专利名称：：结合小波变换域去噪的ofdm信道估计方法
技术领域：
：本发明涉及无线电广播系统，特别涉及结合小波变换域去噪的OF函(正交频分复用)信道估计方法。
背景技术：
：DRM(数字无线电全球化)是短波、中波以及长波调幅广播频段的唯一的通用型非专利数字无线电广播系统。在同样的覆盖范围条件下，DRM(数字无线电全球化)发射机功率比传统的模拟发射机功率低6-9犯，数字广播比模拟广播的同邻频保护率低，抗多径干扰能力强，便于移动接收；音质可以达到CD(光盘)或调频立体声的质量；能够提供附加数据和多媒体信息；与DAB(数字音频广播)相比，它的接收机价格更容易被广大听众所接受。它的出现是30MHz以下频段广播复兴的标志，而且目前已经成为国际标准。在相干解调OFDM(正交频分复用)系统中，为了对接收到的信号进行均衡，接收机必须通过信道估计来获得信道的幅度和相位信息。但是，广播信道不仅遭受由于多径传播造成的频率选择性衰落，而且遭受多普勒频移或多普勒扩展带来的时间选择性衰落，为了保证接收机的接收质量和接收的实时性，要求接收机对广播信道进行及吋准确的信道估计。根据DRM(数字无线电全球化)规范的要求，发射机在发送有用数据的同时，还同时发送导频数据，这样就可以采用基于导频的信道估计方案。首先，提取出导频位置的接收信号，利用接收机存储的本地导频，用最小二乘算法计算导频位置的信道频率响应，然后，用插值滤波器估计出数据子载波处的信道频率响应，最后，用单抽头的频域均衡器对接收收据进行均衡。当发送信号采用高阶调制时，比如16QAM(]6星座点正交幅度调制)或者64QAM(64星座点正交幅度调制)，为了获得更好接收机性能，需要更准确的信道估计。因为在双衰落信道条件下，也就是既有由多经传播造成的频率选择性衰落，又有由于多普勒频移或者多普勒扩展引起的吋间选择性衰落的信道条件下，菱形的导频图案比块状导频图案或者梳妆导频图案具有更好的抗衰落特性，在DRM(数字无线电全球化)规范中便采用了这种时频二维的菱形导频图案，这种方案能够减少了在某些导频受到信道引起的严重影响的情况下接受机性能下降的程度。菱形导频图案分布图如图l所示。针对不同的信道条件，DRM(数字无线电全球化)标准屮包含了四种不同的鲁棒模式，具体的描述见表l:表l:鲁棒模式和相应的信道条件鲁棒模式信道条件模式A高斯信道，轻微率落信道，适用于白天的中波和长波信道。模式B时间和频率选择性信道，较长吋延扩展的夜间的短波和中波信道。模式c时间和频率选择性信道，信道条件较差，较大的多普勒扩展的短波信道。模式D非常健壮的模式，但是由于过于紧密的导频间隔，影响了数据传输速率。不同的鲁棒模式在时间方向和频率方向上都具有不I司的导频间隔，具体间隔的大小如表2所示表2:导频间隔大小<table>tableseeoriginaldocumentpage6</column></row><table>在表2中，NT和Np分别表示时间方向上的导频间隔以及频率方向上的导频间隔。前三种鲁棒模式可以满足大多数DRM(数字无线电全球化)广播的应用，对于模式A，由于较短的保护间隔和较窄的在子载波间隔使它不适用于短波广播。只有模式D适用于规范中的信道模型6，这个信道模型不仅具有很长的时延扩展，还具有很大的多普勒扩展，它是对赤道地区的短波传播的一种近似的模拟。众所周知，最小均方误差准则下的最佳信道估计器是二维维纳滤波器，但是二维维纳滤波器在实际工程应用中很不容易实现，但是当信道是广义平稳非相关散射信道时，两个级联的--维滤波器是一种不错的选择方案，可以先时间方向插值后频率方向插值，也可以先频率方向插值后时间方向插值。在图2中我们给出了两个级联的一维插值滤波器的框图(先时间方向后频率方向)对于基于导频辅助的OFDM(正交频分复用)系统，通常的信道估计方法是，首先用最小二乘算法得到导频位置的信道频率响应，然后釆用两个级连一维滤波器对数据位置的信道频率响应进行估计，例如首先在时间方向进行简单的线性插值，然后再在频率方向上进行线性插值。如何提高基于导频的时频二维方向上均釆用线性插值的信道估计方法的性能。正如我们所知，由于噪声、子载波间干扰以及线性插值会在我们最后通过插值得到的信道频率响应值中引入误差，这些误差会造成0FDM(正交频分复用)接收机性能的下降。
发明内容本发明的目的是提供一种结合小波变换域去噪的OFDM信道估计方法。为实现上述目的，一种结合小波变换域去噪的OFDM信道估计方法，包括步骤a)提取导频子载波上的信息，计算导频子载波处的信道频率响应；b)根据计算出的导频位置处的信道频率响应，在时间方向对信道频率响应进行插值；c)对时间方向插值的信道频率响应进行噪声和干扰去除；d)在频道方向对去除了噪声和干扰的信道频率响应进行频率方向的插值。由于噪声、子载波间干扰以及线性插值会在我们最后通过插值得到的信道频率响应值中引入误差，这些误差会造成OFDM(正交频分复用)接收机性能的下降。而采用上述基于小波变换域去噪的方法可以减小信道频率响应值中引入的误差，提高信道估计值的准确性，减小接收系统的误码率。图l是菱形导频图案分布图；图2是两个级联一维插值滤波器框图；图3是带噪声去除的级连插值方法框图;图4是噪声去除过程框图；图5是小波分解框图；图6是小波重构框图；图7是信道3的误比特率特性；图8是信道4的误比特率特性。具体实施方式为了消除如上所述的噪声和干扰的影响，我们在时间方向上的插值之后，增加了一个噪声和干扰去除的过程，然后我们再进行频率方向上的插值，其框图如图3所示。由于噪声、子载波间干扰以及线性插值会在我们最后通过插值得到的信道频率响应值中引入误差，这些误差会造成OFDM(正交频分复用)接收机性能的下降。本发明在时间方向插值器与频率方向插值器之间引入了一个噪声去除过程，其基本原理是通过小波变换对时间方向插值得到的信道频率响应进行噪声去除，从而提高用于频率方向插值的准确性，打到减小信道估计误差，降低相同信噪比下接收机误码率的目的。图3中的噪声去除过程如图4所示。对在导频子载波处的信道频率响应进行逆傅立叶变换之后，我们就得到了时域信道冲激响应的样值序列。我们可以注意到，除了有用的信道幅度和相位信息外，每个样值点同时也包含了噪声和相邻子载波的干扰。这些干扰和噪声会造成我们通过插值得到的信道频率响应和其真实值之间的误差。为了提高DRM(数字无线电全球化)接收机的性能，我们用离散时间小波变换进行有用信道信息与噪声和干扰成分的分离。实际上，离散时间小波变换相当于一个滤波器组，包括高通滤波器和低通滤波器，输入序列和低通滤波器巻积之后的输出序列被称作尺度系数，而输入序列和高通滤波器巻积之后的输出则被称作小波系数。如果对小波系数进行阈值处理，而保持尺度系数不变，然后再通过重构滤波器组对经过阈值处理的小波系数和未处理的尺度系数进行重构，我们就可以得到消除了噪声和干扰的输入序列。最后，我们再对重构的输入序列进行傅立叶变换，得到去噪后的各导频子载波上的信道冲激响应，从而达到提高信道估计精度的目的。上面的噪声和干扰去除过程有五个步骤组成，具体描述如下1)逆傅立叶变换对导频子载波上的信道频率响应构成的序列进行逆傅立叶变换，得到时域上的信道冲激响应样值序列<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>(1)其中，M是一个OF謹(正交频分复用)符号中导频子载波的数目。2)小波分解在这里，我们用Harr小波进行分解和重构，基于Harr小波的滤波器组由一个高通和一个低通组成，其低通滤波器系数为./,.=[，]，高通滤波器系数为厶=[-，]。这一个步骤的主要目的就是将带有噪声和干扰的信道冲激响应样值序列变换到小波域，如果用《,和《,来分别表示小波变换后的尺度系数和小波系数，那么小波分解的数学表达式可以如下表示<formula>formulaseeoriginaldocumentpage9</formula>(2)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage10</formula>(3)其中，、,，(^A〈M表示信道冲激响应样值序列，M是需要处理的信道冲激响应样值序列的长度。小波分解如图5所示3)阈值处理这个过程的主要目的就是将低于某一个阈值的小波系数全部置为零。因为经过小波分解后的小波系数中，比较大的小波系数包含的是有用信息，而较小的小波系数中主要是噪声和千扰成分，所以我们可以将低于某个阈值的小波系数置为零，从而达到去除噪声和干扰的目的。常用的阈值方法主要有三种，它们是硬阈值法、软阈值法和非负阈值法，其定义如下<formula>formulaseeoriginaldocumentpage10</formula>(硬阈值)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage10</formula>(软阈值)<formula>formulaseeoriginaldocumentpage10</formula>(非负阈值)(6)其中，义表示阚值，并且A20.小波变换域去除噪声和干扰的方法与传统的基于低通滤波器的去噪方法不同，由于采用了对小波系数的阈值处理过程，所以它是非线性的。其中，阈值的选取是非常重要的，通常情况下，选择-个适当的阈值是保证良好的噪声和干扰去除效果的一个重要的前提。如果阈值选取得太大，那么有一部分重要得有用信息就会被滤除，反之，如果阈值选取得太小，在我们进行重构的时候就会包含比较多的干扰和噪声成分，从而达不到噪声和干扰去除的目的。Donoho提出的小波阈值的经验公式如下所示义巧》logiV/A/T7(7)这只是一个经验公式，并不是对于所有的应用，按照这个公式选取的阈值都会具有很好的效果，通常情况下，对于不同的应用，需要我们重新选择适合本应用的阈值，但是上面的Donoho经验公式可以为我们提供一个基本的参考。很多学者通过研究证实，通常情况下，硬阈值的方法会引入较大的方差，而软阈值的方法则会引入比较大的偏差。综合考虑了对方差和偏差的影响，有的学者还提出了软阈值和硬阈值相结合的方法。4)小波重构小波重构的目的就是将经过阈值处理后的小波系数和未经过处理的尺度系数从小波变换域变换回时域。这种重构是通过重构滤波器组实现的，它包括一个高通和一个低通，低通滤波器和高通滤波器系数分别是天=[鲁,]和7,[鲁-脊]。重构后的信道冲激响应样值序列&,可<formula>formulaseeoriginaldocumentpage11</formula>^,是对原始的带有噪声和干扰的信道冲激响应样值输入序列、进行噪声和干扰去除之后的输出序列。^,和&^分别表示偶数和级数样点输出序列值。小波重构过程如图6所示。5)傅立叶变换将经过噪声和干扰去除的信道冲激响应序列变换到频域A,,=Z"—'磁'。《"m-i(10)其中，m是一个OFDM(正交频分复用)符号中的导频子载波的数目，经过傅立叶变换后的输出序列可以用于频率方向上的插值。实施例实际的DRM(数字无线电全球化)广播信道是既有多径引起的频率选择性，又有多普勒扩展或者频移引起的时间选择性的双衰落信道。其中多径传播主要是由于不同高度电离层的反射引起的，信道的最大时延扩展可以达到几个毫秒，多普勒扩展和频移主要由于电离层反射的频谱特性和接收机的移动引起的。以中纬度地区为例，时延扩展的最大值可以达到6ms，多普勒扩展则可以高达5Hz。通常情况下，吋延扩展和多普勒扩展的典型值是2ms和1Hz，这也就是我们用到的信道模型4的参数值。本着从实际出发的原则，我们考察了DRM(数字无线电全球化)规范中信道模型3和信道模型4的情况，其中信道模型3是针对于中频和高频的USConsortium(美国联合会)模型，信道模型4是针对于高频的标准CCIR(国际无线电委员会)模型。信道模型3和信道模型4的具体参数分别在表3禾口表4中给出同传统的线性插值方法(在时间方向和频率方向上均为线性插值)相比，结合小波变换域噪声和干扰去除的方法要比传统方法具有更好的误比特率特性，这一点可以从我们对信道模型3和信道模型4的仿真结果中可以看出来，而且结合软阈值方法的性能要比结合硬阈值方法的性能好。表3:信道模型3的参数设置<table>tableseeoriginaldocumentpage13</column></row><table>表4:信道模型4的参数设:<table>tableseeoriginaldocumentpage13</column></row><table>在我们的D謂(数字无线电全球化)仿真器中，我们在吋问方向采用同样的线性插值的基础上，考察了频率方向上采用传统线性插值方法和采用硬阚值以及软阈值小波噪声和干扰去除方法的性能。其屮，硬阈值方法如公式(4)所示，软阈值方法是对公式(5)进行调整后的公式，由式(11)给出。具体的仿真参数如表5所示<formula>formulaseeoriginaldocumentpage13</formula>(11)表5:仿真参数设置<table>tableseeoriginaldocumentpage14</column></row><table>对信道模型3和信道模型4的仿真结果分别如图7和图8所示。从仿真结果我们可以看出，结合硬阈值小波域噪声和干扰去除的方法比传统线性插值的方法要好，而且结合软阈值小波域噪声和干扰去除的方法要比结合硬阈值的方法要好一些。对于信道模型3来说，与传统线性插值方法相比，结合硬阈值的方法大概有O,3-0.4dB的增益，结合软阈值的方法大概有O.6-0.7dB的增益；对于信道模型4来说，与传统线性插值方法相比，结合硬阈值的方法大概有O.3dB的增益，结合软阈值的方法大概有O.5-0.6dB的增益。权利要求1.一种结合小波变换域去噪的OFDM信道估计方法，包括步骤a)提取导频子载波上的信息，计算导频子载波处的信道频率响应；b)根据计算出的导频位置处的信道频率响应，在时间方向对信道频率响应进行插值；c)对时间方向插值的信道频率响应进行噪声和干扰去除；d)在频道方向对去除了噪声和干扰的信道频率响应进行频率方向的插值。2.根据权利要求l所述的方法，其特征在于所述步骤c)包括对时间方向插值得到的信道频率响应进行逆傅立叶变换进行小波分解；进行阈值处理；进行小波重构；进行傅立叶变换，将处理后的数据变换回频域。3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于所述小波分解采用Hair小波4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于所述Harr小波分解包括高通滤波器和低通滤波器，其中，输入序列和低通滤波器巻积之后的输出被称作是尺度系数，输入序列和高通滤波器巻积之后的输出被称作小波系数。5.根据权利要求2所述的方法，其特征在于所述阈值处理包括硬阈值法、软阈值法和非负阈值法之一。6.根据权利要求5所述的方法，其特征在于所述阈值按下式选取A=logTV其中，A表示阈值，并且A20，c表示噪声大小，N是需要处理的数据长度。7.根据权利要求6所述的方法，其特征在于选取适当的阈值，将低于某个阈值的小波系数全部置位零，比较大的小波系数包含的是有用的信道信息。8.根据权利要求2所述的方法，其特征在于所述小波重构将经过阈值处理后的小波系数和未经过处理的尺度系数从小波域变换回时阈。全文摘要一种结合小波变换域去噪的OFDM信道估计方法，包括步骤提取导频子载波上的信息，计算导频子载波处的信道频率响应；根据计算出的导频位置处的信道频率响应，在时间方向对信道频率响应进行插值；对时间方向插值的信道频率响应进行噪声和干扰去除；在频道方向对去除了噪声和干扰的信道频率响应进行频率方向的插值。由于噪声、子载波间干扰以及线性插值会在我们最后通过插值得到的信道频率响应值中引入误差，这些误差会造成OFDM(正交频分复用)接收机性能的下降。而采用上述基于小波变换域去噪的方法可以减小信道频率响应值中引入的误差，提高信道估计值的准确性，减小接收系统的误码率。文档编号H04L27/26GK101247376SQ20071007934公开日2008年8月20日申请日期2007年2月15日优先权日2007年2月15日发明者潘立军,魏立军申请人:北京三星通信技术研究有限公司;三星电子株式会社