中相邻时隙可不为OFDM时隙的模拟通信系统的OFDM时隙结构， 使用不同滤波器集合的上述结构。第0个OFDM符号和第三OFDM符号在时隙的边缘上， 而第一 OFDM符号和第二 OFDM符号在时隙的中部。本文中所述的方法和装置可应用于 其中相同滤波器集合应用于所有OFDM符号的通信系统。概括来说，滤波器1在高多普勒效应下为最佳的，而滤波器3在低多普勒效应下为最佳的。滤波器2已用于2004年10月18日的C30-20041018-015的3GPP2 TSG-C稿件 的"lxEV-DO Broadcast Multicast Service Evaluation Methodology"的BCMCS评价中， 所述稿件以引用的方式并入本文中。在所模拟的第二技术中，通过用零滤波器(所有权值为零)增大上述三个滤波器来 研究硬式定限的效应。最终，在所模拟的第三技术中，使用LSA来评价软式定限的益处。 对于所模拟的所有三种技术来说，使用具有更新每一时隙的16时隙指数平均化窗。这三种技术的性能在图3、 4和5中对于10、 30和120km/h的用户速度加以展示。 作为比较的基线，图式展示通常使用相同固定滤波器的接收器的性能。依据对固定滤波 器的最差性能的最佳解决方法，在10km/h下的排序为滤波器l、2和3。此排序在120km/h 下加以颠倒。因此，无滤波器对所有多普勒效应或速度为最佳的。另一方面，FSA导致 至少与每一多普勒效应下的最佳固定滤波器一样好的性能。最佳硬式定限产生大于单独 选择的0.25至0.5 dB的额外增益。LSA优于硬式定限且在高多普勒效应下提供0.25或 更大的进一步增益。信道评估技术可在具有接入点和接入终端机的无线通信网络中加以实施。接入点可 为(例如)OFDM蜂窝式系统中的基站。接入终端机可为(例如)例如移动电话的无线 手机、或例如具有无线通信卡或内建式收发器的膝上型计算机的其他终端机装置。图6展示接入点110和接入终端机120的框图，用于实施如结合图1至图5在上文 论述的信道评估。对于反向链路来说，在终端机120处，传输(TX)数据处理器314从 数据缓冲器312接收业务数据、基于选定的编码和调制方案处理(例如，编码、交错和 符号映射)每一数据分组，且提供数据符号。数据符号为数据的调制符号，且导频符号 为导频的调制符号(其为先验已知的)。调制器316接收数据符号、导频符号和可能反向 链路的信号传输，执行OFDM调制和/或如系统规定的其他处理，且提供输出码片流。传 输器单元(TMTR) 318处理(例如，转换为模拟、过滤、放大和升频转换)输出码片流 且产生经调制的信号，所述信号从天线320传输。在接入点110处，由终端机120和与接入点110通信的其他终端机传输的经调制信 号通过天线352来接收。接收器单元(RCVR) 354处理(例如，调节和数字化)从天线 352接收的信号且提供所接收的样本。解调器(Demod) 356处理(例如，解调和检测) 所接收的样本且提供所检测的数据符号，所述符号为由终端机传输到接入点110的数据 符号的噪声评估。对于反向链路来说，本文中所描述的技术可在Demod356中加以执行。 接收(RX)数据处理器358处理(例如，符号解映射、解交错和解码)每一终端机的所检测数据符号且提供所述终端机的经解码的数据。对于前向链路来说，在接入点110处，业务数据由TX数据处理器360处理以产生 数据符号。调制器362接收数据符号、导频符号和前向链路的信号传输，执行OFDM调 制和/或其他相关处理，且提供输出码片流，其进一步通过传输器单元364调节且从天线 352加以传输。前向链路信号传输可包含由控制器370产生的功率控制命令，用于在反 向链路上传输到基站110的所有终端机。在终端机120处，由基站IIO传输的经调制信 号通过天线320来接收、通过接收器单元322来调节且数字化，且通过解调器324来处 理以获得所检测的数据符号。对于前向链路来说，本文中所述的技术可在解调器324中 加以执行。RX数据处理器326处理所检测的数据符号且提供终端机和前向链路信号传输 的经解码数据。控制器330接收控制命令，且控制数据传输且在反向链路上传输功率到 接入点110。控制器330和370分别指导终端机120和接入点110的操作。存储器单元 332和372分别存储控制器330和370所使用的程序码和数据，以实施如本文中所论述 的信道评估。图7为说明如本文中所述的计算通信系统中的信道评估的方法的流程图。所述方法 始于步骤710。在步骤710中，第一平均化滤波器用以评估通信信道的第一部分。第一 平均化滤波器可为(例如)相对于图3至图5在上文中所述的滤波器I、滤波器2或滤 波器3。第一部分可为如本文中所述的第一切片或第一音或频率。在步骤720中，第二 平均化滤波器用以评估通信信道的第二部分。第二平均化滤波器可为(例如)相对于图 3至图5在上文中所述的滤波器1、滤波器2或滤波器3。第二部分可为如本文中所述的 第二切片或第二音或频率。图8为说明如本文中所述的计算通信系统中的信道评估的方法的流程图。图8类似 于图7，不同之处在于在图7的步骤(其对应于图8中的步骤840和850)之前添加三个 步骤810、 820和830。所述方法始于步骤810。在步骤810中，计算第一候选滤波器的 用于通信信道的第一部分的第一度量。在步骤820中，计算第二候选滤波器的用于通信 信道的第一部分的第二度量。在步骤830中，至少部分基于第一度量和第二度量从第一 候选滤波器和第二候选滤波器中选择第一平均化滤波器。步骤810可包括计算在不进行时间平均化的情况下获得的通信信道的第一部分的 信道评估与来自第一候选滤波器的第一部分的信道评估之间的第一差异的第一函数；计 算第一校正因数作为第一噪声方差评估和第一候选滤波器的多个权值中的至少一者的第 二函数将第一校正因数加至第一函数以获得第三函数；和过滤第三函数以获得第一度量。第一函数可包含一量值平方函数。第三函数可包含使用自回归滤波器来获得第一度 量。步骤810可包括基于零权值滤波器计算第一度量，零权值滤波器对于零权值滤波器 的多个滤波器权值仅具有零。通信系统可为(列出两个实例)正交频分多址系统或码分多址系统。所述方法还可包括至少部分基于通信信道的第一部分的信道评估的不存在时间平 均化的第一既往历史记录且至少部分基于第一噪声方差来计算第一平均化滤波器；和至 少部分基于通信信道的第二部分的信道评估的不存在时间平均化的第二既往历史记录且 至少部分基于第二噪声方差来计算第二平均化滤波器。此外，所述方法可包括通过以下方式来计算第一平均化滤波器计算由在不存在时 间平均化的情况下获得的对应于多个OFDM符号的通信信道的第一部分的信道评估的第 一既往历史记录形成的第一向量的第一外积；过滤第一外积以获得经验相关矩阵；使第 一向量与在不存在时间平均化的情况下获得的通信信道的第一部分的信道评估的复共轭 相乘，以获得第二向量；从第二向量的元素中的一者减去一噪声方差评估，以获得第三 向量；过滤第三向量以获得经验交叉相关向量；和使经验相关矩阵的倒数与经验交叉相 关向量相乘，以获得第一平均化滤波器。过滤第一外积以获得经验相关矩阵包含使用自回归滤波器来过滤第一外积以获得经 验相关矩阵；且其中，过滤第三向量包含使用第二自回归滤波器来过滤第三向量以获得 经验交叉相关向量。对于第一部分来说，如本文中所述，第一度量可为M,(l)，且第二度量可为M,(2)。 对于第二部分来说，如本文中所述，第一度量可为肘2(1),且第二度量可为似2(2)。在 步骤830中，至少部分基于第一部分的第一度量和第二度量来选择第一平均化滤波器， 且至少部分基于第二部分的第一度量和第二度量来选择第二平均化滤波器。举例来说， 可比较第一部分的第一度量与第二度量，且在步骤830中产生最低度量的候选滤波器可 选择为第一平均化滤波器。许多其他候选滤波器和许多其他部分可能存在于实际系统中。 为了阐释，在此处使用两个候选滤波器、两个部分和每部分两个度量。所描述的技术和 系统将视需要或便于例如OFDM系统的所使用通信系统而重复许多次。在一些状况下， 计算第一部分的信道评估的第一度量可包括基于零权值滤波器(零权值滤波器的多个滤 波器权值仅为零)来计算第一度量。在一些实施例中，所述方法包括基于最小平方算法(LSA)来计算第一平均化滤波 器，且基于最小平方算法(LSA)来计算第二平均化滤波器。图9为说明如本文中所述的计算通信系统中的信道评估的解调器的图式。举例来说， 图9可包括于相对于图6而展示的解调器356或解调器324中。返回参看图9，模块910 为用于使用第一平均化滤波器来评估通信信道的第一部分的模块。第一平均化滤波器可 为(例如)在上文中相对于图3至图5所述的滤波器1、滤波器2或滤波器3。第一部分 可为如本文中所述的第一切片或第一音或频率。在模块920中，第二平均化滤波器用以 评估通信信道的第二部分。第二平均化滤波器可为(例如)在上文中相对于图3至图5 所述的滤波器l、滤波器2或滤波器3。第二部分可为如本文中所述的第二切片或第二音 或频率。模块910和920可经组合入解调器356或解调器324中的单一模块中。图IO为说明如本文中所述的计算通信系统中的信道评估的解调器的图式。图IO类 似于图9，不同之处在于三个模块1010、 1020和1030添加至图9的模块。举例来说， 图9可包括于相对于图6而展示的Demod 356或解调器324中。返回参看图10，在模块 1010中，计算第一候选滤波器的用于通信信道的第一部分的第一度量。在模块1020中， 计算第二候选滤波器的用于通信信道的第一部分的第二度量。对于第一部分来说，如本文中所述，第一度量可为A^(1)，且第二度量可为M"2)。对于第二部分来说，如本文 中所述，第一度量可为肘2(1)，且第二度量可为MJ2)。在模块1030中，至少部分基于第一度量和第二度量从第一候选滤波器和第二候选滤波器选择第一平均化滤波器。举例来说，可比较第一部分的第一度量与第二度量且在模块1030中选择产生最低度 量的候选滤波器。许多其他候选滤波器和许多其他部分可能存在于实际系统中。两个候 选滤波器、两个部分和每部分两个度量在此处用于说明。所描述的技术和系统将视需要 或便于例如OFDM系统的所使用的通信系统而重复许多次。在一些状况下，计算信道的 第一部分的信道评估的第一度量可包括基于零权值滤波器(零权值滤波器的多个滤波器 权值仅为零)来计算第一度量。在一些实施例中，所述方法包括基于最小平方算法(LSA)来计算第一平均化滤波 器且基于最小平方算法(LSA)来计算第二平均化滤波器。本文中所描述的技术和模块可以各种装置加以实施。举例来说，这些技术可在硬件、 软件或其组合中加以实施。对于硬件实施来说，接入点或接入终端机内的处理单元可实 施于一个或一个以上专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理装 置(DSPD)、可编程逻辑装置(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、 微控制器、微处理器、经设计以执行本文中所述的功能的其他电子单元，或其组合内。对于软件实施来说，本文中所述的技术可用执行本文中所述的功能的模块(例如，2程序、函数等等)加以实施。软件程序码可存储于存储器单元中且通过处理器或解调器 来执行。存储器单元可实施于处理器内或处理器外部，在此状况下其可经由各种装置通 信地耦合到处理器。提供所揭示的实施例的先前描述以使所属领域的技术人员能够制作或使用本文中所 揭示的特征、功能、操作和实施例。所属领域的技术人员易于了解对这些实施例的各种 修正，且本文中所定义的一般原理可应用于其他实施例而不脱离其精神或范围。因此， 本揭示案不希望限于本文中所示的实施例，而与本文中所揭示的原理和新奇特征最广泛 地一致。
权利要求
1.一种用于计算通信系统中的信道评估的方法，所述方法包含使用第一平均化滤波器来评估通信信道的第一部分；以及使用第二平均化滤波器来评估所述通信信道的第二部分，其中所述第二平均化滤波器不同于所述第一平均化滤波器。
2. 根据权利要求1所述的方法，其中所述通信信道的所述第一部分对应于所述通信信道的脉冲响应的第一切片；以及 所述通信信道的所述第二部分对应于所述通信信道的所述脉冲响应的第二切片。
3. 根据权利要求l所述的方法，其中所述通信信道的所述第一部分对应于所述通信信道的频率响应的第一音；以及 所述通信信道的所述第二部分对应于所述通信信道的所述频率响应的第二音。
4. 根据权利要求1所述的方法，其进一步包含计算用于所述通信信道的所述第一部分的第一候选滤波器的第一度量； 计算用于所述通信信道的所述第一部分的第二候选滤波器的第二度量；以及 至少部分基于所述第一度量和所述第二度量从所述第一候选滤波器和所述第二 候选滤波器中选择所述第一平均化滤波器。
5. 根据权利要求4所述的方法，其进一步包含计算用于所述通信信道的所述第二部分的所述第一候选滤波器的第三度量； 计算用于所述通信信道的所述第二部分的所述第二候选滤波器的第四度量；以及 至少部分基于所述第三度量和所述第四度量从所述第一候选滤波器和所述第二 候选滤波器中选择所述第二平均化滤波器。
6. 根据权利要求4所述的方法，其中计算所述第一度量包含-计算在不存在时间平均化的情况下获得的所述通信信道的所述第一部分的信道 评估与来自所述第一候选滤波器的所述第一部分的信道评估之间的第一差异的第 一函数；计算第一校正因数作为第一噪声方差评估和所述第一候选滤波器的多个权值中 的至少一者的第二函数；将所述第一校正因数加至所述第一函数以获得第三函数；以及 过滤所述第三函数以获得所述第一度量。
7. 根据权利要求6所述的方法，其中所述第一函数包含量值平方函数。
8. 根据权利要求6所述的方法，其中所述过滤所述第三函数包含使用自回归滤波器 获得所述第一度量。
9. 根据权利要求4所述的方法，其中计算用于所述通信信道的所述第一部分的所述第一候选滤波器的所述第一度量包含基于零权值滤波器来计算所述第一度量，所述零权值滤波器对于所述零权值滤波 器的多个滤波器权值仅具有零。
10. 根据权利要求1所述的方法，其中所述通信系统为正交频分多路复用通信系统。
11. 根据权利要求l所述的方法，其中所述通信系统为码分多址系统。
12. 根据权利要求l所述的方法，其进一步包含-至少部分基于所述通信信道的所述第一部分的所述信道评估的不存在时间平均化的第一既往历史且至少部分基于第一噪声方差来计算所述第一平均化滤波器；以 及至少部分基于所述通信信道的所述第二部分的所述信道评估的不存在时间平均 化的第二既往历史且至少部分基于第二噪声方差来计算所述第二平均化滤波器。
13. 根据权利要求12所述的方法，其中所述计算所述第一平均化滤波器包含-计算由在不存在时间平均化的情况下获得的对应于多个OFDM符号的所述通信 信道的所述第一部分的所述信道评估的所述第一既往历史形成的第一向量的第一 外积；过滤所述第一外积以获得经验相关矩阵；使所述第一向量与在不存在时间平均化的情况下获得的所述通信信道的所述第 一部分的所述信道评估的复共轭相乘，以获得第二向量；从所述第二向量的元素中的一者中减去噪声方差评估，以获得第三向量； 过滤所述第三向量以获得经验交叉相关向量；以及使所述经验相关矩阵的倒数与所述经验交叉相关向量相乘，以获得所述第一平均 化滤波器。
14. 根据权利要求13所述的方法，其中所述过滤所述第一外积以获得经验相关矩阵包含使用自回归滤波器来过滤所述 第一外积，以获得经验相关矩阵；且其中，所述过滤所述第三向量包含使用第二自回归滤波器来过滤所述第三向量，以获得经验交叉相关向量。
15. —种用于计算通信系统中的信道评估的装置，所述装置包含用于使用第一平均化滤波器来评估通信信道的第一部分的装置；以及 用于使用第二平均化滤波器来评估所述通信信道的第二部分的装置，其中所述第 二平均化滤波器不同于所述第一平均化滤波器。
16. 根据权利要求15所述的装置，其中所述通信信道的所述第一部分对应于所述通信信道的脉冲响应的第一切片；以及 所述通信信道的所述第二部分对应于所述通信信道的所述脉冲响应的第二切片。
17. 根据权利要求15所述的装置，其中所述通信信道的所述第一部分对应于所述通信信道的频率响应的第一音；以及 所述通信信道的所述第二部分对应于所述通信信道的所述频率响应的第二音。
18. 根据权利要求15所述的装置，其进一步包含用于计算第一候选滤波器的用于所述通信信道的所述第一部分的第一度量的装 置；用于计算第二候选滤波器的用于所述通信信道的所述第一部分的第二度量的装 置；以及用于至少部分基于所述第一度量和所述第二度量从所述第一候选滤波器和所述 第二候选滤波器中选择所述第一平均化滤波器的装置。
19. 根据权利要求18所述的装置，其进一步包含用于计算所述第一候选滤波器的用于所述通信信道的所述第二部分的第三度量 的装置；用于计算所述第二候选滤波器的用于所述通信信道的所述第二部分的第四度量 的装置；以及用于至少部分基于所述第三度量和所述第四度量从所述第一候选滤波器和所述 第二候选滤波器中选择所述第二平均化滤波器的装置。
20. 根据权利要求18所述的装置，其中所述用于计算所述第一度量的装置包含-用于计算在不存在时间平均化的情况下获得的所述通信信道的所述第一部分的 信道评估与来自所述第一候选滤波器的所述第一部分的信道评估之间的第一差异 的第一函数的装置；用于计算第一校正因数作为第一噪声方差评估和所述第一候选滤波器的多个权值中的至少一者的第二函数的装置；用于将所述第一校正因数加至所述第一函数以获得第三函数的装置；以及 用于过滤所述第三函数以获得所述第一度量的装置。
21. 根据权利要求20所述的装置，其中所述第一函数包含量值平方函数。
22. 根据权利要求20所述的装置，其中所述用于过滤所述第三函数的装置包含用于 使用自回归滤波器获得所述第一度量的装置。
23. 根据权利要求18所述的装置，其中用于计算所述第一候选滤波器的用于所述通信信道的所述第一部分的所述第一度量的装置包含用于基于零权值滤波器来计算所述第一度量的装置，所述零权值滤波器对于所述 零权值滤波器的多个滤波器权值仅具有零。
24. 根据权利要求15所述的装置，其中所述通信系统为正交频分多路复用通信系统。
25. 根据权利要求15所述的装置，其中所述通信系统为码分多址系统。
26. 根据权利要求15所述的装置，其进一步包含.-用于至少部分基于所述通信信道的所述第一部分的所述信道评估的不存在时间 平均化的第一既往历史且至少部分基于第一噪声方差来计算所述第一平均化滤波 器的装置；以及用于至少部分基于所述通信信道的所述第二部分的所述信道评估的不存在时间 平均化的第二既往历史且至少部分基于第二噪声方差来计算所述第二平均化滤波 器的装置。
27. 根据权利要求26所述的装置，其中所述用于计算所述第一平均化滤波器的装置包 含用于计算由在不存在时间平均化的情况下获得的对应于多个OFDM符号的所述 通信信道的所述第一部分的所述信道评估的所述第一既往历史形成的第一向量的 第一外积的装置；用于过滤所述第一外积以获得经验相关矩阵的装置；用于使所述第一向量与在不存在时间平均化的情况下获得的所述通信信道的所 述第一部分的所述信道评估的复共轭相乘以获得第二向量的装置；用于从所述第二向量的元素中的一者中减去噪声方差评估以获得第三向量的装 置；用于过滤所述第三向量以获得经验交叉相关向量的装置；以及用于使所述经验相关矩阵的倒数与所述经验交叉相关向量相乘以获得所述第一 平均化滤波器的装置。
28. 根据权利要求27所述的装置，其中-所述用于过滤所述第一外积以获得经验相关矩阵的装置包含用于使用自回归滤 波器来过滤所述第一外积以获得经验相关矩阵的装置；且其中，所述用于过滤所述第三向量的装置包含用于使用第二自回归滤波器来过滤所述 第三向量以获得经验交叉相关向量的装置。
29. —种通信装置，其包含接收器，其经配置以接收无线通信信号；以及 解调器，其耦合到所述接收器且经配置以使用第一平均化滤波器来评估通信信道的第一部分；以及使用第二平均化滤波器来评估所述通信信道的第二部分，其中所述第二平均化 滤波器不同于所述第一平均化滤波器。
30. 根据权利要求29所述的通信装置，其中所述通信信道的所述第一部分对应于所述通信信道的第一切片；以及 所述通信信道的所述第二部分对应于所述通信信道的第二切片。
31. 根据权利要求29所述的通信装置，其中所述通信信道的所述第一部分对应于所述通信信道的第一音；以及 所述通信信道的所述第二部分对应于所述通信信道的第二音。
32. 根据权利要求29所述的通信装置，其中所述解调器进一步经配置以-计算第一候选滤波器的用于所述通信信道的所述第一部分的第一度量； 计算第二候选滤波器的用于所述通信信道的所述第一部分的第二度量；以及至少部分基于所述第一度量和所述第二度量从所述第一候选滤波器和所述第二 候选滤波器中选择所述第一平均化滤波器。
33. 根据权利要求32所述的通信装置，其中所述解调器进一步经配置以计算所述第一候选滤波器的用于所述通信信道的所述第二部分的第三度量； 计算所述第二候选滤波器的用于所述通信信道的所述第二部分的第四度量；以及 至少部分基于所述第三度量和所述第四度量从所述第一候选滤波器和所述第二 候选滤波器中选择所述第二平均化滤波器。
34. 根据权利要求32所述的通信装置，其中计算所述第一度量包含-计算在不存在时间平均化的情况下获得的所述通信信道的所述第一部分的信道 评估与来自所述第一候选滤波器的所述第一部分的信道评估之间的第一差异的第 一函数；计算第一校正因数作为第一噪声方差评估和所述第一候选滤波器的多个权值中的至少一者的第二函数；将所述第一校正因数加至所述第一函数以获得第三函数；以及 过滤所述第三函数以获得所述第一度量。
35. 根据权利要求34所述的通信装置，其中所述第一函数包含量值平方函数。
36. 根据权利要求34所述的通信装置，其中所述过滤所述第三函数包含使用自回归 滤波器以获得所述第一度量。
37. 根据权利要求32所述的通信装置，其中计算所述第一候选滤波器的用于所述通信 信道的所述第一部分的所述第一度量包含基于零权值滤波器来计算所述第一度量，所述零权值滤波器对于所述零权值滤波 器的多个滤波器权值仅具有零。
38. 根据权利要求29所述的通信装置，其中所述解调器进一步经配置以至少部分基于所述通信信道的所述第一部分的所述信道评估的不存在时间平均 化的第一既往历史且至少部分基于第一噪声方差来计算所述第一平均化滤波器；以 及至少部分基于所述通信信道的所述第二部分的所述信道评估的不存在时间平均 化的第二既往历史且至少部分基于第二噪声方差来计算所述第二平均化滤波器。
39. 根据权利要求38所述的通信装置，其中所述计算所述第一平均化滤波器包含-计算由在不存在时间平均化的情况下获得的对应于多个OFDM符号的所述通信 信道的所述第一部分的所述信道评估的所述第一既往历史形成的第一向量的第一 外积；过滤所述第一外积以获得经验相关矩阵；使所述第一向量与在不存在时间平均化的情况下获得的所述通信信道的所述第 一部分的所述信道评估的复共轭相乘，以获得第二向量；从所述第二向量的元素中的一者中减去噪声方差评估，以获得第三向量； 过滤所述第三向量以获得经验交叉相关向量；以及使所述经验相关矩阵的倒数与所述经验交叉相关向量相乘，以获得所述第一平均化滤波器。
40. —种机器可读媒体，其具有存储于其上的用于计算通信系统中的信道评估的指令， 所述指令包含第一指令，其用于使用第一平均化滤波器来评估通信信道的第一部分；以及 第二指令，其用于使用第二平均化滤波器来评估所述通信信道的第二部分，其中 所述第二平均化滤波器不同于所述第一平均化滤波器。
41. 根据权利要求40所述的机器可读媒体，其中-所述通信信道的所述第一部分对应于所述通信信道的脉冲响应的第一切片；以及 所述通信信道的所述第二部分对应于所述通信信道的所述脉冲响应的第二切片。
42. 根据权利要求40所述的机器可读媒体，其中-所述通信信道的所述第一部分对应于所述通信信道的频率响应的第一音；以及 所述通信信道的所述第二部分对应于所述通信信道的所述频率响应的第二音。
43. 根据权利要求40所述的机器可读媒体，所述指令进一步包含第三指令，其用于计算第一候选滤波器的用于所述通信信道的所述第一部分的第 一度量；第四指令，其用于计算第二候选滤波器的用于所述通信信道的所述第一部分的第 二度量；以及第五指令，其用于至少部分基于所述第一度量和所述第二度量从所述第一候选滤 波器和所述第二候选滤波器中选择所述第一平均化滤波器。
44. 根据权利要求43所述的机器可读媒体，其进一步包含第六指令，其用于计算所述第一候选滤波器的用于所述通信信道的所述第二部分 的第三度量；第七指令，其用于计算所述第二候选滤波器的用于所述通信信道的所述第二部分 的第四度量；以及第八指令，其用于至少部分基于所述第三度量和所述第四度量从所述第一候选滤波器和所述第二候选滤波器中选择所述第二平均化滤波器。
45. 根据权利要求43所述的机器可读媒体，其中所述用于计算所述第一度量的第三指 令包含第九指令，其用于计算在不存在时间平均化的情况下获得的所述通信信道的所述 第一部分的信道评估与来自所述第一候选滤波器的所述第一部分的信道评估之间的第一差异的第一函数；第十指令，其用于计算第一校正因数作为第一噪声方差评估和所述第一候选滤波 器的多个权值中的至少一者的第二函数；第十一指令，其用于将所述第一校正因数加至所述第一函数以获得第三函数；以及第十二指令，其用于过滤所述第三函数以获得所述第一度量。
46. 根据权利要求43所述的机器可读媒体，其中所述第一函数包含量值平方函数。
47. 根据权利要求43所述的机器可读媒体，其中所述过滤所述第三函数包含使用自 回归滤波器获得所述第一度量。
48. 根据权利要求43所述的机器可读媒体，其中所述用于计算所述第一候选滤波器的 用于所述通信信道的所述第一部分的所述第一度量的第三指令包含第十三指令，其用于基于零权值滤波器计算所述第一度量，所述零权值滤波器对 于所述零权值滤波器的多个滤波器权值仅具有零。
49. 根据权利要求40所述的机器可读媒体，所述指令进一步包含-第十四指令，其用于至少部分基于所述通信信道的所述第一部分的所述信道评估 的不存在时间平均化的第一既往历史且至少部分基于第一噪声方差来计算所述第 一平均化滤波器；以及第十五指令，其用于至少部分基于所述通信信道的所述第二部分的所述信道评估 的不存在时间平均化的第二既往历史且至少部分基于第二噪声方差来计算所述第 二平均化滤波器。
50. 根据权利要求49所述的机器可读媒体，其中所述用于计算所述第一平均化滤波器 的第三指令包含第十六指令，其用于计算由在不存在时间平均化的情况下获得的对应于多个 OFDM符号的所述通信信道的所述第一部分的所述信道评估的所述第一既往历史形 成的第一向量的第一外积；第十七指令，其用于过滤所述第一外积以获得经验相关矩阵；第十八指令，其用于使所述第一向量与在不存在时间平均化的情况下获得的所述 通信信道的所述第一部分的所述信道评估的复共轭相乘，以获得第二向量；第十九指令，其用于从所述第二向量的元素中的一者中减去噪声方差评估，以获 得第三向量；第二十指令，其用于过滤所述第三向量以获得经验交叉相关向量；以及第二十一指令，其用于使所述经验相关矩阵的倒数与所述经验交叉相关向量相 乘，以获得所述第一平均化滤波器。 51.根据权利要求50所述的机器可读媒体，其中所述过滤所述第一外积以获得经验相关矩阵包含使用自回归滤波器来过滤所述 第一外积，以获得经验相关矩阵；且其中，所述过滤所述第三向量包含使用第二自回归滤波器来过滤所述第三向量，以获 得经验交叉相关向量。
全文摘要
本发明描述一种用于信道评估的时间平均化滤波器。对于通信系统的不同切片(tap)或音(tone)使用不同的时间平均化。建议了两种方法，用于在先前不知晓SNR、信道多普勒效应和衰落统计数据的情况下确定用于通信系统的信道评估的所述时间平均化滤波器。第一方法包括一组不同滤波器，每一滤波器经调谐以实现SNR和多普勒效应的特定范围内的最佳化。对于频域中的每一音(或时域中的切片)，所述第一方法在所述滤波器集合中选择可使特定经计算的度量最小化的滤波器。第二方法在每一音(或切片)处使用凭经验确定的二阶统计数据直接计算最小平方意义上的“最佳”滤波器。
文档编号H04L25/02GK101292482SQ200680038467
公开日2008年10月22日 申请日期2006年8月22日 优先权日2005年8月22日
发明者南宫浚, 斯里坎特·贾亚拉曼 申请人:高通股份有限公司