专利名称：具有对于无线通信的功率估计和追踪的干扰消除的制作方法
技术领域：
本公开文本通常涉及通信，并且更具体地涉及在无线通信系统中 执行干扰消除的技术。
背景技术：
—种无线多址通信系统可以同时与诸如蜂窝电话的多个无线设 备进行通信。这种多址系统的实例包括码分多址(CDMA)系统、时分多址 (TDMA)系统，以及频分多址(FDMA)系统。无线多址系统典型地包括多个基站，其提供对大范围地理区域的 通信覆盖。每个基站可以在任何给定的时刻向其覆盖范围内的一个或多个 无线设备发送数据。 一个给定的无线设备可以从服务基站接收所需的传输 以及来自相邻基站的干扰传输。这些干扰传旨在用于这些相邻基站的覆盖 范围内的其它无线设备，但是对此给定的无线设备产生干扰作用。该干扰 阻碍了无线设备解调所需传输的能力，并且对性能有很大影响。因此在本领域中需要一种用于在无线通信系统中存在干扰传输 的情况下解调所需传输的技术。
发明内容
本文描述了用于在无线通信系统(如，CDMA系统)中执行干扰消 除的技术。本文所用"消除"和"抑制"是同义术语，并且可以互换使用。 该技术基于对多个正交频段(bin)的每个频段的功率估计来执行干扰消除， 该正交频段例如沃什频段(Walsh bin)。在一个方面，通过估计这些功率估计的至少两个分量来获得每个 频段的功率估计。该分量可以包括，例如信道增益、噪声和干扰、以及频 段增益。在一个实施例中，对于正交频段，例如基于这些频段的接收符号， 获得初始信道估计^ 。然后可以根据(l)没有传输的空频段的初始功率估 计，或者(2)所有频段的最小初始功率估计，获得，声和干扰估计42。对于 每个正交频段，可以根据该频段的初始信道估计；'，"以及导f、功率估计，获 得频段增益估计&"。可以根据接收导频获得信道增益估计《'。可以利用具 有用于提供良好估计性能的时间常数^J滤波器，来获得不同的估计。然后 对每个正交频段，可以根据信道估寸&、噪声和干扰估计^2、以及该频段 的频段增益估计i，"，获得功率估计^"。如下文所述，使用正交频段的功率 估计来执行干扰消除。在另一方面，在多级快速跟踪中执行干扰消除,。例如根据第一级 的接收符,，对第一级获得多个正交频段的总功率估计&'以及每个频段的 功率估计&1。快速滤波器可以用于总功率估计，并且较慢的滤波器可以用 于每个频段的功率估计。对第一级，根据该级的每个频段的功率估计&:'来 执行干扰消除。对第二级，例如根据此级的接收^号来A获得总功率估计^2。 对第二级，分别根据第一和第二级的总功率估计&和4，2，以及第一级的每 个频段的功率估计&1，获得每个频段的功率估计&，2。对第二级，根据此 级的每个频段的功率估计&2，执行干扰消除。在下文进一步详细描述本发明的不同的方面和实施例。
图1示出了具有多个基站的CDMA系统； [OOll]图2示出了基站和无线设备的框图；
图3示出了在基站的CDMA调制器；
图4示出了单扇区干扰消除器；
图5示出了用于执行干扰消除的处理；
图6A示出了用于执行干扰消除的另一个处理；
图6B示出了用于获得功率估计的处理；
图7示出了并行多扇区干扰消除器；
图8A示出了级联两扇区干扰消除器；图8B示出了级联多扇区干扰消除器；
图9示出了并行两级干扰消除器；图IOA和IOB示出了拟线性干扰消除(QLIC)块的两个实施例;图11示出了具有加速跟踪的级联干扰消除器；图12A示出了用于具有加速跟踪的第一级的QLIC模块；图12B示出了用于后续级的QLIC模块；图13示出了执行级联干扰消除的处理过程。
具体实施例方式本文所述的干扰消除技术可以用于各种通信系统，诸如CDMA、 TDMA、 FDMA、正交FDMA(OFDMA)、以及单载波FDMA(SC-FDMA) 系统。CDMA系统可以实现一个或多个CDMA无线电访问技术(RAT)诸如 cdma2000、宽带CDMA(W-CDMA )等等。cdma2000涉及IS-2000、 IS-856 以及IS-95标准。TDMA系统可以实现诸如GSM的RAT。这些不同的RAT 以及标准在现有技术中已知。在名为"第三代伙伴项目"(3GPP)的协会的文 献中描述了 W-CDMA禾B GSM。在名为"第二代伙伴项目2"(3GPP2)的协会 的文献中描述了 cdma2000。 3GPP和3GPP2文献对公众开放。OFDMA系 统使用OFDM来在正交的子载波上发送频域内的符号。SC-FDMA系统在 正交的子载波上发送时域内的符号。为了清楚起见，下文中描述用于CDMA 系统的技术，该CDMA系统可以是cdma2000系统或者是W-CDMA系统。图1示出了具有多个基站的码分多址系统100。为简单起见，图 1仅仅示出三个基站110a、 110b和110c以及一个无线设备120.基站通常 是固定站，其与无线设备通信并且被称作节点B(3GPP术语)、接入点等等。 每个基站110为特定地理区域提供通信覆盖。术语"小区"术语取决于使 用该术语的上下文，指的是基站和/或其覆盖区域。为了提高系统容量，基 站覆盖区域可以被分为多个(如三个)更小的区域。每个更小的区域通过各自 的基站收发子系统(BTS)来进行服务。术语"扇区"取决于使用该术语的上下 文，指的是BTS和域其覆盖区域。对于扇区化的小区，该小区的所有扇区 的BTS典型地位于该小区的基站中。以下说明书中假定每个小区被分为多 个扇区。为简单起见，术语"基站"通常指的是小区的固定站，以及扇区 的固定站。服务基站/扇区是一种与无线设备通信的基站/扇区。
1无线设备可以是固定的或者移动的，并且还可被称作用户设备 (l正)(3GPP术语)、移动站(cdma2000术语)、用户终端等等。无线设备可以 是蜂窝电话、个人数字助理(PDA)、无线调制调解器卡等等。无线设备可以 在任何给定时刻与零个、 一个或者多个基站在正向或者反向链路上通信。 正向链路(或者下行)指的是从基站到无线设备的通信链路，反向(或者上行) 链路指的是从无线设备到基站的通信链路。为简单起见，图1仅仅示出正 向链路上的传输。无线设备120经由视线以及反射的路径从服务基站110a 接收所需传输，并且还经由视线以及反射的路径从相邻基站110b和110c 接收干扰传输。图2示出基站110i以及无线设备120的框图。基站110i可以是 图1所示的任何一个基站。为简单起见，图2示出具有一个发射天线的基 站110i以及具有一个接收天线的无线设备120。通常，基站110i和无线设 备中的每一个可以装有任意数量的天线。为简单起见，图2仅仅示出用于 正向链路上的数据传输的处理单元。在基站110i，发射(TX)数据处理器210接收被服务的无线设备的 业务量数据，处理(如，编码，交织以及符号映射)该业务量数据，以产生数 据符号，并将该数据符号提供给CDMA调制器220。如本文所使用的，数 据符号是数据的调制符号，导频符号是用于导频的调制符号，调制符号是 用于信号星座中的点(如，用于M-PSK或者M-QAM)的复数值，符号通常 是复数值，并且导频是由基站和无线设备二者预先知晓的数据。如下文所 述，CDMA调制器220处理该数据符号和导频符号，并且向发射机 (TMTR)230提供一串输出码片流。发射机230处理(如转换到模拟，放大， 滤波以及上变频)该输出码片流，并且产生前向链路信号，并且从天线232 发射该信号。在无线设备120，天线252接收由基站110i以及其它基站发射的 前向链路信号。天线252将接收信号提供到接收机(RCVR)254。接收机254 处理(如滤波，放大，下变频，数字化)接收到的信号并且将接收的采样提供 到干扰消除器260。干扰消除器260抑制来自如下文所述的干扰基站的干 扰，并且对于服务基站已的消除了干扰的采样提供到瑞克接收机270。天线 252可以经由如图1所示的一个或多个信号通路，从服务基站接收前向链路 信号，并且该接收信号可以包括服务基站的一个或多个信号实例(或者多
径)。瑞克接收机270处理所有关注的多径并且提供数据符号估计，该估计 是由服务基站所发送的数据符号的估计。还可用均衡器或者其它类型的接 收机来替换瑞克接收机270。接收(RX)数据处理器280处理(如符号解映射， 去交织以及解码)该数据符号估计并且提供解码的数据。通常，在基站110i， 瑞克接收机270和RX数据处理器280的处理与CDMA调制器220和TX 数据处理器210的处理分别是互补的。控制器/处理器240和290分别在基站110i和无线设备120指导 操作。存储器242和292分别存储用于基站110i和无线设备120的数据和 程序代码。对于CDMA，可以通过不同的正交码获得多个正交信道。例如， 在cdma2000中通过不同的沃什码获得多个正交业务量信道，并且在 W-CDMA中通过不同正交可变扩展因数(OVSF)码获得多个正交物理信道。 正交信道可用于发送不同类型的数据(如业务量数据，广播数据，控制数据， 导频等等)和/或不同无线设备的业务量数据。对该正交信道进行适当地测 量、合并，并且在整个系统带宽上扩频。用扩频码来执行该扩频，扩频码 是在cdma2000中是伪随机号码(PN)序列，在W-CDMA中是扰码。在 cdma2000，使用沃什码的信道化被称作"覆盖(covering)"，并且扩频被称作 "扩展(spreading)"。在W-CDMA中，使用OVSF码的信道化被称作"扩展 (spreading)",并且扩频被称作"加扰(scrambling)"。为了清楚起见，在下文 中使用cdma2000术语(如话务信道，覆盖，扩展等等)。图3示出基站110i中的CDMA调制器220的框图。为简单起见， 以下描述假定N个业务信道对每个扇区有效，并且将不同的长度为N的沃 什码分配给每个业务信道，其中对于cdma2000， N可以等于4、 8、 16、 32、 64或者12S。通常，不同长度的正交码可以用于业务信道，并且N可以对 应于最长的正交码的长度。CDMA调制器220包括用于N个业务信道的N个业务信道处理 器310a到310n。在每个业务信道处理器310中，乘法器312接收业务信道 n的数据符号，并且用业务信道n的增益gi，n调节业务信道n的数据符号， 并且提供调节后的数据符号。该增益gi,n可以被设为O，如果业务信道n没 有被使用。沃什覆盖单元314用分配到业务信道n的沃什码wj言道化调节 的数据符号。单元314通过重复每个调节的数据符号多次来执行覆盖，以
产生N个复制的符号，然后将N个复制的符号乘以沃什码wn的N个码片 来产生该数据符号的N个数据码片。合成器320接收所有N个业务信道的 数据码片并且进行相加。乘法器322将合并的数据码片乘以分配给扇区/ 的扩频码并且产生输出码片。可以用离散时间来表示扇区i的输出码片，如下
<formula>formula see original document page 15</formula>
其中k是码片周期的索引，
n是业务信道的索引，i是扇区的索引，
^"(L^WJ)是在码片周期k中在业务信道n上发送的数据符号， w"(moc^， AO)是码片周期k中业务信道n的沃什码片， g'."扇区i中业务信道N的增益， c'(^是在码片周期k中扇区i的扩频码片，并且 、")是码片周期k中扇区i的输出码片。在N个码片周期内发送每个数据符号。在码片周期k-W到 W + 中发送符号周期t的数据符号^W。因此，1=^^」以及 s,. (,)=s,, (Lfc/wJ)，其中"kl，，表示基数运算符(flooroperator)。为了简明起见，
假定对于V^，""，所有的码片周期k、符号周期t、业务信道n以及扇区i 或者k力)卜k(mo歌AO)Uc,WLi具有单元量级数据符号，沃什码片，以及
扩频码片。不同扇区的扩频码是不相关的，其中 )'^"<>} = ^0部，力，这意味着只有当^0并且i,时，扇区i和j
的扩频码之间的期望值等于1。在cdma2000中不同扇区被分配相同PN序 列的不同移位版本，其中不同扇区的扩频码在码片偏移量的范围不相关。
将等式(1)表示为如下矩阵形式
&(,)=g(,).e:.2,a(o 等式(2)
其中W)呵Si, 1(t)Si. 2(t)…Su(t)]T是Nxl向量，包括将要在N个业务信道上 在符号周期t内被发送的N个数据符号，
g是一个NxN对角矩阵，沿对角包括N个业务信道的增益，或者diag(G')={gi,，gi, 2，…，gi,n}，
是一个NxN沃什矩阵，在N列包含N个沃什码，
GW是一个NxN对角矩阵，沿对角包括在符号周期t内N个码片周期 内的N个扩展码片，或者
diag(C"))={Ci(N't)， q(N.t+l)，…，Cj(N't+N-l)}，
Z'(0呵Xi(N't)Xi(N卄l)…Xi(N卄N-l)]T是一个Nx1向量，包括符号周期
t中扇区i的N个输出码片，以及 "T"表示转置。对角矩阵沿着对角线包括可能的非零值并且其它值为零。如果业 务信道具有不同沃什码长度，则N等于所有业务信道中最长的沃什码长度，
每个稍短的沃什码在矩阵:^中重复。无线设备120从基站110i和其它基站接收前向链路信号。从接 收机254的接收采样可以表示为
+ 等式(3) 其中A是扇区i的信道增益，
^)是不包含在；,W中的噪声和干扰的Nxl向量，以及
^)是包含符号周期t的N个接收采样的Nxl向量。等式(3)假设所有的扇区都是同步的并且每个扇区存在一个单一 信号路径(或者没有多径)。为了简单起见，可以假设^)中的噪声和干扰是 具有零均值向量和协方差矩阵为W-L的加性高斯白噪声(AWGN)，其中 No是噪声和干扰的变量，并且L是沿对角为1，并且其它值为O的单位矩 阵。在等式(3)中，W)是在一个符号周期中的接收向量。因为扩频码 的使用是短暂不相关的，所以不同符号周期的接收向量是不相关的。因此， 不同符号周期是不相关的。为了简明起见，在下文大部分中省略了符号索 引t。通过(1)用扇区_/所使用的扩频码来解扩频接收采样以及(2)用业 务信道n的沃什码来解覆盖解扩频的采样，无线设备120可以得到在业务 信道n由给定扇区y发送的数据符号的估计，如下
等式(4)
其中^'是一个NxN对角矩阵，包括扇区j的扩频码片， ^是一个包含所需业务信道n的沃什码的Nxl向量， 、"是区j在业务信道n上扇发送的数据符号， ^，"是未经干扰消除的、"估计，以及 "H"代表共轭转置。为了从干扰扇区Z消除干扰，无线设备120可以用扇区/所使用的 扩频码来解扩频接收采样并且随后解覆盖解扩频的采样，如下
<formula>formula see original document page 17</formula> 等式(5)
其中^是包含扇区Z的N个沃什频段的N个接收符号Nxl向量。^"的乘法 对接收到的扇区1的采样解扩频。由^^的乘法产生N个沃什频段的接收符 号。N个沃什频段用于N个业务信道，只要这些业务信道被分配长度N的 N个不同沃什码。可以将N个沃什频段视为对应于经由7解覆盖所获得的 N个正交信道。向量&的协方差矩阵A可以表示为
<formula>formula see original document page 17</formula> 等式(6)
其中l^ 'K是扇区/的信道功率增益，以及
A=^S ' 是来自其它扇区的噪声和干扰。协方差矩阵^可以为diag(^)={&'，A'，2，'"，^}。玍的对角元素 为N个沃什频段的测量的功率(或者本征值)。如果所有N个对角元素是相 等的，或者对于v"， A，"-4，则&是等对角的。无线设备120根据诸如线性最小均方差(LMMSE)技术，最小平 方(LS)技术等等多种技术，得到扇区j的业务信道n的符号估计。可以根据 LMMSE技术得到扇区j的业务信道n的符号估计，如下
<formula>formula see original document page 17</formula>
-E.^l, .H,， 等式(7)
其中S"是s'."的LMMSE估计。等式(7)中的LMMSE符号估计可以合并等式(5)然后分解为小的 等式，如下
) 等式(8) 以及 等式(9)
^^d,,,'"^')-^", 等式(IO)
其中^是Nxl向量，包括N个干扰已消除的采样，该采样抑制了扇区Z的 信号分量，
A7'是一个NxN对角矩阵，记做diag(^' )={々';，々丄
^&')是^的轨迹，其是&'对角元素的和，
^'是未加权的 ，"的LMMSE估计，并且 是加权的^的LMMSE估计。等式(8)表示一个干扰扇区Z的干扰消除。在本说明书中，等式(8) 中的干扰消除被称作拟线性干扰消除(QLIC)。向量^包括含有从抑制的扇 区Z的干扰的采样。等式(9)指示出。、"的剩余LMMSE估计包括，如等式(4) 所示，通常由CDMA接收机所完成的简单解扩频和解覆盖操作。特别地， 用所需扇区j的扩频码来解扩频向量、然后用所需业务信道n的沃什码来 解覆盖向量。。等式(10)示出了 LMMSE调节以获得后续解码的加权估计。如等式(6)所示，4'的对角元素部分地由干扰扇区Z的增益矩阵^ 确定。如果扇区Z的所有N个业务信道是相等的(即，对于Vn， &"=&)则 2,=&^以及厶,"'Z，其中"是^^"(厶力时的总功率增益。如果厶,是等 对角并且沿对角包括"，则由1^(^—')的调节导致。等于^。在此情况中，等 式(9)的未加权的符号估计^"等于等式(4)的没有干扰消除的符号估计^"。 当矩阵仏不相等时，实现干扰消，以便通过乘以等式(8)中的反转的协方差
矩阵^1，更多地削弱具有较大增益的业务信道。结果，等式(8)应用 47'/,K4。的标准化的沃什频段调节，其实现对干扰抑制的相关调节，同时
平均在N个沃什频段上提供一致的总增益。图4示出了单一扇区干扰消除器260a的框图，其是图2中干扰 消除器260的一个实施例。在干扰消除器260a中，乘法器412将接收的采 样r乘以扇区Z的复共轭扩频码。'并提供输入采样。串-并(S/P)转换器414 形成每个符号周期的N个输入采样的向量并且并行地提供N个输入采样。 快速Hadamard变换(FHT)单元416执行每个符号周期的N个输入采样上的 N点FHT，并且提供N个沃什频段的N接收符号。单元422计算每个沃什频段的接收符号的平方量级，并且提供该 沃什频段的功率值。滤波器24对每个沃:f十频段的多个符号周期的功率值求 平均，并且为该沃什频段提供功率估计A"。滤波器424提供^的对角元素 的估计。滤波器424可以由有限冲激响应(FIR)滤波器、无限冲激响应滤波 器(IIR)滤波器或者一些其它类型的滤波器实现。滤波器424具有一个时间 常数，其如下文所述来进行选择。单元426计算每个沃什频段的逆功率估 计并且提供N个逆功率估计，其是4"的对角元素的估计。加法器432将N 个逆功率估计相加并且计算&'的轨迹。单元434计算&'的逆轨迹并且提 供调节因数1/7"(&')。乘法器436将从单元426的N个逆功率估计中的每一 个乘以调节因数"WA力，并且提供N个沃什频段的N个标准化逆功率估 计。乘法器436还可以位于乘法器446之后，如等式(8)所示。乘法器440获得每个符号周期内的N个沃什频段的N个接收符 号，将每个沃什频段的接收符号乘以该沃什频段的标准化逆功率估计，并 且提供N个沃什频段的N个调节的符号。单元422到440基于每个沃什频 段执行处理。逆FHT(IFHT)单元442对每个符号周期的N个调节符号执行 N点IFHT，并且提供该符号周期的N个输出采样。并-串(P/S)转换器444 将每个符号周期的N个输出采样串化。乘法器446将输出采样乘以扇区Z的 扩频码，并且提供扇区Z的干扰已消除的采样"'。图4中，乘法器412执行扇区Z的解扩频，其为在等式(8)中与^ 相乘。串-并转换器414将每个符号周期的输入采样向，化。FHT单元416 执行N个业务信道的解覆盖，其为在等式(8)中乘以^。 FHT单元416有 效地使用沃什码，将向量化的采样映射为正交频段，并且将协方差矩阵^对 角化。乘法器412、转换器414以及FHT单元416执行等式(5)并且提供^ 。 单元422、滤波器424以及单元426获得^一1的估计。加法器432和单元434 计算调节因数1""(^')。乘法器436将逆功率估计标准化，其为在等式(8) 乘以""(&')。乘法器440根据这些沃什频段的标准化的逆功率估计来调节 N个沃什频段，其为在等式(8)中乘以&'。因此，更大地衰减了具有较大功 率的沃什频段，其降低了这些沃什频段的干扰作用。IFHT单元442执行N 个沃什频段的覆盖，其为在等式(8)乘以。乘法器446执行扇区/的扩频(或 者再扩频)，其为在等式(8)乘以^。基于协方差矩阵A'来执行干扰消除，协方差矩阵A'具有等式(6) 中的形式。干扰消除性能依赖于精确估计A的能力。在干扰消除的环境中， 追踪指的是在变化的操作环境下精确估计矩阵^的能力。可以以各种方式来估计矩阵^。在图4所示的实施例中，通过 平均化多个符号周期内向量A中接收符号的功率值来估计矩阵^。在此实 施例中，滤波器424可用于为所期望的操作环境提供合适的平均化。在如 下所述的另一个实施例，基于 的分量来估计矩阵^。从等式(6)， ^的对角元素可以被表示为
<formula>formula see original document page 20</formula> 等式(l 1)等式(11)指示出由扇区Z的信道增益、扇区Z中业务信道n的增 益&，"和扇区Z中的噪声和干扰^来确定扇区Z的沃什频段n的功率&"。增 益g""也被称作沃什频段n的频段增益。信道增益&和噪声和干扰^对所 有N个沃什频段是相同的。可以使用现有技术中己知的任何信道估计方案，
根据由扇区z发射的导频来估计信道增益^。扇区z的信道增益估计被表示
为、在实施例中，根据对应于未使用的业务信道的沃什频段的功率估 计来估计扇区Z的噪声和干扰。'2。未使用的业务信道具有零增益，或者 ^"=0。在此情况中，对应于空沃什频段的功率只包括仅仅噪声和干扰，或 者^^-^'^，其中4，"""是空沃什频段的功率。噪声和干扰估计可以被设为
等于空的功率估计，如下
<formula>formula see original document page 20</formula>等式(12)
其中4，""〃是4，"""的估计(如，图4中的滤波器424)，并且《是^的估计。可 以基于来自扇区的信令，业务信道的结构等等来识别未使用的业务信道。 例如，如果干扰消除的处理在多个符号的时间间隔中执行的(如，2N或4N)， 或者如果用零沃什码来发送导频，则对应于导频沃什码的子分支的未使用
业务信道可以用于噪声和干扰估计。在另一个实施例，基于扇区Z的所有沃什频段的最小功率估计来
估计扇区Z的噪声和干扰^，如下
A^卜n^a,'J 等式(13)
可以假定该最小功率估计是用于未使用的业务信道的最小功率估计。因为 是随机变化的，设置CT'2为最小的功率估计导致^具有负偏差以及估计噪 声和干扰过程中。可以使用调节因数来计算负偏差。在另一实施例中，根据扇区Z的所有沃什频段的最小功率估计的 预定数目的平均来估计在扇区z的噪声和干扰 2 。还可以用其它方式来估计 噪声和千扰。在一个实施例中，根据沃什频段n的功率估计和导频功率估计 来估计频段增益&，"，如下
一
其中&"是沃什频段n的功率估计，
《，一是导频的沃什频段的功率估计，以及
^是频段增益g'，"的增益。 等式(14)给出了关于导频信道增益(或者由导频信道增益标准化)的频段增 益估计。对于干扰消除，足以将频段增益估计得相当正确。用所选择的提供良好估计性能的滤波器来获得信道增益估计 & 、噪声和干扰估计^以及频段增益估计l"。每个分量可以用具有各自的 滤波器，该滤波器具有用于提供该分量的精确估计的时间常数。通常，更 长的时间常数对估计错误的随机波动提供更好的平均化，但是具有更差的 用于跟踪环境中的快速变化的能力。一这对矛盾对较短的时间常数是存在的。 较短的时间常数可以用于信道增益^ ，以适应快速衰落。较长的时间常数 可以用于频段增益估计&"并且可以被选择来跟踪功率控制所导致的业务 信道增益的变化，其在cdma2000中每1.25毫秒(ms)可以是0.5分贝(dB)。 较短的时间常数也可用于噪声和干扰估计^以适应其它扇区快速衰落所导 致的信道增益^中的快速变化。可以基于计算机仿真，经验测量等等来选 择不同分量的时间常数。
可以基于信道增益估计、噪声和干扰估计以及频段增益估计来获
得矩阵^的元素，如下
,"=7v2.H2《+A^'2， 等式(1S)
其中&"是扇区Z的、多什频段n的改善功率估计，其中基于A"的分量的估计 获得该f计。矩阵&可以由N个沃什频段，其中11=1， ...， N，的N个功 率估计&"形成，并且可用于干扰消除。图5示出了执行干扰消除的处理500的实施例。初次获得时域接 收采样(如，CDMA)或者频域接收采样(如，OFDM)。接收采样用于隔绝信 号和干扰发射机4块512)。块512中的处理可以是一个操作，比如 cdma2000的解扩频，W-CDMA的解扰码等等。然后执行分解，以获得发 射机Z的多个正交频段(块516)。正交频段还可被称作正交信道、沃什频段、 本征模式、模式、业务信道、物理信道等。在cdma2000中为不同沃什码获 得正交频段，在W-CDMA中为不同OVSF码获得正交频段。对于cdma2000 和W-CDMA可用FHT获得该分解，对于OFDM和FDMA系统可用快速 傅立叶变换获得该分解，并且对其它系统用其它变化获得该分解。可以通过执行每个正交频段的LMMSE调节来实现干扰消除。在 此情况中，估计发射机Z的每个正交频段的功率(块522)。算出每个正交频 段的逆功率估计(块526)。然后通过该正交频段的逆功率估计来节调每个 正交频段，以便更大地衰减具有较大功率估计的正交频段(块540)。然后 使用用于分解的逆变换来将该正交频段变换回离散时间(块542)。然后不进 行隔绝发射机Z的处理(块546)。块546中的处理可以是一种操作，诸如 cdma2000的扩频，W-CDMA的解扰等等。图6A示出了用于执行干扰消除的处理600的实施例。通过估计 功率估计的至少两个分量来获得多个正交频段的功率估计，如下所述(块 610)。然后使用多个正交频段的功率估计来执行干扰消除(块620)。块610 可以对应于图5中的块522，并且块620可以包括图5中的剩余块。图6B示出图6A中块610的实施例。根据例如接收导频(块632) 来获得通信信道的信道增寧估计S 。例如基于正交频段的接收符号，获得 正f频段的初始功率估计^(块634)。可以根据空正交频段的初始功率估 计&""〃 、所有正交频段的最小初始功率估计等，来获得噪声和干终估计^ (块636)。可以基于正交频段的初始功率估计&"、导频功率估计《，一以及噪声和干扰估计 ，获得每个正交频段的频段增益估计^"，如等式一(14)所 示(块638)。具有相同或者不同时间常数的滤波器可以用于三个分量4 、 2 和l"。该信道增益《以及噪声和干扰估计^对所有正交频段是相同的。然 后可以基于正交频段的信道估计^'、噪声和干扰估计W以及频段增益估计 &"，获得每个正交频段的功率估计&"，如等式(15)所示(块640)。在图6的实施例中，分别估计三个分量信道增益、噪声和干扰、 以及频段增益，并且然后进行组合以获得正交频段的功率增益。在其它实 施例中，可以分别估计该分量的其它组合，并且用于获得功率估计。例如， 可以一起估计信道增益和频段增益。图4到6B示出了一个千扰扇区Z的干扰消除。在解调所需扇区
之前，还可以估计并且消除来自多个扇区的干扰。
每个扇区Z的消除项^被定义为
^ 等式(16)
向量&包括扇区/的信号分量以及由于等式(6)中W项所导致的 失真噪声。向量g'代表其它扇区的干扰分量，并且如果&是等对角的则其 等于零。不同扇区的向量&是不相关的，因为不同扇区使用不同的扩频码。 干扰扇区Z的向量^与所需扇区j的发送向量^不相关，同样是因为不同扩 频码的使用。等式(8)中^的调节因数"^^')导致从不同干扰扇区的干扰贡 献的最佳加权。所需扇区j的发送向量^的估计可以被表示为
^_ —— 等式(n)<formula>formula see original document page 23</formula>
其中^是^的估计，并且g。"是来自其它扇区的消除信号的和。向量^包括 来自所需扇区j的信号分量以及来自其它消除的扇区的干扰分量。假设来
自每个扇区的数据符号是独立的并且零均值，则等式(16)和(17)最大化了扇 区^的信号与噪声和干扰比率(SINR)。向量^可以被解扩频并且解覆盖，以获得来自所需扇区j的所需 业务信道n的数据符号估计，如下
^=&'& A 等式(1S)
图7示出了并行多扇区干扰消除器260b的框图，其是图2中干
扰消除器260的另一个实施例。干扰消除器260b执行多个(L)扇区的干扰 消除并且提供由这些L扇区发送的信号估计。在干扰消除器260b内，将接收信号r(其对应于接收器254的接
收采样)提供给L个扇区的L QLIC模块710a到7101。每个QLIC模块710
获得其所分配的扇区的消除信号并且可以实现为如下所述。组合器720将 所有L个扇区的消除信号A到^相加，并且提供总消除信号e'。'""对于每个 扇区j，加法器712从总消除信号e'。'。'减去该扇区的消除信号。，并且提供
其它扇区消除信号e"'"，其对应于等式(17)中的项、'。对于每个扇区j，加 法器714从接收信号r减去该扇区的其它扇区消除信号e。"并且提供该扇区 的信号估计^。每个扇区的信号估计^具有来自其它移除的L-l扇区的消 除信号。加法器714a到7141分别将L个扇区的信号估计^到&提供给瑞 克接收机270中的L个指装处理器750a到7501。每个指装处理器750可以
执行等式(18)所示的对其指定扇区的解调。图7示出并行多扇区的干扰消除的实施例。根据接收信号r来并 行地获得L个扇区的消除信号。每个扇区的消除信号的精确度受到来自所 有其它扇区的干扰的影响。基于每个扇区的消除信号 、所有L扇区的总 消除信号e'。"以及接收信号r来获得每个扇区的信号估计l 。还可以连续地，即序列或者级联方式，执行多扇区的干扰消除。 可以用L个连续级执行L个扇区的连续干扰消除，其中每级消除来自一个 扇区的千扰。基于在前一级的输出来执行每级的干扰消除，其将所有前面 级移除的干扰，因而比接收信号"更干净"。连续干扰消除可以改善性能。 例如，如果不同扇区导致了不同量的干扰，则首先对于强扇区执行干扰消 除，以抑制来自此扇区的信号分量，然后对较弱的扇区执行干扰消除。可 以改善较弱扇区的干扰消除，因为已经衰减了强扇区的信号贡献。强扇区 的消除降低了较弱扇区的等式(6)中的^项，其使得较弱扇区的增益矩阵《 更突出因而改善了较弱扇区的协方差矩阵 的特性。因此，强扇区的消除
可以改善较弱扇区的干扰消除。图8A示出了级联两扇区干扰消除器260c的框图，其是图2中 干扰消除器260的另一实施例。在此实施例中，来自扇区a的干扰被首先 消除，然后来自扇区b的干扰被消除以产生所需扇区j的信号估计。在干扰消除器260c中，将接收信号r提供给QLIC模块810a，
其获得扇区a的消除信号^。"中的上角标"1"是级序号，下角标a是此
级所正在处理的扇区。加法器812a从接收信号r中减去消除信号e二，并且 提供中间信号rl ，该中间信号rl抑制了扇区a的信号分量和失真噪声。QLIC
模块810b接收中间信号rl并且获得扇区b的消除信号《。加法器812b从
接收信号r减去消除信号^并且提供信号估计^，信号估计^含有所需扇 区j的信号分量但是具有来自抑制扇区a和b的干扰。瑞克接收机270的指
装处理器750j执行所需扇区j的信号估计^的解调。扇区a可以是所需扇区j或者其它扇区。如果扇区a是所需扇区 j，则所需扇区的信号分量被首先消除，这可以在第二级中改善来自扇区b 的干扰消除。图8B示出了级联多扇区干扰消除器260d的框图，其是图2中 干扰消除器260的另一实施例。在此实施例中，在L个级中连续地抑制L 个扇区的信号分量。在干扰消除器260d中，将接收信号r提供给QLIC模块810a， 其获得扇区a的干扰信号e二 。加法器812a从接收信号r中减去消除信号^并 且提供具有抑制扇区a的信号分量的中间信号rl。 QLIC模块810b接收中 间信号rl并且提供具有抑制扇区a和b 二者的信号分量的中间信号r2。每个后续级i以类似于级2的方式进行操作。级i的QLIC模块 810接收来自前级i-l的中间信号ri-1并且获得分配给级i的扇区i的消除 信号￡''。级i的加法器812从中间信号ri-l减去消除信号<，并且将中间信 号ri提供给下一级，中间信号ri具有分配给当前和先前抑制的级的所有扇 区的信号分量。最后一个级的加法器8121提供中间信号rL，其具有所有L个抑制的扇区的信号分量。对每个扇区i， i=l，…，L-l，加法器814将扇区i 的消除信号e,'和中间信号rL相加，并且提供该扇区的信号估计《。中间信 号rL-l具有来自抑制扇区1到L-1的干扰，并且将该干扰提供为扇区L的 信号估计&-。在此实施例中，基于扇区的信号强度来将它们分配给各个级。例 如，可以将最强接收扇区分配给级1，可以将下一最强接收扇区分配给级2， 等等。在另一实施例中，可以将最早到达信号的扇区分配给扇区1，可以将 下一到达信号的扇区分配给级2，等等。还可以以其它方式将扇区分配给各 级。图9示出了并行两级干扰消除器260e的框图，其是图2中干扰 消除器260的另一实施例。干扰消除器260e是图7中干扰消除器260b和 图8A中干扰消除器260c的组合。在第一级，将接收信号r提供给L个扇区的L的QLIC模块910a 到9101。每个QLIC模块910基于接收信号获得分配给其的扇区的消除信 号。组合器920a将所有L个扇区QLIC模块910a到9101的消除信号一到4 相加，并且提供第一级的总消除信号e二。'。对于每个扇区j，加法器912从 总消除信号4'。'减去该扇区的消除信号￡1'，并且提供该扇区的其它扇区干扰 消除信号《w 。对于每个扇区j加法器914从接收信号r减去其它扇区干扰 消除信号《w并且提供该扇区的初始信号估计《。每个扇区的初始信号估计 具有来自其它L-l移除扇区的消除信号。加法器914a到9141提供L个扇 区的初始信号估计《到3^。对第二级，QLIC模块930a到块9301分别接收初始信号估计《到 ^ 。每个QLIC模块930基于其初始信号估计《获得分配给其的扇区j的消 除信号^。对每个扇区j,来自第二级的消除信号^典型地是比第一级的消 除信号^更好的扇区j的信号分,量估计，因为^是基于具有来自其它L-1抑 制扇区的干扰的初始信号估计《而获得的。组合器920b将来自所有L个 QLIC模块930a到9301的消除信号《到^相加，并且提供第二级的总消除 信号e'L。对每个扇区j，加法器932从总消除信号^'减去该扇区的消除信 号^，并且提供该扇区的其它扇区干扰消除信号《"对每个扇区j，加法 器934从接收信号r减去其它扇区干扰消除信号《"，并且提供该扇区的最 终信号估计&。每个扇区的最终信号估计&具有来自其它抑制L-l扇区的 信号分量。加法器934a到9341分别将L个扇区的最终信号估计^到^提 供给位于瑞克接收机270中的L个指状处理器750a到7501。图7到9示出了对一个或者多个扇区执行干扰消除的一些干扰消 除器。图7到9中每个QLIC模块可以对一个扇区的一个信号路径(每条路 径处理)、 一个扇区的多信号路径(每个扇区处理)或者多扇区的多信号路径 (多扇区处理)获得消除信号。由给定QLIC模块处理的多个信号路径可以用 于一个或多个接收天线。其它干扰消除器还可以基于此处所提供的说明来 进行设计。例如，图9所示的实施例可以被扩展以包括多于两个级联的干 扰消除级。图10A示出了 QLIC模块1010a的框图，其可以用于图7到9 中的干扰消除器260b到260c中的每个QLIC模块。为了清楚起见，图10A 示出了在第一级正在使用的QLIC模块1010a，使得引入的采样是接收信号 r的接收采样。QLIC模块1010a包括图4中干扰消除器260a中的所有单元。 QLIC模块1010a进一步包括一个加法器448，其从接收采样r中减去干扰 消除的采样"'并且提供扇区Z的消除采样e'。图10B示出了QLIC模块1010b的框图，其还可以用于干扰消除 器260b到260e中的每个QLIC模块。QLIC模块1010b以合适的码片定时 来执行引入采样的再采样。因此，QLIC模块1010b可以用于干扰消除器 260b到260e中，即使扇区未被同步并且来自这些扇区的信号在无线设备中 被接收并未进行时间校准。除了图4中干扰消除器260a中的所有单元之外， QLIC模块1010b包括单元410和450。单元410基于扇区,的定时来执行 引入采样的再采样(即，内插)，以便与码片同步。单元410可以以两倍码片 速率(或者chipx2)获得接收采样，并且以码片速率并且用扇区Z的定时来产 生内插采样(或者chipxl)。单元450执行来自加法器448的采样的外推，并 且以相同速率并且用与弓I入采样相同的定时来提供消除采样。图7到9中，每个QLIC模块可以基于分配给该QLIC模块的扇 区的定时来进行操作。由单元450的外推校准所有扇区的消除采样，使得 这些采样可以由组合器720、 920a和920b进行相加。基于协方差矩阵^来执行每个QLIC模块中的干扰消除，可以基 于图4、 IOA和IOB所示的向量A或者通过估计上文所述A的分量来估计 协方差矩阵A。可以用一个或更多的滤波器执行矩阵^的估计，该滤波器
具有一个或更多时间常数，该时间常数被选择来用于提供良好估计性能并 且跟踪操作环境中的变化。这些变化可以包括无线信道响应A的变化，由
于功率控制所导致的业务信道增益g'，"的变化(g卩，cdma2000中每1.25ms 0.5dB)，因为数据速率和/或业务信道分配的变化所导致在帧边界的业务信 道的瞬时变化，和/或其它变化。期望当快速适应环境中的变化时，获得^' 的精确估计。这种强力的跟踪能力可以改善干扰消除性能。由于每一级引入的延迟，多级的级联干扰消除器跟踪更具挑战 性。可以根据下文所述来改善对级联干扰消除器的跟踪性能。对于M级的级联干扰消除器，M^2，每个级的每个扇区的干扰 消除的信号可以表示为
<formula>formula see original document page 28</formula>等式(19)
其中^一为级m中扇区Z的引入信号， ^为级m中扇区/的干扰已消除的信号，以及 4 是级m中扇区Z的协方差矩阵。
图9中所示，引入信号等于第一级的接收信号，或者^=。并且等于每个 后续级的前级的输入。从等式(19)，每个级的每个扇区的接收符号可以表示为
<formula>formula see original document page 28</formula>，等式(20)
其中< 是级m中扇区Z的接收符号。每个级中每个扇区的消除信号可以被表示为
<formula>formula see original document page 28</formula>等式(21)
其中g「是级m中扇区/的消除信号。每个级中每个扇区的信号估计可以被表示为
<formula>formula see original document page 28</formula>，等式(22)
其中^是级m中扇区Z的信号估计，并且 《"是级m中扇区/的其它扇区消除信号。
每个级中每个扇区的协方差矩阵 "可以被表示为:
=E{.G -至7
等式(23)
其中"^是级m中扇区/的噪声和干扰。在第一级，引入信号中的干扰还没有被抑制，并且"二被表示为:
等式(24)中，No是噪声分量并且双重和是来自其它扇区的干扰分量。在每 个后续级中，中的干扰分量被，先级中的干扰消除所降低。等式(23)和(24)指示出《以及&"与前级的QLIC操作无关。每 个级可以用滤波器来估计 、如图IOA和IOB所示，并且可以使用^，"的 估计来获得该级的消除信号^。在每个级的滤波器引入了延迟。因为一个 级的输出^被提供为下一级的输入，所以在每个级的滤波器延迟抖动到下 一级。任何给定级的总延迟等于从第一级到该级的所有级的累计延迟。延 迟可以是级联干扰消除器的一个问题。可以通过采用协方差矩阵^ 的结，来2实现后续级的加速跟踪。 等式(23)指示、"是两项的和第一项^2长|2'^对所有级相同，第二项 W'《'^对不同级是不同的(典型地对较后级更小)。可以通过采用这种结构
在每个级获得4 的正确估计。级1和m的协方差矩阵可以被表示为
A,，,A^W2.g + A^cr,VZ 和 等式(25)
4,，m = W2 .W2 ^,2 + W."二 .Z 等式(26)
两个协方差矩阵可以被组合为
〃'o",:rZ 等式(27)
重新整理等式(26)中的项，可以被表示为
等式(28)指示可以基于级1的、"和^^^之间差的标量表示来获得级m
等式(24)
等式(28)
的。可以将每个级的^^的N个元素相加重新整理等式(29)中的项，^""可以被表示为
等式(29)将等式(30)替换到等式(28)中，A"可以被表示为
等式(30)
— 等式(31)
等式(31)指示出可以基于&'以及&"与^，'的轨迹来获得 ，"。因 为该轨迹对N个沃什频段求和的事实，其因为改善了对N个沃什频段的平 均的可靠性，所以可以比估计^"更快地估计l的轨迹。例如，如果N428， 则可以比给定估计精度的^"快128倍地估计&"的轨迹。
可以在第一级后的每个级中获得&< 的估计，如
~m=4'' 等式(32) 其中&，m = W ，m)是级m中扇区/的所有N个沃什频段的总功率， L是l的估计，以及
A 是&m的估计。图11示出了多级干扰消除器260f的框图，其是图2中干扰消除 器260的另一个实施例。干扰消除器260f执行M级中一个或更多扇区的干 扰消除，其中M^2。为了简明起见，只有涉及一个扇区Z的干扰消除的单元 才在图11中示出并在下文说明。在第一级，QLIC模块1110基于接收信号r获得,区Z的消除信 号e'1 。 QLI一C模块1110还获得并且提供第一级的总功率估计&，1以及每频段 功率估计^1 。组合器1120a将第一级中所有QLIC模块的消除信号相加， 并且提供第一级的总消除信号一。'。'。组合器1112基于接收信号r扇区Z的消 除信号￡''以及总消除信号￡''。'。'，获得扇区Z的信号估计《。可以用图9中的 加法器912和914来实施组合器1112。在每个后续级m，其中lSm^M， QLIC模块1130基于引入信号(一(其是前级m-l的输出)以及来自第一级中QLIC模块1110的功率估计S" 和、，'来获得扇区Z的消除信号《。组合器1120将级m中所有QLIC模块的 消除信号相加，并且提供级m的总消除信号《。'。组合器1132基于接收信 号r、扇区/的消除信号《以及总消除信号《。'，获得扇区Z的信号估计^"。 最后一级的组合器1132m将扇区Z的最后信号估计(提供给瑞克接收机 270中的指装处理器7501。图12A示出了 QLICK块1110的实施例的框图，其可用于级联 干扰消除器的第一级，如图11所示。除了图10A中QLIC模块1010a中所 有单元之外，QLIC模块1110包括加法器462和滤波器464。在每个符号 周期，单元422提供N个功率值，其是N个沃什频段的接收采样的平方量。 加法器462将每个符号周期中来自单元422的N个功率值相加，并且提供 该符号周期的总功率值。滤波器46，用快速时间常数滤波加法器462的输 出，并且提供第一级的总功率估计&。滤波器424用低速时间常数滤波来 I单元—422的N个功率值，并且提供N个沃什频段的N个每频段功率估计 ^-'到Aw.',其是第一级矩阵&'的N个对角元素。QLIC模块1110内的其 它单元如图4和IOA中所述进行操作。图12B示出了 QLIC模块1130的实施例的框图，其可以用于级 联干扰消除器的第一级后的每个级。QLIC模块1130包括除了滤波器424 的QLIC模块1110中的所有单元。QLIC模块1130进一步包括加法器466 和470以及分配器468。在QLIC模块1130内，加法器462和滤波器464获得级m ^总 功率估ij，如一图12A上文所述。加法器466接收第一级的总功率估计labma1 ， ,且^"减去，1 。分配器468将加法器466的输出分为N份一并且提供量 (s'.m_S"y^。加寧器wo从第一级的QLIC模婢1110接收矩阵&'中每频段
功率估计^，'到《，w，1，将每个每频段功率估计&":与分配一器468的输出相加， 并且提供N个沃什频段的N个每频段功率估计々^到，w，"，其是级m的矩 阵&m的N个对角元素。如图12B所示，后续级m的每频段功率估计可以 只用滤波器464获得，并且不需要滤波器424。单元426到440如图4和 10A上文所述在级m的每频段功率估计上操作。为了达到加速跟踪和良好的估计性能，"快速"滤波器464可以选择用更短的时间常数来获得》"和^，并且"慢速"滤波器424可以选择
用更长的时间常数来获得&1。在实施例中，慢速滤波器的时间常数可以是
近似于64符号的持续周期，其对应于cdma2000中以码片速率1.2288Mcps 的128码片符号的6.7ms。在实施例中，快速滤波器的时间常数可以是0 到4符号的持续周期，其对应于以码片速率1.2288Mcps的128码片符号的 0到416微秒(ys)。卩的时间常数对应于不滤波，在此情况中加法器462的 输出被提供为^或^ 。其它值还可以用于快和慢速滤波器的时间常数。图13示出了用于在多级中执行干扰消除的处理1300的实施例。 例如基于第一级的接收符号(块1312)，获得第一级的多个正交频段的总功 率估计和每频段功率估计。可以基于具有第一时间常数的第一滤波器来获 得第一级的总功率估计，该时间常数可以是零或更大。基于具有第二时间 常数的第二滤波器来获得第一级的每频段功率估计，该时间常数比第一时 间常数更大。基于第一级的每频段功率估计来执行第一级的干扰消除(块 1316)。还基于第一和第二级的总功率估计和第一级的每频段功率估计，获 得第二级的每频段功率估计(块1318)。基于第二级的每频段功率估计执行 第二级的干扰消除(块1320)。以类似于第二级的方式执行每个后续级的处 理。无线设备可以维持一组或更多组的扇区，诸如(l)包括与无线设 备进行通信的扇区的活动组，(2)包括与活动组中的扇区相邻的扇区的相邻 组，(3)包括由无线设备强烈接收的扇区以及是活动组所含的候选项的候选 组，和/或(4)一些其它扇区组。可以用各种方式执行干扰消除。在实施例中， 为活动组中的扇区执行干扰消除。无线设备典型地强烈地接收这些扇区并 且进一步用定时和多径信息来有效地执行这些扇区的干扰消除。在另一个 实施例中，基于无线设备的处理能力为尽可能多的扇区执行干扰消除。可 以基于他们的接收信号强度或者其它标准，为干扰消除选择这些扇区。可以由各种方式来实施在此所述的干扰消除技术。例如，可以以 硬件，固件，软件或其组合来实施这些技术。对于硬件实施例，可以将用 于执行干扰消除的处理单元实施在一个或者多个专用集成电路(ASIC)、数 字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)可编程逻辑器件(PLD)、现 场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、电子设 备，用于执行在此描述的功能的其它电子单元、或者上述的组合中。对于软件或固件实施例，可以用执行本文描述的功能的模块(过
程，功能等等)来实施该干扰消除技术。该软件和/或固件代码可以存储在存
储器中(图2中的存储器292)并且由处理器(处理器290)来执行。该存储器 可以实施在处理器之内或者之外。提供了对于所公开的实施例的说明，以使得本领域任意技术人员 可以完成或者使用本发明。这些实施例的各种修改对本领域人员是显而易 见的，并且在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以将本文所定义的 一般原则应用到其它实施例。因此，本发明不限于所示实施例，而是符合 所公开的原则和新颖的特征的最广泛的内容。
权利要求
1.一种装置，包括至少一个处理器，用于通过估计多个正交频段的功率估计的至少两个分量来获得所述功率估计，并且使用所述多个正交频段的所述功率估计来执行干扰消除；以及耦合到所述至少一个处理器的存储器。
2、 如权利要求1所述的装置，其中所述至少一个处理器用于获得通 信信道的信道增益估计，获得噪声和干扰估计，以及基于所述信道增益估 计和所述噪声和干扰估计来获得所述多个正交频段的所述功率估计。
3、 如权利要求2所述的装置，其中所述至少一个处理器用于获得空正 交频段的初始功率估计，并且基于所述空正交频段的所述初始功率估计来 获得所述噪声和干扰估计。
4、 如权利要求2所述的装置，其中所述至少一个处理器用于获得所述 多个正交频段的初始功率估计，并且基于所述多个正交频段的所述初始功 率估计中的最小初始功率估计来获得所述噪声和干扰估计。
5、 如权利要求2所述的装置，其中所述至少一个处理器用于基于经由 所述通信信道所接收的导频来获得所述信道增益估计。
6、 如权利要求1所述的装置，其中所述至少一个处理器用于获得通信 信道的信道增益估计，获得噪声和干扰估计，获得所述多个正交频段中的 每一个的频段增益估计，并且基于所述信道增益估计、所述噪声和干扰估 计以及所述正交频段的所述频段增益估计来获得每个正交频段的功率估 计。
7、 如权利要求6所述的装置，其中所述至少一个处理器用于获得每个正交频段的初始功率估计，并且基于所述正交频段的所述初始功率估计和 导频功率估计来获得每个正交频段的所述频段增益估计。
8、 如权利要求2所述的装置，其中所述至少一个处理器用于利用第一 滤波器来获得所述信道增益估计，并且利用第二滤波器来获得所述噪声和 干扰估计。
9、 如权利要求6所述的装置，其中所述至少一个处理器用于利用第一 滤波器获得所述信道增益估计，利用第二滤波器获得所述噪声和干扰估计， 利用第三滤波器获得每个正交频段的所述频段增益估计。
10、 如权利要求9所述的装置，其中所述第一、第二和第三滤波器具 有至少两个不同的时间常数。
11、 一种方法，包括通过估计多个正交频段的功率估计的至少两个分量来获得所述功率估 计；以及使用所述多个正交频段的所述功率估计来执行干扰消除。
12、 如权利要求ll所述的方法，其中获得所述多个正交频段的所述功 率估计包括获得通信信道的信道增益估计， 获得噪声和干扰估计，以及基于所述信道增益估计和所述噪声和干扰估计来获得所述多个正交频 段的所述功率估计。
13、 如权利要求ll所述的方法，其中获得所述多个正交频段的所述功 率估计包括获得通信信道的信道增益估计， 获得噪声和干扰估计， 获得所述多个正交频段中的每一个的频段增益估计，以及 基于所述信道增益估计、所述噪声和干扰估计以及所述正交频段的所 述频段增益估计，获得每个正交频段的功率估计。
14、如权利要求11所述的方法，其中获得所述多个正交频段的所述功 率估计包括获得通信信道的信道增益估计，获得所述多个正交频段的初始功率估计，基于所述初始功率估计来获得噪声和干扰估计，基于所述初始功率估计获得所述多个正交频段的频段增益估计，以及 基于所述信道增益估计、所述噪声和干扰估计以及所述频段增益估计， 获得所述多个正交频段的所述功率估计。
15、如权利要求14所述的方法，利用第一滤波器获得所述信道增益估 计，利用第二滤波器获得所述噪声和干扰估计，以及利用第三滤波器获得 所述频段增益估计。
16、 一种装置，包括用于通过估计多个正交频段的功率估计的至少两个分量来获得所述功 率估计的模块；以及用于使用所述多个正交频段的所述功率估计来执行干扰消除的模块。
17、 如权利要求16所述的装置，其中所述用于获得所述多个正交频段 的所述功率估计的模块包括用于获得通信信道的信道增益估计的模块， 用于获得噪声和干扰估计的模块，用于基于所述信道增益估计和所述噪声和干扰估计来获得所述多个正 交频段的所述功率估计的模块。
18、 如权利要求16所述的装置，其中所述用于获得所述多个正交频段 的所述功率估计的模块包括用于获得通信信道的信道增益估计的模块， 用于获得噪声和干扰估计的模块，用于获得所述多个正交频段中的每一个的频段增益估计的模块，以及 用于基于所述信道增益估计、所述噪声和干扰估计和所述正交频段的 所述频段增益估计来获得每个正交频段的功率估计的模块。
19、 如权利要求16所述的装置，其中所述用于获得所述多个正交频段 的所述功率估计的模块包括用于获得通信信道的信道增益估计的模块， 用于获得所述多个正交频段的初始功率估计的模块， 用于基于所述初始功率估计来获得噪声和干扰估计的模块， 用于基于所述初始功率估计来获得所述多个正交频段的频段增益估计 的模块，以及用于基于所述信道增益估计、所述噪声和干扰估计和所述频段增益估 计来获得所述多个正交频段的所述功率估计的模块。
20、 一种装置，包括至少一个处理器，用于在第一级中执行干扰消除，获得所述第一级的 至少一个功率估计，并且使用所述第一级的所述至少一个功率估计来在第 二级中执行干扰消除；以及耦合到所述至少一个处理器的存储器。
21、 如权利要求20所述的装置，其中所述至少一个处理器用于获得所 述第一级的多个正交频段的每频段功率估计，并且基于所述每频段功率估 计在所述第一级中执行干扰消除。
22、 如权利要求21所述的装置，其中所述至少一个处理器用于获得所 述第一级的总功率估计，并且其中所述第一级的所述至少一个功率估计包 括所述第一级的所述总功率估计和所述每频段功率估计。
23、 如权利要求22所述的装置，其中所述至少一个处理器用于获得所 述第二级的总功率估计，基于所述第一和第二级的所述总功率估计和所述 第一级的所述每频段功率估计来获得所述第二级的每频段功率估计，并且 基于所述第二级的所述每频段功率估计来在第二级中执行千扰消除。
24、 如权利要求21所述的装置，其中所述至少一个处理器用于在所述 第一级中获得所述多个正交频段的功率值，对所述多个正交频段的功率值 迸行求和以便获得总功率值，并且基于所述总功率值来获得所述第一级的 所述总功率估计，并且基于所述多个正交频段的所述功率值来获得所述第 一级的所述每频段功率估计。
25、 如权利要求20所述的装置，其中所述至少一个处理器用于基于第 一滤波器来获得所述第一级的总功率估计，基于第二滤波器来获得所述第 一级的多个正交频段的每频段功率估计。
26、 如权利要求25所述的装置，其中所述第一滤波器具有第一时间常 数，并且其中所述第二滤波器具有比所述第一时间常数更长的第二时间常 数。
27、 如权利要求25所述的装置，其中所述第一滤波器具有为零的时间 常数。
28、 如权利要求20所述的装置，其中对于所述第一级干扰消除，所述 至少一个处理器用于处理接收采样以分离来自发射机的信号并且获得输入 采样，用于基于第一变换来变换所述输入采样以获得多个正交频段的接收 符号，用于基于所述至少一个功率估计来获得多个增益，用于利用所述多 个增益来调节所述接收符号以获得调节的符号，并且用于基于第二变换来 变换所述调节的符号以获得输出采样，其中所述输出采样中消除了来自所 述发射机的干扰。
29、 如权利要求28所述的装置，其中对于所述第一级干扰消除，所述 至少一个处理器用于基于所述接收符号来获得所述多个正交频段的每频段 功率估计，并且基于所述每频段功率估计来获得所述多个增益。
30、 如权利要求28所述的装置，其中对于所述第一级干扰消除，所述 至少一个处理器用于基于所述正交频段的接收符号来获得每个正交频段的 每频段功率估计，基于所述正交频段的所述每频段功率估计的逆来获得每 个正交频段的增益，并且基于所述正交频段的所述增益来调节每个正交频 段的所述接收符号。
31、 如权利要求28所述的装置，其中所述至少一个处理器用于在变换 所述输入采样之前基于所述发射机的定时来执行再采样，并且在变换所述 调节符号之后基于所述发射机的所述定时来执行外推。
32、 一种方法，包括 在第一级中执行干扰消除； 获得所述第一级的至少一个功率估计；以及使用所述第一级的所述至少一个功率估计，在第二级中执行干扰消除。
33、 如权利要求32所述的方法，其中所述在所述第一级中执行干扰消 除包括获得所述第一级的多个正交频段的每频段功率估计，以及 基于所述每频段功率估计在所述第一级中执行干扰消除。
34、 如权利要求32的方法，其中所述获得所述第一级的所述至少一个 功率估计包括获得所述第一级的总功率估计，以及获得所述第一级的多个正交频段的每频段功率估计，并且其中所述第 一级的所述至少一个功率估计包括所述总功率估计和所述第一级的所述每 频段功率估计。
35、 如权利要求34的方法，其中所述总功率估计是基于具有第一时间 常数的第一滤波器所获得的，并且其中所述每频段功率估计是基于具有比 所述第一时间常数更长的第二时间常数的第二滤波器所获得的。
36、 如权利要求34的方法，其中所述在所述第二级中执行干扰消除包括获得所述第二级的总功率估计，基于所述第一和第二级的所述总功率估计和所述第一级的所述每频段 功率，获得所述第二级的每频段功率估计，以及基于所述第二级的所述每频段功率估计，在所述第二级中执行干扰消
37、 一种装置，包括 用于在第一级中执行干扰消除的模块； 用于获得所述第一级的至少一个功率估计的模块；以及 用于使用所述第一级的所述至少一个功率估计来在第二级中执行干扰消除的模块。
38、 如权利要求37所述的装置，其中所述用于在第一级中执行干扰消 除的模块包括用于获得所述第一级的多个正交频段的每频段功率估计的模块，以及 用于基于所述每频段功率估计来在所述第一级中执行干扰消除的模块。
39、 如权利要求37所述的装置，其中所述用于获得所述第一级的至少 一个功率估计的模块包括用于获得所述第一级的总功率估计的模块，以及用于获得所述第一级的多个正交频段的每频段功率估计的模块，并且其中所述第一级的至少一个功率估计包括所述第一级的所述总功率估计和 所述每频段功率估计。
40、如权利要求39所述的装置，其中所述用于在所述第二级中执行干 扰消除的模块包括用于获得所述第二级的总功率估计的模块，用于基于所述第一和第二级的所述总功率估计和所述第一级的所述每 频段功率估计来获得所述第二级的每频段功率估计的模块，以及用于基于所述第二级的所述每频段功率估计来在所述第二级中执行干 扰消除的模块。
全文摘要
描述了用于在无线(如CDMA)通信系统中执行干扰消除的技术。在一个方面，多个正交频段的每个频段的功率估计是通过估计这些功率估计的至少两个分量而获得的。该分量可以包括，例如信道增益、噪声和干扰，以及频段增益。基于每频段功率估计来执行干扰消除。另一方面，利用快速跟踪在多级中执行干扰消除。获得第一级的总功率估计和每个频段的功率估计。获得第二级的总功率估计。还基于第一和第二级的总功率估计以及第一级每频段的功率估计，获得第二级的每频段的功率估计。基于每个级的每频段的功率估计，对每个级执行干扰消除。
文档编号H04B1/707GK101371452SQ200680045907
公开日2009年2月18日 申请日期2006年12月6日 优先权日2005年12月6日
发明者B·C·巴尼斯特 申请人:高通股份有限公司