偏移锁相回路的基带补偿的制作方法

专利名称：偏移锁相回路的基带补偿的制作方法
技术领域：
本发明大体上涉及无线通信装置，且更具体地说，涉及一种补偿由群延迟随频率变 化的锁相回路引起的失真的方法。
背景技术：
偏移锁相回路(OPLL)通常用于射频(RF)发射器，以便降低相位噪声，且抑制传 输到相邻无线信道的接收频带中的噪声的等级。举例来说，在符合全球移动通信系统 (GSM)标准的发射器中使用OPLL。锁相回路(PLL)与OPLL之间的一个差异是OPLL 在反馈回路中具有偏移降频转换器混合器而不是除法器。OPLL将经相位调制的中频(IF) 信号转换成较高频率的输出RF信号。IF信号的相位调制在由OPLL输出的载波RF信号 上以较高频率再现。
OPLL显示出低通滤波器的特征。较高频率的噪声被滤出，而较低频率的相位调制被 传递到输出RF信号上。随着OPLL的回路带宽增加，更多噪声以偏移频率传输。然而， 在所传输的噪声的减少与相位误差的增加之间存在折衷。如果OPLL接收到的相位调制 的带宽接近OPLL的带宽，那么某些相位调制也将被滤出，从而增加了相位误差。无线 通信标准规定了最大相位误差和可以与载波频率的预定偏移频率发射的最大量的噪声两 者。随着回路带宽增加，噪声以更大的偏移频率传输。因此，存在其中相位误差和所传 输的噪声两者都不超过所规定的阈值的可用回路带宽。
图1 (现有技术)展示GSM收发器中所使用的OPLL的可用回路带宽。曲线10展 示当回路带宽超出lMHz而增加时，从OPLL传输的噪声等级增加。曲线ll展示当回路 带宽在l MHz以下减小时，相位噪声急剧增加。因此，在偏移频率范围内存在约为1.6 MHz 的可用带宽，其中相位误差和所传输的噪声两者都低于GSM标准所规定的最大阈值。举 例来说，所传输的噪声必须小于-165 dBc/Hz,且相位噪声必须小于2度均方根。对于关 于在GSM收发器中使用OPLL的额外信息，见Yamawaki等人的"A 2.7-V GSM RF Transceiver IC" (IEEE固体电路杂志，第32巻，第12期，1997年12月)。尽管GSM只 使用相位调制，但其它无线标准使用相位调制和振幅调制两者，所述无线标准例如是 GSM演进增强型数据速率(Enhanced Data rates for GSM Evolution, EDGE)标准和基于 码分多址(CDMA)的标准。OPLL还用于符合EDGE和CDMA标准的极化RF发射器。极化RF发射器执行振幅 调制和相位调制两者，且单独处理振幅信号和相位信号。然而，相位调制与振幅调制的 组合使通过实现所规定的相位误差和噪声阈值来设计可满足EDGE和CDMA标准的调制 保真度要求的极化发射器变得更为困难。当应用振幅调制时，相位误差的影响更为严重， 且导致频谱再生长增加。此外，EDGE和CDMA标准使用较高频率调制方案，其需要更 大而非更小的回路带宽。通过增加回路带宽而以更高频率调制来实现无误的相位调制。 然而，增加OPLL的带宽以适应更快的相位调制可能导致EDGE和CDMA标准中所规定 的噪声阈值被超过。视无线标准的严格性而定， 一些极化发射器不具有其中相位误差和 所传输的噪声两者都低于所规定的阈值的可用回路带宽。
图2展示在EDGE标准下，不具有可用回路带宽的极化RF发射器中的回路带宽、 所传输的噪声与频谱再生长之间的关系。在EDGE系统中，频谱再生长被称为ORFS (输 出RF频谱)。曲线12展示极化发射器的输出信号中的ORFS只针对高于1 MHz的回路 带宽而低于可接受的ORFS阈值。曲线13展示来自极化发射器的所传输的噪声只针对小 于1 MHz的回路带宽而低于可接受的噪声阈值。因此，不存在其中ORFS和所传输的噪 声两者都低于EDGE标准所规定的最大阈值的可用回路带宽。
一种增加可用调制带宽的方法涉及双点调制。双点调制允许OPLL在不传递过量噪 声的情况下精确地再现高频率调制。在双点调制中，通过单独地调制OPLL输入信号(由 相位检测器接收的参考信号)和到达压控振荡器(VCO)的控制信号，来对调制带宽和 OPLL的回路的带宽进行去耦。因此，VCO所输出的频率不完全受OPLL的回路滤波器 所输出的信号控制。因此，可在不受回路带宽和OPLL动态特征限制的情况下对载波RF 信号进行调制。可维持OPLL的不传递过量噪声的较小带宽，同时可在输出RF信号中精 确地再现较高频率调制。对于关于双点调制的额外信息，见Neurauter等人的"GSM 卯0/DCS 1800Fractional-NModulator with Two-Point-Modulation" (IEEEMTT-S，国际微 波会议2002，第425至U 428页)禾口 Hunter等人的"Using Two-Point Modulation to Reduce Synthesizer Problems When Designing DC-Coupled GMSK Modulators ，， (MX-COM公司， 温斯顿-塞勒姆，北卡罗来纳州，2002年12月，12页)。
然而，从使用双点调制的极化发射器实现可接受性能可能是困难的，因为双点调制 对两个调制路径的增益较为敏感。OPLL的回路增益必须与相位检测器所接收到的经调制 的参考信号的路径的增益准确匹配。所述匹配是困难的，因为回路的每个组件都对回路 增益有所贡献。举例来说，VCO的增益对于温度和零件间偏差特别敏感。极化发射器的调制保真度随着两个调制路径的增益分歧而降级。
寻找一种极化发射器，其无需多个调制路径中的准确增益匹配，但适应具有较宽可 用回路带宽的较快相位调制，而不传输超过EDGE和CDMA标准中所规定的阈值的噪声。 另外，寻找一种方法，其用于使用OPLL来精确地再现较高频率调制，而不会使过量的 噪声传递通过所述OPLL。

发明内容
一种相位调制器通过使用偏移锁相回路(OPLL)来精确地再现较高频率调制。 一种 方法减少了相位误差而不增加OPLL的带宽，且因此不允许过量的噪声传递通过OPLL。 所述相位调制器包含基带滤波器、正交调制器、限制器和OPLL。所述正交调制器将来自 经滤波的基带I和Q信号的信息调制到通带中频(IF)信号上。所述限制器接着除去所 述通带IF信号的振幅中的任何变化。OPLL接着将受限通带IF信号的相位调制再现到输 出RF信号上。极化发射器接收所述输出RF信号，执行振幅调制，且接着传输经传输的 RF信号。通过滤出较高频率噪声且将较低频率相位调制传递到所述输出RF信号上， OPLL充当低通滤波器。然而，如果OPLL的回路带宽减小以便滤出更多噪声，那么相位 误差由于OPLL向输出RF信号引入更多群延迟而增加。
OPLL所引入的群延迟随调制频率而变化，且因此在未得到补偿时引起失真。失真导 致相位误差，且增加了与所传输的RF信号的载波频率的偏移频率下的频谱能量的量。可 通过增加OPLL的带宽来减少失真。然而，增加OPLL的带宽增加了传递通过OPLL的 噪声的量。
一种补偿OPLL的非恒定群延迟的方法允许在不增加OPLL的带宽的情况下减少失 真。基带滤波器对基带I和Q信号的振幅进行滤波，以产生经滤波的基带I和Q信号。 正交调制器接收所述经滤波的基带I和Q信号，且产生经相位调制的IF信号。通过对基 带I和Q信号的振幅进行滤波，引入补偿OPLL的群延迟的互补群延迟。基带滤波器群 延迟与OPLL群延迟的组合比单独的OPLL群延迟更接近地类似于调制频率的常值函数。 对基带I和Q信号进行滤波导致基带滤波器、正交调制器、限制器和OPLL的经组合的 群延迟，其在调制频率不断变化的情况下，更接近恒定。补偿OPLL群延迟减少了输出 RF信号中的相位误差，以及在与从极化发射器发射的RF信号中的载波频率的偏移频率 下的频谱能量的量。
在一个实施例中，OPLL的群延迟在零赫兹的调制频率下为零。OPLL在非零调制频 率下具有最大群延迟。所述方法通过将基带滤波器调节为具有在零赫兹下大约等于OPLL的最大群延迟的群延迟来补偿OPLL群延迟。
一种电路通过以基带滤波器的群延迟来补偿OPLL的群延迟而减少失真。基带滤波 器对I和Q信号的振幅进行滤波，且引入群延迟。正交调制器接收所述经滤波的I和Q 信号，且输出经相位调制的通带信号。限制器限制所述经相位调制的通带信号的振幅。 OPLL对受限的经相位调制的通带信号的相位进行滤波，引入群延迟，且输出输出信号。 极化发射器接收所述输出信号，对振幅进行调制，且输出所传输的信号。基带滤波器的 群延迟补偿OPLL的群延迟，使得OPLL所输出的信号中的失真减少，且极化发射器以 偏移频率发射的信号中的频谱能量的量减少。所述电路的输出信号显示出相位误差和噪 声。随着OPLL的带宽减小，相位误差增加且噪声减小。所述电路允许同时减少相位误 差和噪声。
在下文的实施方式中描述其它实施例和优点。此
发明内容无意界定本发明。 本发明由权利要求书界定。


本发明的实施例，在附图中，相同标号指示相同组件。
图1 (现有技术)是GSM系统中偏移锁相回路(OPLL)的相位误差、所传输的噪
声与回路带宽之间的关系的曲线图2是极化发射器中OPLL的频谱再生长、所传输的噪声与回路带宽之间的关系的
曲线图3是包含基带滤波器和OPLL的相位调制器的简化框图，其中基带滤波器的群延 迟补偿OPLL的群延迟；
图4是图3的OPLL的调制频率与群延迟之间的关系的曲线图； 图5是描述图3的相位调制器的操作的转移函数等式的图6是用于补偿OPLL的群延迟以便减少图2的相位调制器所输出的信号中的相位 误差的步骤的流程图7是针对RC时间常数的四个值的图3的基带滤波器的调制频率与群延迟之间的 关系的曲线图；以及
图8是具有和不具有基带滤波器所提供的群延迟补偿的从图3的相位调制器所输出 的信号产生的所传输信号的功率谱密度的图。
具体实施例方式
现将详细参考本发明的一些实施例，其实例在附图中说明。图3是移动台中的相位调制器20的简化框图，其包含偏移锁相回路(OPLL) 21、 第一基带滤波器22和第二基带滤波器23。相位调制器20是执行振幅调制和相位调制两 者的极化EDGE发射器的一部分。在相位调制器20执行相位调制之后，所述极化发射器 的其它电路执行振幅调制。相位调制器20接收含有信息的数字基带信号24,且输出所 述被调制到较高频率射频(RF)信号25上的信息。极化EDGE发射器的其它电路接收 RF信号25，执行振幅调制且输出所传输的RF信号。所述所传输的RF信号经由天线从 所述移动台向基站发射。
OPLL 21包含相位检测器26、电荷泵27、回路滤波器28、压控振荡器29、混合器 30、振荡器31和限制器32。 OPLL21是类型2 二阶电荷泵锁相回路。相位调制器20还 包含额外限制器33、正交调制器34、本机振荡器35、两个数字到模拟转换器36到37 和数字I/Q产生器38。结合0PLL21使用基带滤波器22到23扩展了所传输的噪声和相 位误差两者都低于EDGE标准所规定的最大阈值的可用回路带宽。经扩展的可用回路带 宽允许相位调制器20使用需要更高调制频率的调制与编码方案(modulation and coding scheme, MCS)来将信息调制到载波信号上。举例来说，相位调制器20适合使用最高的 五个MCS 5到9来执行调制，所述MCS使用八进制移相键控(8-PSK)。在不应用基带 滤波器22到23的情况下，OPLL 21的群延迟将导致会减少可用回路带宽的失真。
图4展示OPLL21的各个实施例的群延迟如何作为调制频率的函数而变化。OPLL21 锁定到输入信号的频率，且输出具有是输入频率的倍数的频率的信号。在此实例中，OPLL 21接收具有约100 MHz的频率的受限通带中频(IF)信号39，且输出具有约900 MHz 的频率的RF信号25。在IF信号39被调制的情况下，OPLL 21在RF信号25上再现所 述调制。然而，随着调制频率增加且IF信号39的相位迅速变化，回路的动态特征可能 不再足够快地响应以产生所述调制的精确再现。随着调制带宽接近OPLL21的带宽，且 OPLL 21开始滤出部分经调制的频谱时，调制到IF信号39中的频率与对RF信号25进 行调制的对应频率之间的相位离调制频率的常值函数越来越远。因此，OPLL 21的群延 迟越来越多地随调制频率而变化，且失真增加。
曲线40到44分别对应于针对3.0 MHz、 2.5 MHz、 2.0 MHz、 1.5 MHz和1.0 MHz 的回路带宽的群延迟。OPLL21的回路带宽主要受回路滤波器28的时间常数影响。在图 3的实施例中，回路滤波器28是具有电阻器RL和电容器CL的单极点。失真在回路带宽 最窄处最为严重。曲线44展示OPLL 21的群延迟在1.0 MHz的回路带宽上显著变化， 且显著偏离作为常数值。举例来说，群延迟在为零的调制频率(载波频率)处为零，而群延迟在约0.18 MHz的调制频率处增加到约0.325微秒。接着，群延迟在约1 MHz的调 制频率处减小到约0.13微秒。在未经补偿的情况下，此非恒定群延迟可能导致RF信号 25中显著的相位误差，以及在与所传输的RF信号中的载波频率的偏移频率下的显著频 谱能量。不补偿非恒定群延迟的极化发射器可能不具有相位误差和所传输的噪声两者都 低于EDGE标准所规定的最大阈值的OPLL带宽。增加回路带宽以减少失真可能减少被 滤出的噪声的量，使得预定偏移频率下所发射的噪声的阔值被超过。
图5展示表示相位调制器20的操作的等式。等式45是s域中OPLL 21的转移函数 Hopix(s),其以电阻器&的电阻、电容器&的电容、相位检测器26的增益(K"和VCO 29的增益(Kv)来表达。等式45可通过以con、；和S表达所述转移函数来以更简便的 形式写就，其中C0n是系统的固有频率，且；是阻尼因数。0)n、；和S (分别如等式46到 48中所示)又以Rl、 Cl、 K巾和Kv来表达。等式49展示s域中的转移函数HopuXs)的简 便形式。OPLL 21还可由其在频域中的转移函数HoPLiXJco)和其在时域中的脉冲响应 hopix(t)来描述。
等式50展示在为零的调制频率下OPLL 21的群延迟topll(co),且可从等式49的转 移函数HopuXs)中导出。群延迟top!x(co)是频域中的转移函数HOPLL(j co)的相位的负导数。 等式50指示OPLL21的群延迟在为0 MHz的调制频率下为零。这对应于针对图4的曲 线40到44中的每一者而展示的0 MHz的调制频率下的群延迟。
图6是用于通过使用偏移锁相回路来精确地再现较高频率调制的步骤的流程图，其 中所述偏移锁相回路具有不传递过量噪声的相对较窄的带宽。图6中所说明的步骤由图 3的相位调制器20执行。所述步骤说明一种补偿OPLL21的非恒定群延迟以便减少相位 调制器20所输出的RF信号25中的相位误差的方法。
在初始步骤51中，相位调制器20接收数字基带信号24,其具有作为时间的函数而 变化的输入相位(lh(t)。在步骤52中，数字I/0产生器38接着将输入相位^(t)转换成由数 字I和Q信号组成的笛卡儿(Cartesian)形式。在步骤53中，数字/模拟转换器36到37 将数字I和Q信号分别转换成模拟同相(I)信号42和模拟正交(Q)信号43。 I信号42 可表达为A乘以cos[()h(t)]，其中A为振幅。Q信号43可表达为B乘以sin[(jh(t)],其中 B为振幅。图5中的等式54展示输入相位^(t)与基带I和Q信号42到43之间的关系， 其中振幅A等于振幅B。
在步骤55中，基带I信号42由第一基带滤波器22滤波，且基带Q信号43由第二 基带滤波器23滤波。在此实施例中，基带滤波器22到23具有相同结构。基带滤波器22到23的每一者都具有电阻器Re和电容器CB，且在s域中显示出转移函数HBBF(S)， 如图5的等式56所示。等式57指示等式56中的项"a"是基带滤波器的RC时间常数 的倒数。基带滤波器22到23的每一者还在时域中显示出对应的脉冲响应hBBF(t)。第一 基带滤波器22将群延迟引入经滤波的基带I信号58。第二基带滤波器23也将群延迟引 入经滤波的基带Q信号59。基带滤波器22到23的群延迟化犯(《)由图5的等式60描述， 其中频率co表达为每秒弧度。等式60可从等式56的转移函数HBBF(s)中导出，且是频域 中的转移函数HBBF(jco)的相位的负导数。等式60展示基带滤波器22到23的群延迟在为 零的调制频率下是"a"的倒数，其中"a"的倒数是基带滤波器22到23的RC时间常数。 随着调制频率增加，基带滤波器22到23的群延迟减小。因此，基带滤波器22到23与 0PLL21互补，因为与单独的OPLL21的群延迟相比，基带滤波器与偏移锁相回路的群 延迟的组合趋向于显示出与调制频率更接近恒定的关系。
图7展示基带滤波器22到23的群延迟在零赫兹与1 MHz之间的调制频率下针对RC 时间常数的四个值的持续时间。再现图4的曲线44,其展示回路带宽为l.OMHz的情况 下，OPLL 21的群延迟。曲线61展示RC时间常数设置为0.325微秒的情况下，基带滤 波器22到23的群延迟，其中0.325微秒是曲线44中OPLL21的群延迟的最大值。0.325 微秒的时间常数对应于约490弧度/秒的带宽。尽管对非线性系统中的群延迟进行求和并 不完全准确，但曲线62通过展示曲线44与61的总和来近似OPLL21的群延迟与基带滤 波器22到23的群延迟的组合。OPLL 21的群延迟与基带滤波器22到23的群延迟的组 合与调制频率有关系，如曲线44所示，与OPLL21的群延迟单独与调制频率的关系相比，
前者关系更接近恒定。
在步骤63中，正交调制器34接收经滤波的基带I信号58和经滤波的基带Q信号 59。正交调制器34将所述经滤波的I和Q信号58到59移位到较高的中频(IF),且输 出经相位调制的IF信号64。在正交调制器34中，经滤波的I和Q信号与本机振荡器35 所提供的本机振荡器信号混合升高到所述中频。经滤波的I和Q信号58到59是基带信 号，且含有作为单数字的信息。举例来说，信息包含在经滤波的I信号58的振幅中。另 一方面，IF信号64是通带信号，且含有作为数字对的信息。举例来说，信息作为振幅和 相关联的相位在IF信号64中传达。
在步骤65中，限制器33接收经相位调制的IF信号64，且除去振幅中的任何变化， 只留下中频下的经相位调制的载波信号。限制器33输出具有相位(l)2(t)的受限通带信号39。
在步骤66中，OPLL21接收受限通带信号39，对受限通带信号39进行滤波，且从而引入第二群延迟。当0PLL21充当低通滤波器，滤出受限通带信号39中的较高频率的 噪声且将较低频率相位调制传递到RF信号25上时，0PLL21引入第二群延迟。相位检 测器26将来自限制器32的反馈信号的相位与受限通带信号39的相位进行比较。视相位 差异而定，相位检测器26输出上和下控制信号，从而导致电荷泵27向其输出引线添加 电荷且从其输出引线减去电荷。电荷泵27的输出引线上的电压，在由回路滤波器28滤 波之后，变成用于压控振荡器29的控制电压。压控振荡器29输出RF信号25，其在控 制电压增加时具有较高频率，且在控制电压减小时具有较低频率。混合器30接收RF信 号25,且使用混合器30所产生的信号将RF信号25混合降低到较低频率。所述较低频 率信号接着由限制器32限制，以产生反馈信号。
通过在步骤55中对基带I和Q信号42到43进行滤波，且从而引入第一群延迟，基 带滤波器22到23、正交调制器34、限制器33和OPLL21的经组合的群延迟在调制频率 不断变化的情况下，实质上保持恒定。
经验结果展示，对于基带滤波器22到23的导致零赫兹下滤波器的群延迟(其约等 于0PLL21的最大群延迟)的带宽，相位调制器20的失真最小。在基带滤波器22到23 与OPLL 21之间存在限制器33导致基带滤波器22到23、正交调制器34、限制器33和 OPLL21的经组合的群延迟偏离基带滤波器22到23和OPLL 21的群延迟的总和(如图 7的曲线62所示)。此外，已经根据经验确定，与振幅响应中的误差相比，群延迟对失 真的贡献更大。因此，在基带滤波器22到23经调节以使得其在零赫兹下的群延迟约等 于OPLL21的最大群延迟的情况下，相位调制器20的组件的经组合的群延迟随着IF信 号39的调制频率变化而保持最接近恒定。因此，对于图3的实施例来说，通过将基带滤 波器22到23的时间常数设置为第二群延迟的最大持续时间来实现对随调制频率而变化 的OPLL 21的群延迟的最佳补偿，其中所述最大持续时间约为0.325微秒，如图7的曲 线61所示。因限制器33的影响，与图7的曲线62所示的关系相比，基带滤波器22到 23、正交调制器34、限制器33和OPLL 21的实际经组合群延迟更类似于调制的常值函 数。
相位调制器20显示出的实际经组合群延迟不能简单地通过对基带滤波器22到23和 OPLL21的转移函数进行级联来表达。首先，基带滤波器22到23对基带I和Q信号42 到43的振幅进行滤波，而OPLL21对受限通带信号39的相位进行滤波。图5中的等式 67将输出相位(h(t)表示为与OPLL21所接收到的相位(h(t)巻积的OPLL21的时域中的脉 冲响应hopuit)的函数。不能使用基带滤波器22到23的群延迟代替其脉冲响应来计算输出相位(h(t),因为基带滤波器22到23对振幅而并非相位进行滤波。所接收到的相位02(t) 表达为含有基带滤波器22到23的时域中的脉冲响应hBBF(t)的函数的表达式的反正切。 此外，两个脉冲响应函数hBBF(t)并未彼此抵消，因为它们与I和Q信号42到43( A*C0S[^(t)] 和B"in[(jh(t)])巻积，而不是与I和Q信号相乘。
其次，限制器33使相位调制器20的经组合的转移函数变成非线性。因为IF信号64 的变化的振幅被除去，所以来自基带滤波器22到23的第一群延迟的实际作用与等式60 所表达的群延迟不同。因此，限制器33使得图5中等式67中的输出相位&(t)以反正切 函数来表达，因为振幅分量被从相关联的相位信息中除去。因此，经组合的群延迟的确 切数学公式极为复杂，所以根据经验来确定相位调制器20所显示出的实际经组合群延 迟。尽管如此，等式67展示当基带滤波器22到23的带宽增加到无限大时，脉冲响应 hBBF(t)接近5函数，且输出相位(j)3(t)变成与OPLL 21的脉冲响应hopoXt)巻积的输入相位 0Kt)。等式68展示当基带滤波器具有无限宽的带宽时的输出相位(h(t)。在所述情况下， 基带滤波器22到23的群延迟(第一群延迟)不会加到OPLL21的群延迟(第二群延迟)。
图8展示极化发射器所输出的所传输RF信号的输出频谱，所述极化发射器对RF信 号25执行振幅调制。已经由基带滤波器22到23所引入的第一群延迟补偿的OPLL 21 的群延迟导致所传输的RF信号中的失真。曲线69展示当基带滤波器22到23具有非常 宽的带宽时，所传输的RF信号在与载波频率相差大于土0.3 MHz的偏移频率下显示出相 当大的频谱能量量。在此实例中，载波频率为900 MHz，且此非常宽的带宽大于4.5 MHz。 曲线70展示已经通过对基带I信号42和基带Q信号43进行滤波而减少与载波频率相差 ±0.3 MHz的偏移频率下的频谱能量的量。通过用具有约540 kHz的带宽的基带滤波器22 到23对I和Q信号42到43进行滤波，在所传输的RF信号的输出频谱的边缘中实现约 10到20 dB的功率谱密度降低。除了规定相位误差和所传输的噪声的最大阈值之外， EDGE标准还规定必须在所界定的偏移频率下实现的最小信号衰减。举例来说，在±0.6 MHz的偏移频率下，曲线69中的频谱再生长高于EDGE标准所允许的阈值，而通过使 用基带滤波来补偿非线性群延迟，曲线70中的频谱再生长符合EDGE标准。频谱再生长 的减少指示当基带I和Q信号42到43的振幅首先被滤波时，相位调制器20执行正交 调制器34所赋予的相位调制的更精确的再现。
图6的方法通过补偿OPLL21的非恒定群延迟来减少RF信号25中的相位误差和在 偏离载波频率的偏移频率下所传输RF信号中的频谱能量。通过在不会使过量的噪声传递 通过0PLL21的情况下减少偏移频率下的频谱再生长，扩展了含有相位调制器20的极化EDGE发射器的可用回路带宽。在时域中，扩展其相位误差和所传输的噪声两者都低于 所规定的阈值的带宽对应于减少频域中的频谱再生长。所增加的可用回路带宽允许使用 甚至比使用8-PSK调制的现有调制与编码方案更高的频率调制方案。更高频率的调制机 制将允许更高的数据速率，其更接近由所分配的频谱带宽设置的数据速率的上限。
尽管已经出于指导目的而结合特定详细实施例描述了本发明，但本发明不限于此。 结合移动台中的相位调制器描述在不会使过量的噪声传递通过偏移锁相回路的情况下减 少相位误差和频谱再生长的方法。所述方法还可在向移动台传输经相位调制的RF信号的 基站中实行。尽管将相位调制器20描述为极化EDGE发射器的一部分，但相位调制器 20还可在符合使用振幅调制和相位调制两者的其它无线标准的发射器中使用，所述标准 例如是CDMA标准(1)由电信工业协会/电子工业协会颁布的IS-95标准，(2)针对移 动台调制解调器的相关IS-98标准，(3)由名为"第三代合作伙伴计划"(3GPP)的联合 会提供的标准(W-CDMA标准)，以及(4)由名为"第三代伙伴计划2" (3GPP2)的联 合会提供的标准(IS-2000标准)。在上文所述的相位调制器20的实施例中，基带滤波器 22到23对模拟基带I和Q信号42到43进行滤波。在其它实施例中，引入补偿群延迟 的基带滤波器对数字I/Q产生器38所输出的数字I和Q信号进行滤波。
提供所揭示的实施例的先前描述是为了使所属领域的技术人员能够制造或使用本发 明。这些实施例的各种修改对于所属领域的技术人员来说将是显而易见的，且本文所定 义的一般原理可在不偏离本发明的精神或范围的情况下应用于其它实施例。因此，不希 望将本发明限于本文所展示的实施例，而是希望赋予本发明与本文所揭示的原理和新颖
特征一致的最广范围。
权利要求
1.一种方法，其包括用正交调制器对经滤波的基带信号进行相位调制，以产生通带信号，其中所述通带信号具有振幅和相位；用限制器来限制所述通带信号的所述振幅，以产生受限通带信号；用锁相回路(PLL)对所述受限通带信号进行滤波，以产生输出信号，且从而引入PLL群延迟；以及用基带滤波器对基带信号进行滤波，以产生所述经滤波的基带信号，其中所述基带滤波器引入基带滤波器群延迟，且其中所述基带滤波器群延迟补偿所述PLL群延迟。
2. 根据权利要求1所述的方法，其中所述输出信号显示出失真，且其中所述基带滤波 器群延迟补偿所述PLL群延迟，使得所述失真减少。
3. 根据权利要求1所述的方法，其中所述输出信号由极化发射器用来产生所传输的信 号，其中所述所传输的信号在偏移频率下显示出一定量的频谱能量，且其中所述基 带滤波器群延迟补偿所述PLL群延迟，使得所述偏移频率下的所述频谱能量量减 少。
4. 根据权利要求1所述的方法，其中所述通带信号具有调制频率，其中所述基带滤波 器、所述正交调制器、所述限制器和所述PLL—起显示出经组合的群延迟，且其中 所述经组合的群延迟在所述通带信号的所述调制频率变化时实质上保持恒定。
5. 根据权利要求1所述的方法，其中所述通带信号具有调制频率，其中所述基带滤波 器群延迟在所述调制频率为零赫兹时具有最大值，其中所述PLL群延迟在所述调制 频率为第一值时具有最大值，且其中所述基带滤波器群延迟的所述最大值约等于所 述PLL群延迟的所述最大值。
6. 根据权利要求1所述的方法，其中所述对所述受限通带信号进行滤波由偏移锁相回 路来执行。
7. 根据权利要求l所述的方法，其中所述输出信号由极化发射器用来产生所传输的信 号，且其中所述所传输的信号是射频(RF)信号，所述方法进一步包括-从移动台发射所述所传输的信号。
8. 根据权利要求l所述的方法，其中所述基带信号是同相(I)信号，且其中所述通带信号是中频(IF)信号。
9. 根据权利要求1所述的方法，其中所述基带信号是正交(Q)信号，其中所述对所 述基带信号进行滤波的步骤对笛卡儿坐标进行滤波，其中所述受限通带信号具有相 位，且其中所述对所述受限通带信号进行滤波的步骤对所述受限通带信号的所述相 位进行滤波。
10. 根据权利要求l所述的方法，其中所述对所述经滤波的基带信号进行相位调制执行 八进制移相键控(8-PSK)。
11. 一种方法，其包括通过对第一基带信号和第二基带信号进行相位调制来产生通带信号，其中所述通 带信号具有振幅和相位；通过限制所述通带信号的所述振幅来产生受限通带信号；通过用锁相回路对所述受限通带信号进行滤波来产生输出信号，其中所述输出信 号显示出一定量的相位误差；以及通过对所述第一基带信号和所述第二基带信号进行滤波来减少所述相位误差量。
12. 根据权利要求11所述的方法，其中所述第一基带信号是同相(I)信号，且所述第 二基带信号是正交(Q)信号。
13. 根据权利要求11所述的方法，其中所述通带信号是经相位调制的中频(IF)信号。
14. 根据权利要求11所述的方法，其中所述输出信号由极化发射器用来产生所传输的信 号，其中所述所传输的信号在偏移频率下显示出一定量的频谱能量，且其中通过对 所述第一基带信号和所述第二基带信号进行滤波来减少所述偏移频率下的所述频 谱能量。
15. 根据权利要求11所述的方法，其中所述受限通带信号具有相位，且其中所述对所述 受限通带信号进行滤波的步骤对所述相位进行滤波。
16. 根据权利要求15所述的方法，其中所述对所述第一基带信号和所述第二基带信号 进行滤波的步骤对笛卡儿坐标进行滤波。
17. —种方法，其包括(a) 产生I和Q信号；(b) 通过用基带滤波器对所述I和Q信号进行滤波来产生经滤波的I和Q信号；(c) 从所述经滤波的I和Q信号中产生经相位调制的中频(IF)信号；以及(d) 通过在偏移锁相回路(OPLL)中对所述经相位调制的IF信号进行滤波来产生输出信号，其中所述OPLL具有带宽，其中所述输出信号显示出相位误差，且其 中所述相位误差随所述OPLL的所述带宽减小而增加。
18. 根据权利要求17所述的方法，其中所述基带滤波器显示出第一群延迟，且所述OPLL 显示出第二群延迟，其中所述经相位调制的IF信号具有调制频率，其中所述第二群 延迟在所述调制频率为零赫兹时具有最小值，且在所述调制频率为非零值时具有最 大值，所述方法进一步包括(e)通过以下方式减少所述相位误差调节所述基带滤波器，以使得当所述调制 频率为零赫兹时所述第一群延迟的值约等于当所述调制频率为非零值时所述第二群延迟的所述最大值。
19. 根据权利要求n所述的方法，其中所述经相位调制的IF信号具有振幅和相位，所 述方法在(c)与(d)之间进一步包括(e)限制所述经相位调制的IF信号的所述振幅。
20. 根据权利要求17所述的方法，其中所述I和Q信号是基带信号，且其中所述经相 位调制的IF信号是通带信号。
21. 根据权利要求17所述的方法，其中所述OPLL显示出具有最大值的群延迟，其中所 述群延迟的所述最大值具有倒数，其中所述基带滤波器具有至少与所述群延迟的所 述最大值的所述倒数一样大的带宽，其中所述输出信号由极化发射器用来产生所传 输的信号，其中所述所传输的信号在偏移频率下显示出一定量的频谱能量，且其中所述偏移频率下的所述频谱能量量随所述基带滤波器的所述带宽减小而减小。
22. 根据权利要求17所述的方法，其中所述经相位调制的IF信号具有调制频率，其中 所述基带滤波器显示出第一群延迟，且所述OPLL显示出第二群延迟，其中当所述 调制频率为零赫兹时，所述第一群延迟具有第一最大值且所述第二群延迟具有最小 值，其中所述第二群延迟具有第二最大值，所述方法进一步包括(e)调节所述基带滤波器，使得所述第一最大值约等于所述第二最大值。
23. —种装置，其包括(a) 用于对基带信号进行滤波以产生经滤波的基带信号的装置，其中所述经滤波 的基带信号显示出第一群延迟；(b) 用于对所述经滤波的基带信号进行相位调制以产生通带信号的装置，其中所 述通带信号具有振幅、相位和调制频率；(c) 用于限制所述通带信号的所述振幅以产生受限通带信号的装置；以及(d) 用于对所述受限通带信号进行滤波且从而引入第二群延迟的装置，其中所述 用于对所述基带信号进行滤波的装置、所述用于进行相位调制的装置、所述用于限 制的装置以及所述用于对所述受限通带信号进行滤波的装置显示出经组合的群延 迟，且其中所述经组合的群延迟在所述通带信号的所述调制频率变化时实质上保持 恒定。
24. 根据权利要求23所述的装置，其中(d)中所述用于进行滤波的装置包括偏移锁相 回路。
25. 根据权利要求23所述的装置，其中(d)中所述用于进行滤波的装置产生输出信号， 其中所述输出信号由极化发射器用来产生所传输的信号，所述装置进一步包括(e) 用于从移动台发射所述所传输的信号的装置。
26. 根据权利要求23所述的装置，其中所述用于进行相位调制的装置执行八进制移相 键控(8-PSK)。
27. —种电路，其包括基带滤波器，其接收I和Q信号，且输出经滤波的I和Q信号，其中所述基带滤 波器显示出第一群延迟；正交调制器，其接收所述经滤波的I和Q信号，且输出经相位调制的通带信号； 以及偏移锁相回路(OPLL)，其对所述经相位调制的通带信号进行滤波，且输出输出 信号，其中所述输出信号显示出一定量的相位误差，其中所述OPLL显示出第二群 延迟，且其中所述第一群延迟补偿所述第二群延迟，使得所述相位误差量减少。
28. 根据权利要求27所述的电路，其中所述经相位调制的通带信号具有振幅和相位， 所述电路进一步包括限制器，其限制由所述OPLL滤波的所述经相位调制的通带信号的所述振幅。
29. 根据权利要求27所述的电路，其中所述经相位调制的通带信号具有调制频率，其 中当所述调制频率为零赫兹时，所述第一群延迟具有最大值，且所述第二群延迟具 有最小值，其中所述第二群延迟在非零频率下具有最大值，且其中所述第一群延迟 的所述最大值约等于所述第二群延迟的所述最大值。
30. 根据权利要求27所述的电路，其中所述OPLL具有带宽，其中所述输出信号显示出 相位误差，且其中所述相位误差随所述OPLL的所述带宽减小而增加。
31. 根据权利要求27所述的电路，其中所述OPLL具有带宽，其中所述输出信号显示出噪声，且其中所述噪声随所述OPLL的所述带宽减小而减小。
32. 根据权利要求27所述的电路，其中所述正交调制器执行八进制移相键控(8-PSK)。
33. 根据权利要求27所述的电路，其中所述第二群延迟具有最大值，所述最大值出现 在零赫兹与1百万赫兹之间。
34，根据权利要求27所述的电路，其中所述经相位调制的通带信号具有振幅和相位， 且其中所述OPLL对所述经相位调制的通带信号的所述相位进行滤波。
35. 根据权利要求27所述的电路，其中所述经相位调制的通带信号是中频(IF)信号。
36. —种电路，其包括锁相回路(PLL)，其具有压控振荡器(VCO)和回路滤波器，其中所述PLL接 收经相位调制的通带信号，且所述VCO输出具有频率的输出信号，其中所述回路 滤波器输出经滤波的信号，其中所述输出信号的所述频率完全由所述经滤波的信号 控制，其中所述PLL具有带宽，其中所述输出信号显示出噪声和相位误差，且其中 所述相位误差随所述PLL的所述带宽减小而增加，且所述噪声随所述PLL的所述 带宽减小而减小；以及用于同时减小所述噪声和所述相位误差的装置。
37. 根据权利要求36所述的电路，其中所述装置减小所述输出信号的所述相位误差， 而不增加所述PLL的所述带宽。
38. 根据权利要求36所述的电路，其中所述装置包括基带滤波器，其中所述PLL显示 出具有最大值的群延迟，其中所述群延迟的所述最大值具有倒数，其中所述基带滤 波器具有至少与所述群延迟的所述最大值的所述倒数一样大的带宽，其中所述输出 信号由极化发射器用来产生所传输的信号，其中所述所传输的信号在偏移频率下显 示出一定量的频谱能量，且其中所述偏移频率下的所述频谱能量量随所述基带滤波 器的所述带宽减小而减小。
39. 根据权利要求36所述的电路，其中所述PLL是偏移锁相回路。
全文摘要
一种相位调制器通过使用偏移锁相回路(OPLL)来精确地再现较高频率调制，而不会使过量的噪声传递通过OPLL的增大的带宽。正交调制器将来自基带信号的信息调制到通带IF信号上，且在限制器除去振幅变化之后，所述OPLL在RF信号上再现相位调制。所述OPLL引入群延迟，所述群延迟不随调制频率线性变化，且因此在未被补偿时会引起失真。基带滤波器对基带信号的振幅进行滤波且引入互补群延迟，所述互补群延迟补偿所述OPLL群延迟，且导致基带滤波器、正交调制器、限制器和OPLL的经组合的群延迟，其在调制频率变化时实质上保持恒定。补偿所述OPLL群延迟减少了失真，以及偏离所述RF信号的载波频率的偏移频率下的频谱能量。
文档编号H04L27/00GK101310497SQ200680042542
公开日2008年11月19日 申请日期2006年9月15日 优先权日2005年9月15日
发明者加里·约翰·巴兰坦, 古尔坎瓦尔·辛格·萨霍塔, 培·和·安德鲁·席, 威廉·R·潘顿, 詹姆斯·贾菲 申请人:高通股份有限公司