专利名称：优化功率放大器效率的方法和装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于通信设备的发射器。本发明尤其涉及发射
器功率放大器的效率优化。
背景技术：
为了优化功率放大器的效率，需要将功率放大器的供应电压保
持得尽可能低；在本文档中，效率意味着1-功率损失/输出功率。另 一方面，供应电压必须足够高，从而在功率放大器的输出信号中不 发生削波。将供应电压保持在优化值是一项具有挑战性的任务，特 别是当加载功率放大器的电路阻抗发生变化时。例如，在移动通信 设备中，加载功率放大器的天线阻抗随频率和外部环境而发生显著 变化。对天线阻抗具有影响的外部环境的一个例子是用户手指在天 线附近的位置，即手指效应。在移动通信设备中，天线的阻抗可以 有很大范围的变化，其特征表现为高达10: 1的电压驻波比(VSWR)。 可以通过将供应电压值保持得非常高从而在不同的情况下具有足够 的安全裕度来将阻抗中的变化纳入考虑之中。然而，这种方法导致 了下列情况，即供应电压毫无必要地在相当的时间部分中为高。太 高的供应电压意味着不必要的功率损失，特别是在功率放大器的输 出级晶体管中。在很多情况下，通信设备中发射器的功率放大器是均衡功率放 大器。与例如常规的单端放大器相比，均衡功率放大器的优点在于 其对从功率放大器的输出级到负载的信号路径上的阻抗失配不太敏 感。图1示出了根据现有技术的均衡功率放大器。术语"均衡放大 器"可能会与差分放大器产生混淆，其中在差分放大器中不同放大 器级的输入信号之间的相位差为180度。在本文档中，具有180度相位差的双侧放大器被称为差分放大器，而具有90度相位差的双侧 放大器被称为均衡放大器。放大器的输入信号S—in传导至定相部分 101，其产生两个版本的输入信号直接相位信号和具有卯度相位 滞后的另一信号。这些信号版本分别耦合到两个并行放大器级102 和103的输入。放大器级102和103的输出信号耦合到所谓的3dB 电桥104，其一个输出通过终端阻抗105来终止，而另一输出通过低 通滤波器107耦合到负载106。信号S一out表示均衡功率放大器的输 出信号。使用在它们的输入信号中具有90度相位差的两个并行放大 器级有助于解决负载106的不可预测的变化阻抗。在本文档中，放 大器级102被称为同相放大器级，而具有90度相位滞后输入信号的 放大器级103被称为正交放大器级。供应电压Vs被输送到具有可控电压源108的放大器级102和 103，该可控电压源108是由dc电压Vbatt供电并由控制电压Vc来 控制的开关模式功率源(SMPS)。为了优化放大器的效率，即避免 放大器级102和103中不必要的功率浪费，控制电压Vs应当尽可能 地低，但另一方面，放大器级102和103中的任何一个放大器级的 输出信号必须没有削波。 US3711782公开了这样一种设置均衡放大器的输出功率通过 方向开关来测量，并且公用于两个放大器级的供应电压根据输出功 率来控制。图2示出了基于该原理的解决方案。低通滤波器207的 输出信号经由耦合到检测器的方向开关208来传导，其中该检测器 给出了电压Vdet,该电压是被输送到负载206的输出功率的指示。 该电压Vdet被传到至控制单元210，该控制单元进而产生控制电压 Vc。该控制电压Vc控制为放大器级202和203产生供应电压Vc的 可控电压源211。在此例子中，可控电压源211是由dc电压Vbatt 供电的开关模式功率源(SMPS)。控制单元210是比例控制器(P 控制器)，当输送至负载的功率上升或下降时该比例控制器上升或 下降供应电压Vs。当输出功率处于其最大值时，该供应电压Vs也 处于其最大值，而当输出功率下降时，该供应Vs也下降。
根据现有技术的解决方案还包括这样的方法，该方法基于对从 放大器输送到负载的功率以及从负载的信号输入端子反射回放大器 的功率进行的测量。所测输出和反射功率值是算术单元的输入，该 算术单元控制供应电压，使得可以将放大器输出级的峰峰电压范围 中的变化纳入考虑。US6639471中给出了这种类型的方法，其给出
了基于计算天线阻抗的方法。然而，上述方法要求显著的计算能力， 并且实际的实现非常复杂。此外，这些方法不适用于上述类型的均 衡放大器。例如，没有考虑在不同放大器级的信号输出处具有不同 的峰值电压。
发明内容
本发明的目的是提供一种均衡功率放大器，其中可以对该均衡功率放大器的效率进行优化从而消除或减少与现有技术相关的局限 和缺点。本发明的另一目的是提供一种具有均衡功率放大器的移动 通信设备，其中可以对该均衡功率放大器的效率进行优化从而消除 或减少与现有技术相关的局限和缺点。本发明的另一目的是提供一 种放大器模块，其可以在例如移动通信设备中使用，从而消除或减 少与现有技术相关的局限和缺点。本发明的另一目的是提供一种用 于对均衡功率放大器的效率进行优化的方法，从而消除或减少与现 有技术相关的局限和缺点。通过下列解决方案来实现本发明的目的其中在每个放大器级 的信号输出处检测放大器级的输出信号的电压电平，并且所检测的 电压电平值用于控制每个放大器级的供应电压，以使得改进功率放 大器的效率，而不增加削波功率放大器的输出信号的风险。 [oio]与现有技术相比，本发明可以实现有益的技术效果
-降低了功率放大器中的功率损失，因此，也降低了放大器的 电子组件的温度，
情况下也可以对效率进行可靠优化，
-实现简单并且具有成本效益；无需方向开关来进行效率优化。 [oii]在电池供能的移动通信设备中，功率损失的降低意味着连续电 池负载之间的操作时间的增加。根据本发明，具有同相放大器级和正交放大器级的均衡功率放 大器的特征在于该均衡功率放大器包括
-第一检测器，被布置用于检测同相信号的电压值，所述同相
信号是所述同相放大器级的输出信号，
一第二检测器，被布置用于检测正交信号的电压值，所述正交
信号是所述正交放大器级的输出信号，
-可控供应单元，^皮布置用于产生供应电压，以对所述同相放 大器级进行供能，并对所述正交放大器级进行供能，以及
-控制单元，被布置用于至少部分地根据所述同相信号的所并至少部分地根据所述正交信号的所述电压值来确定用于对所述正 交放大器级进行供能的供应电压值。
—种根据本发明的移动通信终端，其特征在于包括-第一放大器级，被布置作为均衡功率放大器的同相放大器级; 以及第二放大器级，被布置作为所述均衡功率放大器的正交放大器 级，-第一检测器，被布置用于检测同相信号的电压值，所述同相 信号是所述同相放大器级的输出信号，-第二检测器，被布置用于检测正交信号的电压值，所述正交 信号是所述正交放大器级的输出信号，-可控供应单元，被布置用于产生供应电压，以对所述同相放 大器级进行供能，并对所述正交放大器级进行供能，以及-控制单元，被布置用于至少部分地根据所述同相信号的所并至少部分地根据所述正交信号的所述电压值来确定用于对所述正 交放大器级进行供能的供应电压值。
—种根据本发明的放大器模块，其特征在于包括 -信号输入端子和信号输出端子，-第一放大器级，其耦合在所述信号输入端子和所述信号输出 端子之间，并被布置作为均衡功率放大器的同相放大器级，-第二放大器级，其耦合在所述信号输入端子和所述信号输出 端子之间，并被布置作为所述均衡功率放大器的正交放大器级，-第一检测器，被布置用于检测同相信号的电压值，所述同相信号是所述同相放大器级的输出信号，-第二检测器，被布置用于检测正交信号的电压值，所述正交信号是所述正交放大器级的输出信号，-可控供应单元，被布置用于产生供应电压，以对所述同相放 大器级进行供能，并对所述正交放大器级进行供能，以及-控制单元，被布置用于至少部分地根据所述同相信号的所 述电压值来确定用于对所述同相放大器级进行供能的供应电压值， 并至少部分地根据所述正交信号的所述电压值来确定用于对所述正 交放大器级进行供能的供应电压值。
—种根据本发明的方法，用于对具有同相放大器级和正交放大 器级的均衡功率放大器的效率进行优化，其特征在于该方法包括-检测同相信号的电压值，所述同相信号是所述同相放大器级 的输出信号，-检测正交信号的电压值，所述正交信号是所述正交放大器级的 输出信号，-至少部分地根据所述同相信号的所述电压值来确定第一供应 电压值，-至少部分地根据所述正交信号的所述电压值来确定第二供应 电压<直，以及-将所述同相放大器级的供应电压设定为所述第一供应电压 值，并将所述正交放大器级的供应电压设定为所述第二供应电压值。
下面描述本发明各种有益实施方式的特征。[on]不能将本文档中给出的本发明的示例性实施方式解释为对所附 权利要求书的应用性进行限制。动词"包括，，在本文档中用作开放 式限定，这不排除其它未限定特征的存在。除了另行明显声明之外， 在从属权利要求中限定的特征可自由地互相结合。
下面参考以示例方式给出并参考附图而给出的优选实施方式来 详细解释本发明及其优点，其中，
图l示出了根据现有技术的均衡功率放大器； 控制的均衡功率放大器；[cm]图3示出了根据本发明实施方式的均衡功率放大器；示例性放大器级，图4b和图4c示出了根据本发明实施方式的均衡 功率放大器的放大器级的示例性信号波形；以及图4d和图4e示出 了根据本发明实施方式的可以在均衡功率放大器中使用的示例性检 测器；
图5示出了根据本发明实施方式的均衡功率放大器；
图6示出了根据本发明实施方式的均衡功率放大器；
图7示出了根据本发明实施方式的均衡功率放大器；
图8示出了根据本发明实施方式的均衡功率放大器；
图9示出了根据本发明实施方式的均衡功率放大器；
图10示出了根据本发明实施方式的移动通信设备；
图11示出了根据本发明实施方式的放大器模块；以及
图12示出了根据本发明实施方式的，用于对具有同相放大器级和正交放大器级的均衡功率放大器的效率进行优化的方法的流程图。
具体实施方式
已经在上面对现有技术的描述中对图1-图2进行了解释。
图3示出了根据本发明实施方式的均衡功率放大器。该均衡功率放大器包括同相放大器级301和正交放大器级302。利用可控供 应单元310来产生用于同相放大器级301和正交放大器级302的供 应电压Vsl和Vs2。该可控供应单元310包括两个可控电源源308 和309,其可以例如是根据现有技术的开关模式电源(SMPS)或根 据现有技术的线性调整器。从本发明的角度来看，可控电压源的类 型是无关紧要的。在本文档的剩余部分中，同相放大器级301的输 出信号Sl被称为同相信号，而正交放大器级302的输出信号S2被 称为正交信号。该同相信号Sl经由信号路径303传导至检测器305。 该正交信号S2经由信号路径304传导至检测器306。检测器305和 306各自的输出信号Vdetl和Vdet2被传导至控制单元307。控制单元307被安置用于形成控制电压Vcl,其至少部分地根据检测器 305的输出信号Vdetl来确定供应电压Vsl的值；以及形成控制电压 Vc2,其至少部分地根据检测器306的输出信号Vdet2来确定供应电 压Vs2的值，以使得优化均衡功率放大器的效率，但并不发生同相 和正交信号Sl和S2的削波。
在图4a、图4b和图4c的帮助下，图示了根据本发明实施方式 的可以在均衡功率放大器中控制供应电压Vsl和Vs2所依据的原理。 图4a示出了放大器级。图3中的同相放大器级301和正交放大器级 302可以根据图4a所示。在图4a中示出的放大器级包括输出级晶体 管401和ac去耦合电感器402,去耦合电感器402将输出级晶体管 耦合到供应电压Vs。在此情况中，假设供应电压Vs相对于接地电 势406为正。可替换地，可以将放大器级构建为使用负供应电压。 然而，在以下的分析中，我们假设供应电压为正。本领域技术人员
在输入端子403处接收放大器级的输入信号Sa,并且从输出端 子404处提取出放大器级的输出信号S。通过操作点基础电流ibO并 通过供应电压Vs来确定晶体管的操作点。操作点基础电流ibO表示 基础电路ib的dc分量。希望供应电压Vs尽可能低，从而最小化放 大器级中的功率损失。另一方面，供应电压Vs必须非常高，从而输 出信号S不受由于削波所引起的失真。图4a示出了基于双极晶体管 的放大器级。根据本发明实施方式，在均衡功率放大器中使用的放 大器级也可以基于多个双极晶体管，例如达林顿连接；或一个或多 个场效应晶体管(FET)或一个或多个双极晶体管与一个或多个FET的組合。
图4b示出了示例信号Sb,其处于端子405和接地电势406之间。 信号Sb的dc分量是供应电压Vs。在图4b中，Vmax表示信号Sb 和接地电势406之间的最大电势差，而Vmin表示信号Sb和接地电 势406之间的最小电势差。当基本电流i b具有非常大的值以至于输 出级晶体管401基本上将端子405短路到接地电势406Sb的最小可能值。因此，信号Sb从不低于接地电势406。如果供应 电压Vs降低的值超过Vmin，则信号Sb的波形被削波，因为Sb的 dc分量将降低相同的值，并且信号Sb不能低于接地电势406。
图4c示出了信号S,其处于端子404和接地电势406之间。通 过利用dc去耦合电容器407从信号Sb中移除dc分量来获得信号S， 即信号S是信号Sb的ac分量。假设端子404具有负载，但在图4a 中未示出对端子404产生负载的电路。当在通信设备的发射器中使 用功率放大器，并且当信号Sb没有被削波时，可以假设信号Sb以 其dc分量Vs对称，即Vmax-Vs=Vs-Vmin。在图4b和图4c中，Amp 表示信号Sb的ac分量的振幅，即信号S的振幅。还结合信号S,可 以将该振幅定义为该信号的ac分量的振幅，而不考虑信号S的ac 分量基本为零这样的事实。
至少当上述的对称假设成立时，Vmin > 0意p木着 Vs > Amp ( 1 )以及Vs > Vmax/2 ( 2 )
在ac去耦合电感器402的电阻被假设为0并且假设输出级晶体 管401能够在终端405与接地电势406之间形成短路的意义上，上 述分析被简化。由于在实际情况中这些假设并不有效，所以需要安 全裕度M以用于最小电势差Vmin。换言之，要求Vmin》0并不足 够，但必须需要的是Vmin大于安全裕度M,即Vimn > M ( 3 )Vs一low = Amp + M ( 4 ) 以及Vs low = Vmax/2 + M ( 5 )其中Vs—low意味着针对供应电压Vs的最小允许值，从而避免信号 Sb和S的削波。为了最小化图4a中所示放大器级中的功率损失，将 供应电压的值设定为Vs—low,即Vs-Vs—low。
应当注意到，如果信号Sb是由方程式(4)或(5)给出的削波后Vs—low,则无需导致Vmin二M这样的情况的供应电压值，因为 方程式(1) - (5)是通过假设没有发生削波而推导的。例如，我们 假设信号Sb被削波并且检测最大电势差Vmax的情况。因为信号Sb 被削波，所以供应电压Vs小于Vmax/2+M。因此，当供应电压才艮据 方程式(5)被设定为值Vs_low时，供应电压上升。当发生削波并 且供应电压上升时，最大电势差Vmax上升；减轻或消除了削波。 因此，所检测的Vmax上升，并且根据方程式(5 )的供应电压上升。 这导致了只要所检测的最大电势差Vmax满足方程式(5)则供应电 压就上升这样的情况。对于应用方程式(4)的情况，也可以给出类 似的分析。
信号Sb和接地电势406之间的最大电势差Vmax可以通过例如 在图4d中示出的二极管包络检测器来获得，其中信号Sb连接到端 子451，并且检测器的输出信号Vmax在端子452处可用。而且，信 号S的振幅Amp可以通过图4d中所示出的二极管包络检测器来获 得，其中信号S连接到端子451,并且检测器的输出信号Amp在端 子452处可用。信号Sb的ac分量的振幅Amp可以例如通过4全测器 来获得，该检测器包括将dc分量从信号Sb中移除的高通滤波器以 及二极管包络检测器。信号Sb和接地电势406之间的最小电势差 Vmin可以例如通过图4e中所示出的二极管包络检测器来获得，其 中信号Sb连接到端子461，并且检测器的输出信号Vmin在端子462 处可用。选择图4d或图4e中示出的检测器的电阻器-电容器(RC) 电路的时间常数，从而该检测器的输出信号能够跟随最大电势差 Vmax中的变化、振幅Amp中的变化，或者具有足够速率的最小电 势差Vmin中的变化。
本发明不限于图3所示检测器305和306的实现。可以使用任 何适当的检测器，例如上述的二极管包络检测器、利用混频器和定 相器实现的检测器或基于算术放大器的检测器。
图4d和图4e中所示二极管包络检测器的缺点在于，在很多应用 中，准确性要求迫使使用特殊和昂贵的具有低阈值电压的检测器二极管。然而，图4d和图4e所示的二极管实现可以利用基于标准射 频(RF)晶体管的实现来代替。例如，图4d中所示的二极管包络检 测器可以利用在US5214372中描述的晶体管检测器来替代，这里作 为参考引入US521437。安全裕度M可以是恒定的，或者安全裕度M可以是供应电压 Vs和/或4皮对全测{直Vmin、 Mmax或Amp的函凄丈。例3口，安全一谷度可 以在供应电压上升的时候上升，因为寄生元件的效果(例如解耦合 电感器中的功率损失)在信号电平上升时也上升。例如，在方程式 (3) - (5)中使用的安全裕度M可以由等式M^MO+a x Vs给出， 其中MO和a是常数。
中的同相信号Sl和正交信号S2具有非零的dc分量。在此情况下， 信号路径中分别用于同相信号Sl和正交信号S2的dc去耦合电容器 位于3dB电桥311处。检测器305的输出信号Vdetl是同相信号和 接地电势之间的最大电势差Vmax。检测器306的输出信号Vdet2是 正交信号S2和接地电势之间的最大电势差Vmax。根据方程式(5) 来确定供应电压Vsl和Vs2的值。在根据本发明实施方式的均衡功率放大器中，根据图4b,图3 中的同相信号Sl和正交信号S2具有非零的dc分量。在此情况下， 信号路径中分别用于同相信号Sl和正交信号S2的dc去耦合电容器 位于3dB电桥311处。检测器305的输出信号Vdetl是同相信号和 接地电势之间的最小电势差Vmin。检测器306的输出信号Vdet2是 正交信号S2和接地电势之间的最小电势差Vmin。根据下列原则来 确定供应电压Vsl和Vs2的值
-如果Vmin小于安全裕度M,则供应电压的值增加M-Vmin; -如果Vmin大于安全裕度M，则供应电压的值降低Vmin-M。
在根据本发明实施方式的均衡功率放大器中，根据图4b，图3 中的同相信号Sl和正交信号S2具有非零的dc分量。在此情况下， 信号路径中分别用于同相信号Sl和正交信号S2的dc去耦合电容器位于3dB电桥311处。检测器305的输出信号Vdetl是同相信号SI 的ac分量的振幅。检测器306的输出信号Vdet2是正交信号S2的 ac分量的振幅。根据方程式(4)来确定供应电压Vsl和Vs2的值。
在根据本发明实施方式的均衡功率放大器中，根据图4c,图3 中的同相信号Sl和正交信号S2具有零dc分量。在此情况下，信号 路径中分别用于同相信号Sl和正交信号S2的dc去耦合电容器分别 位于同相放大器级301和正交放大器级302处。检测器305的输出 信号Vdetl是同相信号Sl的振幅。检测器306的输出信号Vdet2是 正交信号S2的振幅。根据方程式(4)来确定供应电压Vsl和Vs2 的值。根据本发明的实施方式，除了上述方法之外，还有多种其它方
应电压值。例如，检测器的输出信号可以是同相或正交信号的有效 值例如均方根，并且对同相或正交信号的ac分量的振幅的估计通过 该有效值以及预知的同相或正交信号的波峰因子(crest factor )。
针对所有方法的共同特征在于供应电压的确定基于所检测到的 同相信号和正交信号的电压值。如上所述，电压值可以是很多种选 择中的其中一种，例如最大电势差、最小电势差、ac分量的振幅以 及有效值。所检测到的电压值指示向均衡功率放大器的负载传播的 信号功率的效应和所反射的信号功率的效应。因此，信号路径上从 同相和正交放大器级的可能的阻抗失配不会干扰对控制电压的优化 控制。在根据本发明实施方式的均衡功率放大器中，通过不同于供应 电压Vs2的方法来确定供应电压Vsl的值。在根据本发明一个实施方式的均衡功率放大器中，使用相同的 供应电压来对图3中的同相放大器级301和正交放大器级302进行 供能，即Vs^Vs2二Vs。对于同相放大器级301和正交放大器级302 公用的供应电压的值根据下列原则来确定 Vs = max(Vs—lowl， Vs—low2} ( 6 )其中max{.， .}意味着自变量的最大值，并且Vs—lowl是通过任意一 种上述方法所获得的同相放大器级301的最小许可供应电压， Vs—1ow2是通过任意一种上述方法所获得的正交放大器级302的最 小i午可供应电压。当通过控制供应电压Vsl和/或Vs2而对图3中所示的均4軒功率 放大器的效率进行优化时，改变了同相放大器级301和/或正交放大 器级302的输出级晶体管的操作点。结果，均衡功率放大器的增益 也发生变化。在某些情况下，改变的增益可以等于针对与同相和正 交信号Sl和S2的改变电平相对应的新情况的期望增益，但改变的 增益对于新情况也可能太小或太大。可以利用可控增益单元来补偿 增益中不期望的变化，其中该可控增益单元被布置为调整均衡功率 放大器的输入信号S一in的电平。在图3中示出了该可控增益单元。
根据本发明实施方式的均衡功率放大器在均衡功率放大器的信 号输入处包括可控增益单元。该可控增益单元被布置用于至少部分 地补偿由于同相放大器级和/或增加放大器级的供应电压发生改变而 引起的均衡功率放大器增益的变化。可以例如借助于所测量的均衡 功率放大器的输出功率来控制该可控增益单元，其中可以利用方向 开关来测量该输出功率。该可控增益单元可以是根据现有技术的可 变增益放大器。在图4a中示出了操作点基础电流ib0的值，即放大器级的偏置， 对放大器级的线性具有影响，并且对放大器级的效率也具有影响。 当操作点基础电流ibO上升时，即偏置上升时，放大器级的线性改进， 但效率降低，并且反之亦然。良好的线性很重要，特别是对小电平 的输出信号S，而良好的效率对于高电平的输出信号S很重要。因 此，可以至少部分地根据输出信号S的电平来控制放大器级的偏置， 使得当输出信号S的电平上升(下降)时偏置下降(上升)。对于 基于FET的放大器级，放大器级的偏置意味着选择操作点栅极点压 的值，即4册极电压的dc分量。所检测的同相信号电压值来控制同相放大器级的偏置，并且至少部 分地根据所检测的正交信号电压值来控制正交放大器级的偏置。
图5示出了根据本发明实施方式的均衡放大器。在本发明的该
实施方式中，用于为同相放大器级501供能的供应电压Vsl以及用 于为正交放大器级502供能的供应电压Vs2被设置为公共供应电压 Vs。通过包括开关模式电源(SMPS)的可控供应单元503来产生该 供应电压Vs。假设同相信号Sl的dc分量和正交信号S2的dc分量 基本为0,即根据图4c。同相信号Sl经由信号路径504传导至二极 管包络检测器505,该检测器505被安置用于检测同相信号Sl的振 幅Ampl。正交信号S2经由信号路径506传导至二极管包络检测器 507，该检测器507被安置用于检测正交信号S2的振幅Amp2。由于 供应电压Vs对于放大器级501和502 二者是公共的，所以必须选择 供应电压，从而使得在同相和正交信号Sl和S2中均不发生削波。
根据下列原则来设定用于供应电压Vs的最小许可值Vs一low满 足该要求
Vs一low : max{Ampl, Amp2}+M ( 7 )
其中M是安全裕度。利用可控供应单元503将供应电压Vs调节到 值Vs一low，以便最大化均衡功率放大器的效率。
通过控制单元513来实现方程式(7)中的最大值函数，其中该 控制单元513包括二极管508和509，以及由电阻510和511与电容 器512组成的RC电路。选择RC电路的时间常数，从而最大值函数 能够以足够速率来跟随Ampl和Amp2中的变化。控制单元51!3的 输出信号Vc的动态范围被调整为适合于使用通过电阻510和511实 现的电压划分的可控供应单元503。方程式(7)中的安全裕度M可 以具有M- a xmax{Ampl， Amp2)这样的形式。在此情况下，可以 通过电阻510和511来实现该裕度。还可能的是，可控供应单元503 被调整为产生供应电压Vs,如kxVc+VO，其中k是增益，VO是恒 定电压。在此情况下，该裕度可以具有M- "xmax{Ampl， Amp2}+V0的形式。[OW]二极管包络检测器505和507以及控制单元513的特征在一定 程度上依赖于温度。该温度依赖性使得在检测同相信号Sl和正交信 号S2的幅度时产生不精确性。因此，供应电压Vs具有不期望的温 度依赖性。这种类型的不精确性使得需要较高的裕度M值，从而确 保同相信号Sl和正交信号S2不发生削波。较高的裕度M值意味着 较高的供应电压Vs值以及较低的功率放大器效率。
图6示出了根据本发明实施方式的均衡功率放大器。在本发明 的实施方式中，控制单元610包括函数元件602,其产生所检测到 的同相信号Sl和正交信号S2的振幅的最大值；参考元件603,其 产生参考信号Ref;以及输出元件604，其产生用于可控供应单元605 的控制电压Vc。参考元件603类似于二极管包络检测器606和607 与函数元件602的組合，^f旦对于二极管包络检测器606和607相对 应的设备608和609的输入耦合到接地电势。输出元件604使用作 为函数元件602的输出的信号VcO以及用于确定控制电压Vc的参考 信号Ref。函数元件602与二极管包络检测器606和607的组合的温 度依赖性具有与参考元件604类似的良好精确性。因此，由于温度 变化而引起的电平变化可以通过将信号VcO减去参考信号Ref即 VcO-Ref来至少部分地消除。输出元件604可以例如是具有差分输入 端子的放大器。图7示出了根据本发明实施方式的均衡功率放大器。在本发明 的实施方式中，控制单元705的输出元件701根据量值VcO、 Ref和 A来产生用于可控供应单元702的控制电压Vc,其中VcO是所检测 到的振幅的最大值max(Ampl， Amp2}， Ref是结合图6所描述的此 类参考信号，以及A是用于根据外部信息来控制供应电压Vs的外部 控制信号。在很多应用中，均衡功率放大器的输出信号S—out的功率 随时间变化。这种类型的情况例如存在于发射器中，其中调制方案 包括调幅组件。当供应电压Vs根据所检测到的振幅Ampl和Amp2 来进行控制时，供应电压Vs值的改变总是相对于振幅中的相应改变此外，在实际的实现中，在通过二极管包络检测器703或704、通过 控制单元705以及通过可控供应单元702的信息路径上总是具有延 迟。因此，供应电压Vs中的安全裕度，例如方程式(7)中的M， 必须足够高，从而在信号Sl和S2的振幅上升之后，甚至是在供应 电压中的相应上升发生延迟时，信号Sl和S2也不发生削波。控制 信号A可用于提供有关振幅变化的信息，从而可以缩短上述延迟。 例如，外部控制信号A可以表示调制方案的AM分量，其中^f吏用了 包括跟踪(ET)或包络消除和恢复(EER)技术。当缩短延迟时， 供应电压中的安全裕度可以降低，从而在均衡功率放大器的效率方 面提供改进。为了对均衡功率放大器的效率进行优化，例如根据下 列方程式来确定控制电压Vc的值 Vc= a x [HPF{A}+ ( VcO-Ref) +M] ( 8 )
其中a是常数，以及HPF(.)意味着高通滤波。常数a用于使Vc的动 态范围适合于可控供应单元702。高通滤波意味着只有A的改变对 控制电压Vc具有影响。当A未发生改变时，仅根据所检测到的振幅 Ampl和Amp2的最大值来确定控制电压Vc。可以通过具有差分输 入端子的放大器和标准可操作放大器来实现控制单元705的输出元 件701。图8示出了根据本发明实施方式的均衡功率放大器。在本发明 的实施方式中，控制单元806的输出元件801包括模数转换器(AD) 802、数模转换器(DA) 803以及数字信号处理器(DSP) 804。参 考元件805的输出信号Ref用作AD转换器802的参考电平。以数字 形式将外部控制信号A提供给DSP 804。通过DSP 804的数字信号 处理装置来实现与方程式(8)相对应的函数。DSP 804可以是与存 储器电路相关联的可编程处理器，其中该存储器电路包含有对于可 编程处理器可读的软件。可替换地，DSP 804可以是专用集成电路 (ASIC),或者该DSP 804可以是可编程处理器和ASIC的组合。图9示出了根据本发明实施方式的均衡功率放大器。通过包括 可控电压源903和904的可控供应单元914对同相方文大器级901和正交放大器级902进行供能。可控电压源903产生用于同相放大器 级901的供应电压Vsl，而可控电压源904产生用于正交放大器级 902的供应电压Vs2。同相信号Sl的dc分量以及正交信号S2的dc 分量被假设为基本为0，即根据图4c所示。分別通过二极管包络检 测器905和906来检测同相信号Sl的振幅Ampl以及正交信号S2 的振幅Amp2。控制单元907包括AD转换器908和卯9，其将振 幅Ampl和振幅Amp2转换为数字形式；以及参考元件910,其形成 用于AD转换器908和909的参考信号Ref。该参考元件910类似于 二极管包络检测器905和906，但其输入端子耦合到接地电势。参考 信号Ref用于对供应电压Vsl和Vs2的不期望的温度依赖性进行补 偿。控制单元包括数字信号处理器(DSP) 911和DA转换器912和 913，其产生用于可控电压源903和904的控制电压Vcl和Vc2。外 部控制信号A以数字形式提供给DSP 911 。为了对均衡功率放大器 的效率进行优化，例如根据下列方程式使用AD转换器908和909、 DSP911、 DA转换器912和913以及可控供应单元914来确定供应 电压Vsl和Vs2的值
Vsl= a xHPF{A}+ (Ampl-Ref) +M1以及
Vs2= a x HPF{A}+ ( Amp2-Ref) +M2 ( 9 )
其中Ml和M2是安全裕度，其在通常情况下不需要相等并且a是常数。图10示出了根据本发明实施方式的移动通信设备。移动通信设 备的发射器1001包括根据以上并借助于图3-图9而描述的任一实施 方式的均衡功率放大器1002。均衡功率放大器1002的信号输出接口 1011通过双工器和天线前端元件1004耦合到天线1003。块1005表 示移动通信设备中向均衡功率放大器1002的信号输入接口 1012提 供RF输入信号的所有部件，例如麦克风、模数转换器、编解码器、 上调制器(up-modulator )等等。块1006表示移动通信设备中对经 由双工器和天线前端元件1004而从天线1003处接收到的信号进行 处理的所有部件，例如解调器、均衡器、滤波系统、控制器、扬声器等等。此外，移动通信设备可以包括可控增益单元，其对均衡功率放
大器的输出级晶体管操作点的变化所引起的均衡功率放大器1002增 益的非期望变化进行补偿。该可控增益单元可以位于块1005中。在 移动通信设备中，可以通过可控增益单元来放大或衰减基带信号， 即在上调制之前。在此情况下，该可控增益单元不必能够处理高频 (RF)信号。在根据本发明实施方式的特定移动通信设备中，基带 信号还以数字形式可用。在此种类型的情况中，可以通过数字信号 处理装置来执行该补偿。
移动通信设备可以例如是移动电话。图11示出了根据本发明实施方式的放大器模块1100。该放大器 模块包括信号输入端子1111和信号输出端子1112、放大器级1011 和1012、检测器1105和1107、控制单元1108以及可控供应单元 1103。放大器级1011和1012耦合在信号输入端子和信号输出端子 之间，作为均衡功率放大器的同相放大器级和正交放大器级。可控 供应1103被布置用于产生用于同相放大器级的供应电压Vsl和用于 正交放大器级的供应电压Vs2。同相信号Sl通过信号路径1104传 导至检测器1105。检测器1105被布置用于检测同相信号Sl的电压 值Vdetl。正交信号S2通过信号路径1106传导至检测器1107。检 测器1107被布置用于检测正交信号S2的电压值Vdet2。控制单元 1108被布置用于至少部分地根据同相信号Sl的电压值Vdetl来确定 用于同相放大器级的供应电压Vsl的值，并至少部分地根据正交信 号S2的电压值Vdet2来确定用于正交放大器级的供应电压Vs2的 值。控制单元1108可以根据以上并借助于图3-9所描述的均衡功率 放大器的控制单元中的任意一种。所检测的电压值Vdetl (Vdet2) 可以表示同相(正交)信号与接地电势之间的最大电势差，同相(正 交)信号与接地电势之间的最小电势差，或者同相(正交)信号的 ac分量的振幅。可控供应单元1103可以包括用于产生如图3所示的 单独供应电压Vsl和Vs2的装置，或者用于产生例如如图5所示的公共供应电压Vsl=Vs2=Vs的装置。放大器模块可以进一步具有控 制接口 1113，通过该接口外部控制信号可以被输送给控制单元1108。 外部控制信号可以包括例如放大器模块输出信号的期望电平的指 示。图12示出了根据本发明实施方式的、用于对具有同相放大器级 和正交放大器级的均衡功率放大器的效率进行优化的方法的流程 图。阶段1201包括检测同相信号的电压值Vdetl并检测正交信号 的电压值Vdet2。所检测的同相(正交)信号的电压值可以表示同相 (正交)信号与接地电势之间的最大电势差，同相(正交)信号与 接电地势之间的最小电势差，或者同相(正交)信号的ac分量的振 幅。阶段1202包括至少部分地根据检测到的同相信号Sl的电压 值Vdetl来确定第一供应电压值Vsl,并至少部分地根据检测到的正 交信号S2的电压值Vdet2来确定第二供应电压值Vs2。阶段1203 包括将同相放大器及的供应电压设定为第一供应电压值Vsl，并将 正交放大器级的供应电压设定为第二供应电压值Vs2 。当通过模拟组 件来实现该供应电压的控制时，如图5所示，以时间连续的方式来 执行该处理，从而阶段1201-1203发生重合。当通过以时间离散方式 执行操作的组件来实现供应电压的控制时，如图9中的DSP911,在 1204，以期望的步调重复该处理，从而跟随同相信号和正交信号的 电平改变。该处理还终止在1205。在根据本发明实施方式的方法中，所检测到的同相信号的电压 值基本是同相信号ac分量的振幅，而所检测到的正交信号的电压值 基本上是正交信号ac分量的振幅。在根据本发明实施方式的方法中，根据下列的最大值来确定第 一供应电压值和第二供应电压值二者所检测的同相信号ac分量的 振幅以及所检测的正交信号ac分量的振幅。在根据本发明实施方式的方法中，第一供应电压值和第二供应 电压值二者#:确定为预定裕度加上所述最大值。对于本领域技术人员明显的是，本发明及其实施方式不限于上述例子，而是可以在独立权利要求的范围中有所变化。
权利要求
1.一种具有同相放大器级和正交放大器级的均衡功率放大器，包括-第一检测器，被布置用于检测同相信号的电压值，所述同相信号是所述同相放大器级的输出信号，-第二检测器，被布置用于检测正交信号的电压值，所述正交信号是所述正交放大器级的输出信号，-可控供应单元，被布置用于产生供应电压，以对所述同相放大器级进行供能，并对所述正交放大器级进行供能，以及-控制单元，被布置用于至少部分地根据所述同相信号的所述电压值来确定用于对所述同相放大器级进行供能的供应电压值，并至少部分地根据所述正交信号的所述电压值来确定用于对所述正交放大器级进行供能的供应电压值。
2. 根据权利要求1所述的均衡功率放大器，其中，所述同相信 号的所述电压值基本上是以下项中的一项所迷同相信号ac分量的 振幅、所述同相信号与接地电势之间的最大电势差以及所述同相信 号与所述接地电势之间的最小电势差；并且，所述正交信号的所述 电压值基本上是以下项中的一项所述正交信号ac分量的振幅、所述正交信号与所述接地电势之间的最大电势差以及所述正交信号与 所述接地电势之间的最小电势差。
3. 根据权利要求1所述的均衡功率放大器，其中，所述同相信 号的所述电压值基本上是所述同相信号ac分量的振幅，并且所述正 交信号的所述电压值基本上是所述正交信号ac分量的振幅。
4. 根据权利要求3所述的均衡功率放大器，其中，所述控制单 元被布置用于确定用于对所述同相放大器级进行供能的供应电压 的值，其基本上是第一预定安全裕度加上所述同相信号ac分量的振 幅；以及，确定用于对所述正交放大器级进行供能的供应电压的值， 其基本上是第二预定安全裕度加上所述正交信号ac分量的振幅。
5. 根据权利要求4所述的均衡功率放大器，其中，所述可控供 应单元包括第一开关模式电源，被布置用于产生用于对所述同相 放大器级进行供能的供应电压；以及，第二开关模式电源，被布置 用于产生用于对所述正交放大器级进行供能的供应电压。
6. 根据权利要求3所述的均衡功率放大器，其中，所述控制单 元被布置用于根据下列项的最大值来确定用来对所述同相放大器级 进行供能的供应电压的值以及用来对所述正交放大器级进行供能的 供应电压的值所述同相信号ac分量的所述振幅，以及所述正交信 号ac分量的所述振幅。
7. 根据权利要求6所述的均衡功率放大器，其中，所述控制单 元被布置用于确定用来对所述同相放大器级进行供能的供应电压的 值以及用来对所述正交放大器级进行供能的供应电压的值，其基本 上是所述最大值加上预定安全裕度。
8. 根据权利要求6所述的均衡功率放大器，其中，所述可控供 应单元包括开关模式电源，其被布置用于产生用来对所述同相放大供应电压。
9. 根据权利要求1所述的均衡功率放大器，其中，所述控制单 元包括用于外部控制信号的输入，并且所述控制单元被布置用于部 分地根据所述外部控制信号来确定用于对所述同相放大器级进行供 能的供应电压的值，并部分地根据所述外部控制信号来确定用于对 所述正交放大器级进行供能的供应电压的值。
10. 根据权利要求1所述的均衡功率放大器，其中，至少部分地 根据所述同相信号的所述电压值来控制所述同相放大器级的偏置； 以及至少部分地根据所述正交信号的所述电压值来控制所述正交放 大器级的偏置。
11. 根据权利要求1所述的均衡功率放大器，其中，所述控制单 元包括参考元件，其被布置用于产生参考信号，以至少部分地消除 温度变化对用来对所述同相放大器级进行供能的供应电压的值以及用来对所述正交放大器级进行供能的供应电压的值所产生的影响。
12.根据权利要求1所述的均衡功率放大器，其中，所述第一检 测器是二极管包络检测器，以及所述第二检测器是二极管包络检测器。
13. —种移动通信终端，包括-第一放大器级，被布置作为均衡功率放大器的同相放大器级； 以及第二放大器级，被布置作为所述均衡功率放大器的正交放大器 级，-第一检测器，被布置用于检测同相信号的电压值，所述同相 信号是所述同相放大器级的输出信号，-第二检测器，被布置用于检测正交信号的电压值，所述正交信号是所述正交放大器级的输出信号，-可控供应单元，被布置用于产生供应电压，以对所述同相》文 大器级进行供能，并对所述正交放大器级进行供能，以及-控制单元，被布置用于至少部分地根据所述同相信号的所 述电压值来确定用于对所述同相放大器级进行供能的供应电压值， 并至少部分地根据所述正交信号的所述电压值来确定用于对所述正 交放大器级进行供能的供应电压值。
14. 根据权利要求13所述的移动通信设备，其中，所述同相信 号的所述电压值基本上是所述同相信号ac分量的振幅，并且所述正 交信号的所述电压值基本上是所述正交信号ac分量的振幅。
15. 根据权利要求14所述的移动通信设备，其中，所述控制单 元被布置用于根据下列项的最大值来确定用来对所述同相放大器级供应电压的值所述同相信号ac分量的所述振幅，以及所述正交信 号ac分量的所述振幅。
16. 根据权利要求15所述的移动通信设备，其中，所述控制单 元被布置用于确定用来对所述同相放大器级进行供能的供应电压的 值以及用来对所述正交放大器级进行供能的供应电压的值，其基本上是所述最大值加上预定安全裕度。
17. 根据权利要求13所述的移动通信设备，其中，所述移动通 信设备包括可控增益单元，其被布置用于至少部分地补偿所述均衡 功率放大器增益的变化；所述增益的变化由所述均衡功率放大器的 输出级晶体管的操作点的变化所引起。
18. 根据权利要求13所述的移动通信设备，其中，所述移动通 信设备是移动电话。
19. 一种放大器模块，包括-信号输入端子和信号输出端子，-第一放大器级，其耦合在所述信号输入端子和所述信号输出 端子之间，并被布置作为均衡功率放大器的同相放大器级，-第二放大器级，其耦合在所述信号输入端子和所述信号输出 端子之间，并被布置作为所述均衡功率放大器的正交放大器级，-第一检测器，被布置用于检测同相信号的电压值，所述同相 信号是所述同相放大器级的输出信号，-第二检测器，被布置用于检测正交信号的电压值，所述正交信号是所述正交放大器级的输出信号，-可控供应单元，被布置用于产生供应电压，以对所述同相》丈 大器级进行供能，并对所述正交放大器级进行供能，以及-控制单元，被布置用于至少部分地根据所述同相信号的所 迷电压值来确定用于对所述同相放大器级进行供能的供应电压值， 并至少部分地根据所述正交信号的所述电压值来确定用于对所述正 交放大器级进行供能的供应电压值。
20. 根据权利要求19所述的放大器模块，其中，所述同相信号 的所述电压值基本上是所述同相信号ac分量的振幅，并且所述正交 信号的所述电压值基本上是所述正交信号ac分量的振幅。
21. 根据权利要求20所述的放大器模块，其中，所述控制单元 被布置用于根据下列项的最大值来确定用来对所述同相放大器级进 行供能的供应电压的值以及用来对所述正交放大器级进行供能的供应电压的值所述同相信号ac分量的所述振幅，以及所述正交信号 ac分量的所述振幅。
22. 根据权利要求21所述的放大器模块，其中，所述控制单元 被布置用于确定用来对所述同相放大器级进行供能的供应电压的值 以及用来对所述正交放大器级进行供能的供应电压的值，其基本上 是所述最大值加上预定安全裕度。
23. 根据权利要求19所述的放大器模块，其中，所述控制单元 包括用于外部控制信号的输入，并且所述控制单元被布置用于部分 地根据所述外部控制信号来确定用于对所述同相放大器级进行供能 的供应电压的值，并部分地根据所述外部控制信号来确定用于对所 述正交放大器级进行供能的供应电压的值。
24. —种用于对具有同相放大器级和正交放大器级的均衡功率 放大器的效率进行优化的方法，该方法包括-检测同相信号的电压值，所述同相信号是所述同相放大器级 的输出信号，-检测正交信号的电压值，所述正交信号是所述正交放大器级 的输出信号，-至少部分地根据所述同相信号的所述电压值来确定第一供应 电压值，-至少部分地根据所述正交信号的所述电压值来确定第二供应 电压值，以及-将所述同相放大器级的供应电压设定为所述第一供应电压值， 并将所述正交放大器级的供应电压设定为所述第二供应电压值。
25. 根据权利要求21所述的方法，其中，检测同相信号的所述 电压值是检测所述同相信号ac分量的振幅，而检测所述正交信号的 所述电压值是检测所述正交信号ac分量的振幅。
26. 根据权利要求22所述的方法，其中，根据下列项中的最大 值来确定所述第一供应电压值和所述第二供应电压值所述同相信 号ac分量的振幅以及所述正交信号ac分量的振幅。
27.根据权利要求23所述的方法，其中，将所述第一供应电压 值和所述第二供应电压值二者确定为预定裕度加上所述最大值。
全文摘要
本发明涉及对发射器的功率放大器的效率进行优化。通过以下解决方案来实现本发明在每个放大器级(301，302)的信号输出处检测(305，306)放大器级输出信号的电压电平，并且所检测的信息用于控制每个放大器级的供应电压，使得可以避免不必要的高电平供应电压，由此改进功率放大器的效率。
文档编号H04B7/005GK101297475SQ200680039728
公开日2008年10月29日 申请日期2006年11月9日 优先权日2005年11月10日
发明者R·韦萨南 申请人:诺基亚公司