去偏振的波分复用源的制作方法

专利名称：去偏振的波分复用源的制作方法
技术领域：
本发明涉及波分复用(WDM)源，并且更具体而言涉及其在超长距离 传输(ULH)通信系统中的使用。
背景技术：
波分复用信号通常包含许多数据信道，其是被以一种方式调制以便 携带信息的光学信号。每个数据信道携带独立的信息，但是在通常的传 输介质中的非线性效应会导致这些信道之间的干扰。这些效应包括四波 混频(FWM)和交叉相位调制(XPM) 。 FWM是一种当两种或更多种不同 频率的信号通过光纤时可能发生的非线性效应，其有产生新频率信号的
效应。这些非线性效应干扰了信号，限制了波分复用信号在将数据从发 射机传输到接收机的效能。而且，当数据信道之间的频率间隔减少时， 这些非线性效应变得更加显著，从而限制一给定波分复用信号所能携带 的数据信道数量(并且因而限制信息的数量)。
美国专利6， 342， 961描述了一种其中相邻数据信道以正交偏振发 射的系统，以试图减緩上述非线性效应。在这种系统中，两个梳状数据 信道与宽带正交组合器复用，这样所得到的波分复用信号中的数据信道 在正交偏振态之间变换。
除了数据信道外，波分复用系统通常携带许多加载信道(loading channel)。加载信道被用在光学系统中，针对宽带运行使线路放大器 适当地饱和并为数据携带信道提供最佳信道功率。许多近代的系统一开 始都在较低的信道数量(低于用于系统时的数量)下运行，并被升级以 满足通信容量需求。"存在之初，，的系统使用加载信道作为许多数据信 道功率的代用品。这些加载信道可以是连续波(CW)或调制信道。
将加载信道与海底线路终端设备(SLTE)的信道级、频带级或综合 级(aggregate stage)上的数据4言道相复用。
当前的传输设备供应商通常对加载信道使用高功率激光器梳或过 滤放大自发发射(ASE)噪声。对于激光器来说，需要使用许多加载信道和/或需要将它们调制以克服传输问题。过滤的ASE源通常有较差的 阻带抑制和宽的线宽，限制了数据信道的性能。
诸如功率、波长和偏振态等的加载信道物理属性，影响数据信道的 性能以及升级策略。理想的是，应对加载信道去偏振以避免在终端设备 和传输线路中引起的任何偏振问题。通常，少量的加载信道携带绝大部 分用于与数据信道联系的功率，其作用类似于敏感探测信号。
对于多信道中继系统的一个主要问题是偏振相关增益(PDG)，其 是由一种公知的偏振烧孔(PHB)效应引起的，对于一特定偏振，通过 该偏振烧孔(PHB)效应，可获取的增益被饱和掉并减少。如果发射到 加载信道的光的特征是高度偏振的，那么相邻的数据信道可在传播穿过 线路放大器时得到不同量的增益。该增益的准确水平将取决于数据信道 中传播的光学信号与加载信道中的光的偏振对齐程度。随着时间的过 去，系统变化的效应改变了信道之间的相对偏振态，导致数据信道光学 功率上的波动。更糟糕的是，信道功率的变化能够影响信道的光学信噪 比(0SNR)以及非线性效应的强度从而导致信道中误码率(BER)性能 的变化。

发明内容
根据本发明的第一个方面，提供了一种用于波分复用(WDM)传输 系统的光学设备，包括多个光源，每个光源提供一光源信号；连接到 光源的保偏复用器，其用于复用所述光源信号从而形成偏振复用信号； 以及连接到保偏复用器的输出的差分群时延(DGD)元件，其中所述差 分群时延元件适于对所述复用信号去偏振，同时为每个源信号保持充分 大的时间平均偏振度(D0P)。
根据本发明的第二个方面，提供了一种处理光学信号的方法，包括 将多个光源信号穿过保偏复用器从而形成偏振复用信号；并且，将所述 复用信号穿过包括差分群时延元件的光路从而使所述复用信号去偏振， 同时为每个光源信号保持充分大的时间平均偏振度(D0P)。
本发明的差分群时延元件改变源信号偏振态的量取决于这些源信 号的频率。因此每个源信号都受到不同影响，虽然单个信道保持偏振， 但合成的整个复用信号的总光学场被去偏振。该技术减少了非线性效应
6对数据信道的影响，因为相邻数据信道因其不同频率将有不同的偏振 态。而且，本发明通过引入对整个波分复用信号去偏振的装置，克服了
PDG和PHB的问题。因此减轻了 PDG的破坏性后果，诸如数据信道光学 功率中的波动(其能够影响0SNR和BER)。
因此本发明同时提供了 一种针对波分复用系统中观察到的诸多疑 难效应的简单、综合、低成本的解决方案。
本发明关于PDG和PHB的有益效果在低信道数量的系统中尤其明 显。例如，系统中信道数目越少，信道经受不利调整的统计概率就越高。 而且，每个加载信道将多提供些总系统功率，从而对线路放大器的饱和 有更大影响。在低信道数量系统中，也很有可能的是，单个加载信道将 成为光镨区域的唯一占据者从而造成强PHB。
本发明允许使用通常用于波分复用信号的源(诸如连续波(CW)激 光器)来产生加载信道，尽管事实上这种源产生偏振信号。差分群时延 元件改变一个或多个加载信道的偏振，使加载信道的整体贡献是有效去 偏振的。
因为使用了适于波分复用的源，本发明允许当需要时，将加载信道 转化为数据信道(或反之亦然)。而且，这些源有窄线宽和高0SNR。 它们也提供稳定、准确的波长和功率控制。
当增加或移除加载信道时，差分群时延对复用信号的去偏振效能可
能受到不利影响。为此，本发明的一优选实施方案能够调整加载信道的 频率和功率级从而确保总能达到最大去偏振水平。例如，在两个相同功
率加载信道的系统中，可通过在信道之间采用频率差来实现最大发射去 偏振，所述的在信道之间采用频率差，可以使这些信道在穿过DGD之后， 相应的偏振态正交。如果增加第三加载信道，可选择其频率，使其偏振 态平行于现有信道中的一个。为了确保这能实现对复用信号的最大去偏 振，有必要减少所述两个平行加载信道相对于剩余的正交加栽信道的功 率。
在本发明的一个优选实施方案中，使用了许多组加载信道，其中每 组的那些组员都位于一波长范围内，该波长范围基本小于分隔这些组的 波长范围，以及每个组都被DGD有效去偏振。这使得加载信道可被有效 扩展到整个传输光谱，同时使光纤内任何偏振模色散(PMD)对加载信
7道相对的偏振的影响最小化。
优选地，可调整每个信道的功率和波长。调整这些参量将影响该信
道的输出偏振，并因而影响复用输出信号的整个偏振度(D0P)。因而， 对这些参数的微调可用于抵偿因光纤中PMD造成的影响，从而使线路的 净PDG最小化。
加载信道有限定的频率，数据信道因其调制性质将有限定的带宽。 照此，其穿过差分群时延元件后的偏振态将围绕一中心位置变化。而且， 本发明确保数据信道的时间平均偏振度充分大，以便一直维持数据信道 之间偏振态(S0P)的差别，并因而实现FWM和XPM的有利减少。每个 信道的时间平均偏振度优选大于0. 7。更优选地，每个信道的时间平均 偏振度大于0. 9。
在本发明的一优选实施方案中，相邻信道的时间平均偏振态是正交 的。然而，也可使用其他相对的角度。例如，信道的时间平均偏振态的 实施例可设定为相对于相邻信道120度。通常，复用信号中相邻源信号 之间的时间平均偏振态的差是360/n度，其中n是大于或等于三的整数。


现在将参考附图详细描述本发明的实施例，其中
图l是海底线路终端设备(SLTE)传输系统示例的简化示意图，其
中在发射到传输线路中之前加载信道和数据信道被组合； 图2示出被差分群时延元件去偏振的两个加载信道； 图3是保偏光纤(PMF)长度和差分群时延对于加载信道间隔的关
系图4示出已穿过差分群时延元件的通过偏振滤波器的四个数据信
道和噪音信号的频率响应；
图5象征性地示出已穿过差分群时延元件的两个数据信道的偏振 态的范围和时间平均值；
图6图形示出已穿过差分群时延元件的三个数据信道的偏振态的 范围和时间平均值；
图7示出差分群时延对由两个间隔37. 5Ghz的10Gbps数据信道组 成的复用信号的偏振度的影响，并且也示出由差分群时延造成的对每个信道的Q补偿以及差分群时延对每个信道的偏振度的影响； 图8示出彭加勒球；
图9是一个直方图，其示出本发明对于在6000km回路试验中的Q 值的益处；
图IO示出在图8试验中的两数据信道的Q值与其相对旋转角度的 关系曲线图11是经过一系列放大器的探测信号的偏振相关增益(PDG)与波 长的关系曲线图，所述信号加载有两个高度偏振的信号；
图12是对于两个加载信道，偏振度(D0P)与差分群时延的关系曲
线图13是对于不同信道间隔，偏振度与差分群时延的关系曲线图； 图14A和14B分别是对于3个和5个加载信道，偏振度与差分群时 延的关系曲线图；以及
图15是去相关性距离与波长间隔的关系曲线图。
具体实施例方式
图l示出了海底线路终端设备(SLTE)传输系统的一个典型示例。 这些信道可以是加载和数据信道的任何组合。在所示出的示例中，存在 一些独立的"波带"，每个"波带"均包括多个信道。在这些"波带" 被复用到一起形成最终的信号之前，WMD信号由每个波带形成。
正如所示出的，每个波带中的多个信道源101提供平行偏振的光源 信号，这些光源信号由保偏复用器102复用到一起，从而提供偏振的 WMD信号。该偏振信号接着穿过差分群时延元件103，以便该WMD信号 去偏振，同时波分复用信号中的每个信道的时间平均偏振度保持充分 大。
来自每个波带的去偏振WMD信号接着被另一复用器l(M组合。该复 用信号在被发射经过传输线路106到达接收端SLTE107之前，穿过诸多 其他综合设备105。
该信道光源101可以是连续波(CW)激光器。在图1所示的实施方 案中，差分群时延元件103是一段PM光纤，其轴与偏振波分复用信号 的偏振轴成45度。图2参考两个加载信道的简单情况，示出差分群时延元件201如何对信号去偏振。在PM光纤轴和加载信道偏振之间的角 度是45度，因此每个加载信道在PM光纤快轴和慢轴中都有相同功率的 分量。实际上，每个加载信道都可认为是两个分量的叠加， 一个分量沿 快轴偏振一个沿慢轴偏振。
在沿PM光纤的两个轴偏振的光之间引入的差分群时延取决于所选 择的光纤的长度。对于每个加载信道，在光纤外的偏振态取决于两个分 量之间的相位差。每个分量的相位改变的量将是绝对频率和PM光纤中 引入的差分群时延的函数。通过对加栽信道之间的给定频率差选择恰当 的差分群时延(即恰当的光纤长度)，两个加载信道的输出偏振态可以 是平行的或者是正交的。为产生正交状态(并因此给出有效去偏振的光) 所需的差分群时延大约是(l + 2n) /2Af，其中Af是加载信道之间的 频率差，单位是Hz， n是整数。有必要在此记住的是，不同于加载信道， 数据通道具有有限的带宽，为此，相关的频率差是所述两个信道中心频 率之间的频率差。
图3示出了产生正交状态所需的典型的PM光纤长度作为信道间隔 的函数。
正如对于本领域中普通技术人员显而易见的是，差分群时延元件不 一定非得是PM光纤。 一种有效实施的例子是使用双折射晶体(或任何 其他双折射元件)。可替代性地，差分群时延可以通过物理分离信道的 两个偏振模式并在重新组合它们之前在每个模式的路径中设置不同时 延来实现。
值得分开考虑本发明对数据和加载信道的有益效果，相当重要的原 因是数据信道具有有限的带宽而加载信道通常不是。
图4示出已穿过差分群时延元件，以及还穿过与其中的两个信道(1 和3)对齐的偏振器的四个经调制的数据信道和偏振噪声信号401的频 谱。噪声响应401清楚示出了差分群时延元件输出的偏振的频率依赖 性。而且，可看出相邻信道(2和4)相对于那些与偏振器对齐的信道 被有效抑制。该数据信道相对于信道间隔越窄，这种抑制效应就越强。
如之前所述，差分群时延元件对于信号偏振态的影响取决于其频 率。当具有有限带宽的信号(诸如数据信道)穿过这样一元件时，结果 产生的偏振态将随时间在与带宽中所包含的最高频率和最低频率相关
10的极限值之间变化。假设整个带宽呈对称分布，时间平均的偏振态将相
当于带宽内有中心频率的简单波所产生的S0P。
图5象征性地图示了穿过所布置的用以确保两个数据信道的时间 平均偏振态彼此正交的差分群时延元件的两个数据信道偏振态的有效 范围501和时间平均偏振态502。偏振态的扩展或范围越大，每个信道 的时间平均偏振度就越小。很明显，有利的是，拥有一较大的时间平均 偏振度，以使诸多信道的偏振态从不交叠。
数据信道的偏振态随时间变化的原因，可通过考虑两个共同传播的 有稍微不同的频率的单频波这一简单情况来理解。这会因为场之间的拍 频而有效地表现为无限长的归零信号。如果这两个信号是正交的，那么 时间平均偏振度明显将是零。然而，每个场的偏振度将是单一的。考虑 整个场的前进(即，该两个信号的组合)，偏振态将在时间上依照一个 周期而变，该周期等于拍频的倒数。显然偏振态将根据任一给定点处每 个场的相对强度在每个单频波信号的偏振态之间变化。因为真正的数据 信道实际上是波带内单频波的叠加，因此，也将出现类似的情况，尽管 它缺少周期性特点。因为该原因，已穿过差分群时延元件的信道的相应 偏振度和偏振态是时间平均值，因此除非另有明确说明，本公开文本所 指的就是时间平均值。
图5示出两个数据信道的时间平均偏振态正交时的情况。然而，相 邻信道的时间平均偏振态之间的正交意味着每个信道的时间平均偏振 态平行于接下来的一个信道。在信道间隔低的情况下，其可导致交替信 道之间发生不利的非线性效应(例如，FWM和XPM)。因此在一些情况 下优选在相邻信道的时间平均偏振态之间采用不同角度。例如，可选择 120度的角。图6简单地说明了该情况，其示出了三个数据信道的范围 601和时间平均偏振态602。 一般，这些信道的时间平均偏振态之间的 角度优选为360/n度，其中n是大于或等于三的整数。
本发明被设计为，当复用信号的整个偏振度最小化时，复用信号内 每个信道的偏振度保持充分大。其减少了信道之间XPM和FWM的可能性。 而且，通过使数据信道穿过差分群时延元件来减少该数据信道的偏振度 还带来了内在的Q补偿(因为如上所解释的，因为沿差分群时延快轴偏 振的分量将比沿慢轴偏振的分量早到达，信号将被稍微扩展开)。因而. 7,并且更优选地大于0. 9。
图7示出复用信号702的偏振度和单个信道701的偏振度之间的差 别，并且也示出由用于每个信道的差分群时延元件所引起的Q补偿703。 在所示出的实施例中，两个10Gbps RZ信道分隔37. 5Ghz。如所示出的， 组合信号的偏振度702的第一最小值(即，这些信道的时间平均偏振态 正交处的点)出现在大约13ps的差分群时延处，每个信道的偏振度701 近似为0.9。而且，每个信道在此点的差分群时延Q补偿703 ^艮小，大 约在0. 2dB左右。
图5和图6是仅为示例性目的的对偏振态的简单表示。使用彭加勒 球可实现更加精确的表示，其允许表示圆偏振和线性偏振的光。在本公 开文本中，可示出偏振度和偏振态的数学原理。偏振度和偏振态的定义 在本领域中是y^知的，并且可在由Born和Wolf于2002年在剑桥大学 出版的"光学原理(Principles of Optics)"中找到。单频波的场可 表示为
￡t = ax cos(wf - (f")z +《)
这里，传播常量^(")和、(")在x和y方向不同，并且由于传播常量
上的差别，在一给定传播距离z之后分产生的相对于发射时相位的相位
差为(tO)-、("))z 。
斯托克斯参数被定义为
2 2
50 = ^ + a)
52 = 2fl^ cos 5 & 二 2a^v sin 5
其中5=《-&，归一化的偏振态通过矢量"""rA/sf+g+d给出。
图8示出在彭加勒球上表示的偏振态。该球的南北轴表示光^:右旋
圆偏振或左旋圆偏振的程度，而围绕该轴的角度表示线性偏振的角度。 同样地，高和低极点表示左旋和右旋偏振光，赤道上的点表示线性偏振， 而球上的其他点表示椭圆偏振。
如果存在有许多波长，那我们使用时间平均斯克托斯参数
■So =〈a〗〉+<"》<formula>formula see original document page 13</formula>
一组m个场(其中每个都可以具有不同的波长)的偏振度由以下式 子来限定
<formula>formula see original document page 13</formula>如果我们使用合乎本发明优选实施方案的双折射光纤，那么可选择
差分群时延、，使
—A6>
其中A ^是所需的彭加勒球上的信道之间的间隔角，并且A '是它们 的频率间隔。在本发明中，信道源以线性偏振态被发射(即，在2 = 0时
s3=0)，优选为相对于x-轴为45°C。对于m个平均间隔开OA2e = 27o 的波长，相应的平均斯托克斯参数为
加
A,加=22《c+i _(/ -lMrg
m
s3,to, = 22《sin" - (/ _ l)Ao)rs 户
其中，A = 2;rAv',如果我们假设每个波长的振幅相等，那么可以计
算出它们的和，并且可发现偏振度是零。其波长均匀分布围绕着由彭加 勒球与S"i平面相交形成的圆。
图9通过6000km闭环系统中接收的信号的Q值的直方图，示出了 从根据本发明的数据信道获益的性能。曲线901示出在一个使用有平行 偏振的数据信道的系统中接收的Q值，曲线902示出在一个其中相邻信 道以稳定态的线性的但正交的偏振发射的系统中的结果。对于使用正交 数据信道存在显而易见的益处。剩余的两条线示出了本发明对于在穿过 差分群时延元件之后相邻信道的时间平均偏振态是正交的(曲线903 ) 和成120度(曲线904 )时的效果。可看出对于正交发射信道的简单情况存在微小的附加益处，而对于平行发射数据信道发现有较大益处。
图10示出对于如图9所示的同样环形试验，Q变化与信道的时间 平均偏振态之间的旋转角度的关系曲线。其信道间隔是固定的，旋转角 度在信道复用之后通过改变差分群时延元件(在该例子中为PM光纤) 的长度进行调整。该图示出通过将角度从对齐(0° )转变到正交(90 。)，具有〉1.4dB的平均Q的提高。而且，接近90°的角度也有良好 性能。这表明对于系统中不恰当的信道间隔或PM光纤长度具有良好的 容纳性。
可通过随时间改变每个信道的绝对偏振态发现附加的性能益处。使 用在此所述的装置，可通过调整信道的波长同时保持相同的信道间隔而 改变绝对偏振态。在这种方式下，可响应于系统积累的PMD中的改变(其 可随时间的过去而改变并且对于每个波长都是独立的)而做出调整，从 而确保Q值落在图9中所示出的直方图的上部内。
有益的是，本发明不仅可有效对数据信道去偏振，以便减少诸如 FWM和XPM的效应，而且也可对加载4言道去偏振，从而减少PDG效应。
加载信道是"哑元(dummy)，，信道，将其包括在内，以确保传输 系统的性能对于数据信道中传播的光学信号来说是合适的。
图11示出偏振相关增益(PDG)对于穿过一系列放大器的探测信号 的影响，连同对两个紧密间隔的、高度偏振的加载信号的影响。曲线 1101示出当加载信道是平行时的响应，而曲线1102示出当加载信道是 正交时的响应。正如在图中可看到的，当两个加载信号平4亍时，PDG效 应显著增加。相反，当正交偏振态时，整个加载功率对于线路放大器表 现为去偏振，从而抑制了PDG。图11中的垂直箭头显示了加载信号的 频率。
通常，使用很多波长连续的(CW)激光源来提供用于加载信道的光 源，这些光源在功率和波长上都可调。
现在可获取与耦合器和光学放大器集成的激光二极管阵列。在一个 n激光器的阵列中，通常n个激光器中的一个被接通，产生高度偏振并
且偏振得以维持的输出到外部数据调制器的接口。然而，有可能接通不 只一个激光器，从而提供一可调保偏(PM)多信道源。
图12示出两个加载信道的偏振度与差分群时延的关系曲线。该图示出净皮45 (曲线1201 ) 、 50 (曲线1202 )和55GHz (曲线1203 )分离 的信道的关系。如所示出的，对于被50GHz间隔开的加载信道，偏振度 中的零级最小值发生在10ps的差分群时延，并且通常，第n级的最小 值发生在(10 + n*20) ps。而且，可看出对于lOGHz范围的信道间隔， 以10ps的固定差分群时延可达到小于0. 2 (或小于20%)的偏振度。 同样地，该装置能够吸收激光器所产生的光的波长中的轻微偏移而无性 能上的严重损耗。如所示出的，在更高级的最小值处，对偏移的这种容 纳性基本减少。
在给定的差分群时延值处，无限数量的不同信道间隔将产生最小 值。图13示出50GHz (曲线1301) 、 150GHz (曲线1302 ),以及350Ghz 信道间隔都在10ps产生最小值。通常，以10ps的差分群时延，(50 + n* 100) GHz的信道间隔将提供最小值。然而，如所示出的，更高级 (更大的n)的信道间隔对于差分群时延的任何变化有较小的容纳性。
尽管上述讨论涉及一使用两个加载信道的本发明的实施方案，应意 识到可使用任何数目的加载信道。
图14示出对于包括3个(图14A)和5个(图14B)加载信道的系 统的偏振度与差分群时延的关系曲线。在三个加载信道情况中，当具有 中心频率的信道偏振正交于两个外信道时，偏振程度被最小化。为确保 在每个偏振态传输的功率量相等(这样偏振度被最小化)，两个外信道 的功率被减少至大约为中心信道功率的一半。类似地，在五个加载信道 的情况中，偏振态优选改变，并且相应地内信道被优选设置为是中心信 道功率的~0. 64倍，同时外信道是中心信道功率的~ 0. 16倍。通常， 最小的偏振度可以在n个第一偏振的信道和m个第二、正交偏振的信道 的系统中获取，如果下列等式满足
<formula>formula see original document page 15</formula>
户'其中P是一给定信道的功率。
正如从图14中可看到的，加载信道的数量越大，整个偏振度对差 分群时延的变化的容纳性也越大。
如上所述，去偏振态可通过组合正交偏振信号实现。然而，正如本 领域中普通技术人员可容易认识到的，各种其他单独偏振信号的组合将 导致整个偏振度为零。例如，组合有相等功率偏振为o、 uo和wo度的信号将产生整个为零的偏振度。通常，如果加载信道采取n个不同偏 振，那么其将为0, 360/n, 2 * 360/n和3 * 360/n以及类似为(n-l) * 360/n度。
除了被线性偏振，加载信号也可被圆偏振。在圆偏振情况下，左手 和右手圓偏振信号的组合也可被选择用于产生整体为零的偏振度。
传输光纤不可避免受到一些偏振模色散(PMD)的影响，其意味着 在长距离之后，加载信道的偏振取向将不再保持。图15示出去相关性 距离(在该距离处，不同信号的偏振之间的关系不再保持)如何相关于 加载信道之间的波长间隔。如所示出的，加载信道在波长上越接近，其 去相关性距离就越大。
通常需要在整个传输波带中调整加载信道。然而，正如在图15中 所示出的，在加载信道之间的较大的波长间隔导致小的去相关性差别。 在一实施例中，诸多正交偏振加载信道在整个波长频谱内被调整，每对 中的加载信道的波长相接近，从而最大化去相关性距离。有利的是，每 对的波长间隔是相同的，从而使单个PM光纤能够提供对所有信道去偏 振的差分群时延方式。尽管以上描述了诸多对加载信道的使用，其他的 小规模组(诸如那些上述的由三个或五个信道组成的)可用作替代方案。
权利要求
1. 一种用于波分复用(WDM)传输系统的光学设备，包括多个光源，每个光源提供一光源信号；耦合到所述光源的保偏(PM)复用器，用于复用所述光源信号从而形成偏振复用信号；以及，耦合到所述PM复用器输出的差分群时延(DGD)元件，其中所述差分群时延元件适于对所述复用信号去偏振，同时为每个源信号保持充分大的时间平均偏振度(DOP)。
2. 根据权利要求1所述的光学设备，其中所述差分群时延元件适于 为每个源信号保持大于0.7的时间平均偏振度。
3. 根据权利要求1或权利要求2所述的光学设备，其中所述光源适 于随时间改变每个光源信号的频率。
4. 根据任一上述权利要求所述的光学设备，其中所述光学信号中的 一个或多个是加载信道。
5. 根据任一上述权利要求所述的光学设备，其中所述差分群时延元 件是双折射元件。
6. 根据权利要求5所述的光学设备，其中所述差分群时延元件是PM 光纤。
7. 根据权利要求6所述的光学设备，其中所述PM光纤的快和慢轴相 对于所述偏振复用信号的偏振态成45度对齐。
8. 根据任一上述权利要求所述的光学设备，其中所述光源中的一个 或多个是连续波(CW)激光器。
9. 根据任一上述权利要求所述的光学设备，其中调整所述差分群时 延元件，使去偏振复用信号中的相邻光源信号的时间平均偏振态(S0P)之间的角度是360/n度，其中n是大于或等于三的整数。
10. 根据权利要求9所述的光学设备，其中n等于4。
11. 根据任一上述权利要求所述的光学设备，其中所述差分群时延元 件适于引入(l+2m)/2Af的差分群时延，其中m是整数，Af是在所述复用信号中相邻加载信道之间的频率差。
12. 根据权利要求10所述的光学设备，其中m等于零。
13. 根据任一上述权利要求所述的光学设备，其中所述光源信号包括诸多组不同频率的加载信道，所述每组之间的频率差基本大于每 组内的频率差，并且其中所述差分群时延元件适于对每组去偏振。
14. 一种处理光学信号的方法，包括如下步骤 将多个光源信号穿过保偏复用器从而形成偏振复用信号；并且， 将所述复用信号穿过包括差分群时延元件的光路从而使所述复用 信号去偏振，同时为每个光源信号保持充分大的时间平均偏振度(D0P )。
15. 根据权利要求14所述的方法，其中所述差分群时延元件适于为每 个光源信号保持0.7以上的时间平均偏振度。
16. 根据权利要求14或权利要求15所述的方法，其中所述光源适于 随时间改变每个光源信号的频率。
17. 根据权利要求14到16中任一权利要求所述的方法，其中所述光 源信号中的一个或多个是加载信道。
18. 根据权利要求14到17中任一权利要求所述的方法，其中所述差 分群时延元件是双折射元件。
19. 根据权利要求18所述的方法，其中所述差分群时延元件是PM光 纤。
20. 根据权利要求19所述的方法，其中所述PM光纤的快和慢轴相对 于所述偏振复用信号的偏振态成45度对齐。
21. 根据权利要求14到20中任一权利要求所述的方法，其中调整所 述差分群时延元件，使所述去偏振复用信号中相邻光源信号的时 间平均偏振态(SOP)之间的角度是360/n度，其中n是大于或等 于三的整数。
22. 根据权利要求21所述的方法，其中n等于4。
23. 根据权利要求14到22中任一权利要求所述的方法，其中所述差 分群时延元件适于引入(l+2m)/2Af的差分群时延，其中m是整 数，△ f是在所述复用信号中相邻加载信道之间的频率差。
24. 根据权利要求23所述的方法，其中m等于零。
25. 根据权利要求14到24中任一权利要求所述的方法，其中所述差 分群时延元件可有效修改一个或多个光学信号的偏振态，从而使 每个光学信号的偏振态正交于剩余光学信号中的一个或多个的偏振态。
26.根据权利要求14到25中任一权利要求所述的方法，其中所述光 源信号包括诸多组不同频率的加载信道，每组之间的频率差基本 大于每组内的频率差，并且其中所述将所述复用信号穿过所述差 分群时延元件的步骤对每组去偏振。
全文摘要
所提供的是一种用于对波分复用(WDM)信号的总场去偏振的设备和方法。保偏复用器组合了诸多光学信号从而形成偏振复用信号。该复用信号接着穿过适于修改复用信号中的一个或多个光源信号偏振态的差分群时延(DGD)元件，从而至少使该复用信号部分去偏振。
文档编号H04B10/50GK101449493SQ200780018226
公开日2009年6月3日 申请日期2007年3月15日 优先权日2006年3月21日
发明者R·奥博兰德, S·M·韦伯, S·巴纳斯, S·德斯布鲁雷斯 申请人:X万亿通信有限公司