用于减少边缘效应的系统和方法

专利名称：用于减少边缘效应的系统和方法
技术领域：
本发明总体上涉及一种用于改善正交频分复用(OFDM)传输系 统中的信道估计的系统和方法。特别地，本发明涉及一种用于减少 OFDM信号的边缘效应的系统和方法。
背景技术：
在正交频分复用(OFDM)传输系统中，可用频带被分为多个较 小的频带。多个信号随后被调制并且在该多个频带上同时被发射。
用于OFDM的可行的调制方案包括二进制相移键控(BPSK)， 其中针对每个码元编码一个比特；正交相移键控(QPSK)，其中针对 每个码元编码两个比特；甚或正交调幅(QAM)方案，其中针对每个 码元编码多个比特。
为了简化收发信机的设计，OFDM设备中的码元调制常常在频域 中执行。这样，在发射之前，对信号执行逆离散傅立叶变换(IDFT) 以将该信号移入到时域中，其中该信号可作为适当的射频(RF)信号 被发射。同样地，当收发信机接收时域中的信号时，其对信号执行离 散傅里叶变换(DFT)以将该信号移回到频域中，用于码元解调和数据 提取。
理想地，接收机设备接收的信号在幅度方面将与发射机设备发射 的信号相同。然而，在任何类型的衰落信道中，诸如无线传输信道， 接收信号的幅度将基于信道的特定属性而变化。例如，信号干扰可能 减少接收信号的功率，而多径反射可能增加接收信号的功率。因此，在许多OFDM系统中，接收机将执行信道估计过程以确定
信道对接收信号的效应。基于该信道估计，接收机随后可以确定如何 针对信道衰落补偿接收信号以取出最初发射信号的正确形状。
一种实现该目的的方法是，接收机提早了解接收信号的至少一部 分的正确形状。不幸地，发射数据典型地是不可预测的，因此不能用 于该目的。然而， 一种解决方案是将已知的码元模式嵌入到发射信号 中替换某些数据。通过检査信道对该信号已知部分的效应，接收机可 以估计信道对完整信号的效应，允许确定如何补偿该信道效应。
某些信道估计电路可以包括DFT和IDFT。但是关于许多DFT和 IDFT的电路设计可能是相当复杂的和昂贵的，使得包含该DFT或IDFT 的信道估计电路的设计同样地是复杂的和昂贵的。然而， 一种相对简 单的类型的DFT和IDFT是关于2的幂数的快速傅立叶变换(FFT)和 逆快速傅立叶变换(IFFT)。通过使用关于2的幂数的FFT和IFFT电 路，可以限制DFT和IDFT电路的代价和复杂性。
但是使用FFT或IFFT的需要将已知信号部分的选择限于长度为2 的幂数的信号部分，这可能不适当地限制其设计，或者需要使信号样 本通过FFT和IFFT，尽管存在它们不具有正确数目的样本的事实。而 且，通常地，对数据块执行FFT/IFFT引起了也被称为"Gibbs现象" 的"边缘效应"，这可以引起信道估计的准确性的显著破坏。
因此需要提供一种信道估计系统，其在可行时会使用FFT和IFFT 电路，允许使用任何长度的己知信号部分用于信道估计，但是还会减 少由该信道估计导致的任何边缘效应。


在附图中相同的附图标记表示相同的或功能相似的元素，并且附 图与下文的详细描述一起并入到说明书中并且形成说明书的一部分，用于进一步说明示例性实施例和解释根据本发明的各种原理和优点。
图1是根据公开实施例的OFDM传输系统的框图； 图2是根据公开实施例的图l的用于发射的编码码元流的曲线图； 图3是根据公开实施例的图1的接收编码码元流的曲线图； 图4是根据公开实施例的图1的信道估计电路的框图； 图5是根据公开实施例的针对图4的扩展电路的导频信号输入信 号的曲线图6是根据公开实施例的来自图4的扩展电路的输出信号的曲线
图7是根据公开实施例的来自图4的估计器IDFT电路的输出信号 的曲线图8是根据公开实施例的来自图4的滤波器电路的输出信号的曲
线图9是根据公开实施例的来自图4的零插入电路的输出信号的曲
线图10是根据公开实施例的来自图4的估计器离散傅立叶变换电路 的输出信号的曲线图11是根据公开实施例的图4的信道估计信号的曲线图；并且 图12是说明根据公开实施例的图4的信道估计电路的操作的流程图。
具体实施例方式
提供本公开用于以实现方式进一步解释执行本发明的一个或多个 实施例的最佳模式。本公开内容被进一步提供用于增强对本发明的原 理和优点的理解和认识，而非以任何方式限制本发明。本发明由附属 权利要求唯一限定，该附属权利要求包括在本申请的未决期间进行的 任何修改以及所提出的这些权利要求的所有等效物。
应进一步理解，诸如第一和第二等关系术语的使用仅用于使一个实体、事项、或动作区别于另一实体、事项、或动作，而没有必要要 求或意指这些实体、事项或动作之间的任何实际的这样的关系或顺序。 应当注意，某些实施例可以包括多个过程或步骤，除非明确地和必须 地限于特定的顺序，否则可以以任何顺序执行该过程或步骤；S卩，可
以以任何顺序执行不受此限制的过程或步骤。
大部分本发明的功能和许多本发明的原理在被实现时，最佳地在
集成电路(IC)中实现，并且特别地，通过使用包括CMOS晶体管的 电路实现。可以预见，尽管可能存在由例如，可用时间、当前技术、 和经济考虑所促成的极大的努力和许多种设计选择，但是在此处公开 的概念和原理的引导下，本领域的普通技术人员将容易地能够通过最 少的实验生成该IC。因此，出于简化的目的并且使混淆根据本发明的 原理和概念的风险最小，如果有的话，这样的IC的进一步讨论将限于 关于由示例性实施例使用的原理和概念的基本点。
OFDM系统
提供了一种使用信道估计电路的正交频分复用(OFDM)系统， 其允许任何规模的已知信号部分。在该系统中，在被划分为数据时隙 的信号中在传输介质上发送数据，每个数据时隙包含设定数目的数据 比特。
图1是根据公开实施例的OFDM系统的框图。如图l中示出的， OFDM系统100包括调制器105、信号逆离散傅立叶变换(IDFT)电 路、循环前缀添加电路115、发射机天线120、接收机天线130、循环 前缀移除电路135、信号离散傅里叶变换(DFT)电路140、解调器145、 和信道估计电路150。调制器105、信号IDFT电路110、循环前缀添 加电路115、和发射机天线120形成了 OFDM系统100中的发射机； 并且接收机天线130、循环前缀移除电路135、信号DFT电路140、解 调器145、和信道估计电路150形成OFDM系统100中的接收机。调制器105接收包括多个数据比特的一组发射数据，并且将这些 数据比特编码到被安置在用于发射的编码码元流中的多个码元中。然 而，除了数据码元之外，用于发射的编码码元流还将包括多个导频码 元，该导频码元的值和位置对于发射机和接收机是已知的。
图2是根据公开实施例的用于图l的发射的编码码元流的曲线图。
如图2中示出的，针对给定数据时隙200的用于发射的编码码元流包 括由数据码元210和导频码元220构成的一系列码元。
数据码元210是将待发送到接收设备的数据编码的码元。可以根 据各种调制方案(例如，BPSK QPSK、 M-QAM等)调制这些数据码 元210，因此被编码到每个数据码元210中的数据比特的数目可以根据 实施例变化。
导频码元220表示已知的信号模式。在给定的系统100中，发射 机和接收机均了解给定数据时隙200中的导频码元220的值和安置。 这允许接收机预先了解发射数据时隙200的至少一部分在发射时应有 的状态。
图2中公开的特定实施例示出了具有32个码元的数据时隙200， 每三个码元中的两个码元是数据码元210，并且第三个码元是导频码元 220。因此，在该实施例中，每个数据时隙具有22个数据码元和IO个 导频码元。然而，数据时隙200的规模以及导频码元220的位置和频 率可以根据单独的实施例改变。
典型地，关于数据时隙中的专用于导频码元的百分比的决定涉及 信道估计和数据速率之间的权衡。所使用的导频的最小数目需至少满 足奈奎斯特(Nyquist)采样速率以重新构造用于导频的信道。
此外，为了确保数据时隙200的导频码元部分将提供整个信道的足够估计，导频码元220的频率有必要满足关于信道相干带宽的奈奎
斯特采样速率。特别地，导频码元220的频率必须至少是信道相干带 宽的一半。例如，如果信道的相干时间是5w，则相干带宽是相干时间
丄=0.2層z
的倒数，§卩5^ 。因此该信道的采样频率需是相干带宽的至少一
半(即，~^ = U1AWz)，以满足奈奎斯特采样速率的要求。在子载波
间距是15 KHz的实施例中，这意味着至少每六个载波需要一个导频
O.l雄z _6 66 (即，15版='，向下取整为6)。
如图2中示出的，数据码元210和导频码元220的每个具有已知 的脉冲幅度Ap。在图2的实施例中，它们均处于相同的固定幅度。然 而，在可替换的实施例中，可以使用可变幅度。
在图2的实施例中，导频码元220均匀分布在数据时隙上，艮P， 每三个码元提供一个导频码元。由于导频码元遵循与数据码元几乎完 全相同的分布，因此具有均匀分布允许更加准确的信道估计。然而， 在可替换的实施例中，分布不需要是完全均匀的。导频码元可以以任 何所需的模式分布在数据时隙200上。例如，在一个实施例中，某些 导频的位置是固定的(即，位于数据时隙中的固定时间)，而其他导 频位置变化(即，散布在数据时隙上)，创建了不等间距的导频。在 这样实施例中，等间距的导频典型地用于信道估计，而固定导频用于 频率/定时/多普勒等的估计。
在图2的实施例中，由于一个数据时隙200中的码元总数是2的 幂数，因此系统IOO可以将信号IDFT电路IIO实现为逆快速傅立叶变 换(IFFT)电路，并且可以将信号DFT电路140实现为快速傅立叶变 换(FFT)电路。然而，在可替换的实施例中， 一个数据时隙中的样本 总数可以是不同于2的幂数的值。然而，当时隙规模不是2的幂数时， 信号IFFT IIO和信号FFT 140须通过另一类型的离散傅立叶变换电路 和逆离散傅立叶变换电路对来实现。信号IDFT电路110对用于发射的编码码元流执行逆离散傅立叶变
换操作，将其从频域转换到时域，以生成用于发射的编码时域信号。
尽管通常在图1的系统中示出IDFT电路110，但是在数据时隙包含总 数为2的幂数的码元的任何实施例中，IDFT电路UO可被实现为逆快 速傅立叶变换(IFFT)，其通常比其他类型的IDFT电路更容易和更便宜。
循环前缀添加电路115向每个数据时隙的起点添加循环前缀，由 此扩展该数据时隙的有效长度。循环前缀扩展数据时隙的长度并且允 许在发射下一数据时隙之前建立接收信号的多径部分。该循环前缀典 型地是从数据时隙末端开始的重复部分。
循环前缀长度的选择取决于关于目标应用的多径信道的延迟扩 展。该延迟扩展应至少与信道延迟扩展一样长或者与之接近以防止码 元间干扰(ISI)。循环前缀的长度有时被称为保护间隔。
在添加循环前缀之后，发射机天线120随后发射具有循环前缀的 编码时域信号，作为跨越衰落介质的发射信号160。接收机天线130进 而接收通常为每个在相位上隔开的多个多径版本的发射信号160，并且 将其提供给接收机的剩余部分。
循环前缀移除电路135对接收信号操作以移除循环前缀并且提取 接收的编码时域信号。基本上，循环前缀移除电路135操作用于提取 接收信号的对应于发射机中的编码时域信号的部分。
信号DFT电路140对接收的编码时域信号执行离散傅里叶变换 (DFT)以将其从时域转换到频域中，以生成接收编码码元流。如同 IDFT电路llO，尽管通常在图1的系统中示出DFT电路140，但是在 数据时隙包含数目为素数的幂数的码元的任何实施例中，DFT电路140 可被实现为快速傅立叶变换(FFT)，其通常比其他类型的DFT电路更容易和更便宜。
图3是根据公开实施例的图1的接收编码码元流的曲线图。如图
3中示出的，接收的数据时隙300中的接收编码码元流包括由数据样本 310和导频码元320构成的一系列样本。接收数据时隙300中的数据码 元310和导频码元320的模式应与发射数据时隙200中的数据码元210 和导频码元220的对应模式相同(不考虑接收信号中的比特错误的问 题)。
然而，由于传输介质的衰落本质，接收数据时隙300中的数据码 元310和导频码元320的幅度和相位将不是恒定的。特别地，数据码 元310和导频码元320的幅度和相位将形成与330相似的量值变化的 幅度图。
除了执行DFT函数外，信号DFT电路140还能够基于接收机对导 频码元将在数据时隙中呈现的位置的预先了解，自接收编码码元流提 取导频码元。这允许自信号DFT电路140的输出提取导频码元。
信道估计电路150随后自信号DFT电路140接收导频信号并且执 行信道估计操作以生成信道估计信号。通过将来自实际接收数据时隙 300的已知数据(即导频数据320)与发射数据时隙200的已知参数(即 关于导频数据200的参数)进行比较，信道估计电路150可以估计传 输信道的质量。
解调器145随后获取接收编码码元流和信道估计信号并且对接收 编码码元流解调以提取应基本上与提供给调制器105的发射数据相同 的一组接收数据(允许由于各种接收机块中的噪声、干扰和小的不准 确引起的传输过程中的特定量的损坏数据)。
解调器145随后将使用来自信道估计电路150的信道估计信号来调节接收数据星座以移除多径衰落信道的效应。完成此的一种方法是 使编码码元流与信道估计信号的倒数相乘。
信道估计电路
如上文参考图1提及的，信道估计电路150接收包括关于接收编 码码元流中的导频样本的信息的导频信号，并且使用该信息生成信道 估计信号。图4是根据公开实施例的图1的信道估计电路的框图。如
图4中示出的，信道估计电路150包括扩展电路410、估计器逆离散傅 立叶变换(IDFT)电路420、滤波器430、零插入电路440、估计器离 散傅里叶变换(DFT)电路450、减少电路460、噪声估计器470、和 阈值设定电路480。
图5至10的曲线图示出了图4的信道估计电路150的示例性操作， 其说明了关于一个实施例的在信道估计电路150中的各个点处的信号。 在图5至10中示出的具体实施例中，在数据时隙中提供了 150个导频 码元。
在操作中，扩展电路410自信号DFT电路140接收导频信号并且 将该导频信号的包络的前侧和后侧扩展设定的量，以生成扩展频域信 号。该扩展操作可以是简单地重复第一个和最后的值的扩展，或者可 以涉及基于某些连续函数(即，在其整个时长上可微分的函数)的更 复杂的扩展。
在某些实施例中，该扩展可以提供，自扩展电路410输出的得到 的扩展频域信号具有将允许估计器IDFT 420是IFFT的样本数目。
图5是根据公开实施例的、提供给图4的扩展电路的导频信号的 曲线图。如图5中示出的，导频信号510是关于给定数据时隙的导频 码元的幅度的曲线图，并且通过示出在数据时隙中获取的样本提供了 信道属性的粗略估计。图6是根据公开实施例的、来自图4的扩展电路的输出信号的曲
线图。如图6中示出的，扩展电路410向导频信号510的起点添加起 点扩展信号620并且向导频信号510的末端提供终点扩展信号620以 生成扩展频域信号610。
在该实施例中，起点扩展信号620和终点扩展信号630均具有53 个码元的长度，使得扩展频域信号610的总长度为256个码元(即，2 的幂数)。然而，在可替换的实施例中，起点扩展信号620和终点扩 展信号630的长度可以变化。可以基于许多标准选择起点扩展信号620 和终点扩展信号630的总长度。然而，如果起点扩展信号620和终点 扩展信号630的长度被选择为，使得得到的频域扩展信号610的长度 是2的幂数，则估计器IDFT 420可被实现为基-2逆快速傅立叶变换
(IFFT)，该IFFT相比于其他IDFT设计可以极大地简化电路设计。 然而，可替换的实施例可以使用其他基值。
在图6的特定实施例中，起点扩展信号620是导频信号510的第 一个值的线性扩展，并且终点扩展信号630是导频信号510的最后的 值的线性扩展。通过在起点和末端处扩展导频信号510，扩展电路410 创建了如下扩展信号，其不具有与导频信号510的起点和终点接近的 任何不连续性。在该特定实施例中，起点扩展信号620和终点扩展信 号630的长度应是足够长的，由此在分析对应于导频信号510的部分 之前，由起点扩展信号620的起点处或者终点扩展信号630的终点处 的不连续性引起的任何效应将已被解决。
在可替换的实施例中，起点扩展信号620和终点扩展信号630可 以从平坦线性扩展变为交替信号形式，例如非线性信号形状，即连续 函数(在所有点处可微分)。通常，可以使用避免沿信号长度的不连 续性出现的任何信号形状。在特定的一组实施例中，起点扩展信号620 和终点扩展信号630的形状可被选择为，使得这些信号部分的这两个端点达到相同的幅度。这可以通过确保在起点扩展信号620和终点扩
展信号630相遇的位置不存在不连续性，来避免边缘处的不连续性以 及跨越起点扩展信号620和终点扩展信号630的不连续性。
估计器IDFT 420对来自扩展电路410的扩展频域信号执行IDFT 操作，以将其从频域转换到时域中，以生成时域信号。估计器IDFT 420 应具有等于410的输出处的总频域信号长度的长度。
图7是根据公开实施例的来自图4的估计器IDFT电路的输出信号 的曲线图。如图7中示出的，从估计器IDFT420输出到滤波器430的 信号是自图6中示出的扩展电路410输出的扩展频域信号610的时域 版本(即，其是扩展时域信号710)。由于IDFT操作的本质，扩展时 域信号710可被视为"采样"信道脉冲响应。
主信道抽头在估计器IDFT 420输出中出现的位置可被称为T2。这 表示时域信道脉冲响应的主多径。其在时间上的长度等于OFDM循环 前缀并且基于循环前缀的长度被预先确定。
由于扩展时域信号710简单地是来自图6的扩展频域信号的转换 版本，因此扩展时域信号710也具有256个码元的有效长度。
滤波器430基于由阈值设定电路480提供的阈值设定值，对自估 计器IDFT420输出的扩展时域信号710执行滤波操作，以产生滤波信 号。在公开实施例中，这是非线性滤波过程。通过从导频信号中滤出 噪声，该滤波将有助于提高信道估计的准确性。该滤波是基于自阈值 设定电路480接收的噪声阈值执行的。
图8是根据公开实施例的来自图4的滤波器电路的输出信号的曲 线图。如图8中示出的，从滤波器430输出到零插入电路440的信号 是自图7中示出的估计器IDFT 420输出的扩展时域信号710的滤波版本。
在操作中，噪声估计器470接收扩展时域信号710并且使用其向 阈值设定电路480提供导频信号中的噪声量的估计。噪声估计器470 通过首先使用扩展时域信号710的超出估计器IDFT 420的主抽头的部 分(即，时间T2和T3之间的部分)，计算扩展时域信号710的噪声电 平，来执行该操作。特别地，在一个实施例中，噪声被估计为超出主 抽头的扩展时域信号710的变化。无噪声扩展时域信号710具有超出 主抽头的非常低的/零值这一事实允许该噪声阈值计算。
阈值设定电路480随后使用由噪声估计器470提供的估计的噪声 量生成噪声阈值720，该噪声阈值720被提供给滤波器430。该噪声阈 值720表示接收信号的噪声变化的估计。
滤波器430还接收扩展时域信号710并且在从时间1\处的样本到 时间丁2处的样本的区域以及从时间丁3处的样本到时间丁4处的样本的 区域中，使用阈值720将低于阈值720的扩展时域信号710中的所有 点设定为零或者某个非常低的值。在可替换的实施例中，可以使用阈 值720的倍数用于滤波，而非使用准确值。此外，滤波器430还将T2 和T3之间的扩展时域信号710中的所有值设定为零，不论它们是否高 于还是低于阈值720。
通过将扩展时域信号710的某些部分"归零(zero out)"，如上 文描述的，滤波器430执行"非线性"滤波操作并生成滤波信号810。
在其他的实施例中，可以对主抽头执行额外的线性滤波以减少它 们的噪声。例如，在某些实施例中，额外的滤波操作的带宽可以是先 前计算的噪声阈值720的函数。
零插入电路440自滤波器430接收滤波信号810，将其分为两半，并且在两半之间插入调零信号(即，在两半之间插入许多个零值)。 这允许理想的内插。插入的零的数目取决于所需的内插的阶数。在使
用2x内插的实施例中，插入的零的数目等于导频的数目。如果需要3x
内插，则零的数目将是导频数目的两倍，由此导频和零的和将等于导 频最初数目的三倍。在奈奎斯特釆样速率的限制内，更高阶的内插是
可行的。
图9是根据公开实施例的来自图4的零插入电路的输出信号的曲 线图。如图9中示出的，通过由零插入电路440将滤波信号810分为 第一半信号920和第二半信号930，并且随后在第一半信号920和第二 半信号930之间安置为零值的零信号部分940，得出扩充时域信号910。
在图9的公开实施例中，由于该实施例使用2x内插，因此零信号 部分940具有与滤波信号810相同的样本数。在一个特定的实施例中， 滤波信号810具有长度256。这意味着在该实施例中，第一半信号920 和第二半信号930的长度均是128个样本，并且零信号部分940的长 度是256个样本。通常，插入的零的数目取决于所需的内插的阶数， 并且估计器DFT 450的长度取决于零插入电路440的总长度输出。
在操作中，估计器DFT 450对时域信号910执行离散傅里叶变换 以将时域扩充信号910从时域转换到频域，因此创建频域扩充信号 1010。如同IDFT 420， DFT 450可被实现为使用多种基值的快速傅立 叶变换(FFT)。
图10是根据公开实施例的来自图4的估计器DFT电路的输出信 号的曲线图。频域扩充信号IOIO包括中心部分1020、前部部分1030 和末端部分1040。
特别地，中心部分1020提供导频信号510的估计，而前和末部分 1030和1040分别对应于起点和终点扩展信号620和630。然而，由于两倍内插引起的样本规模的增加，估计器DFT 450的输出是扩展电路 410的输出的规模的两倍。特别地，中心部分1020是导频信号510的 长度的两倍(即，其是300个样本长而非150个样本)。
减少电路460通过消除前和末部分1030和1040，仅留下中心部 分1020作为信道估计信号1110，来减少频域扩充信号1010的规模。
图11是根据公开实施例的图4的信道估计信号的曲线图。如图 11中示出的，信道估计信号1110对应于图10的中心部分1020。
通常，提供了一种信道估计器，包括扩展电路，其被配置为接 收导频信号，向导频信号的前部添加前部扩展信号，并且向导频信号 的后部添加后部扩展信号，以创建第一中间信号，该前部扩展信号是 导频信号中的第一个码元的扩展，并且该后部扩展信号是导频信号中 的最后的码元的扩展；逆离散傅立叶变换电路，其被配置为对第一中 间信号执行逆离散傅立叶变换函数以生成第二中间信号；信号处理元 件，其被配置为对第二中间信号执行一个或多个操作以生成第三中间 信号；离散傅里叶变换电路，其被配置为对第三中间信号执行离散傅 里叶变换函数以生成第四中间信号；和减少电路，其被配置为截除第 四中间信号的前端和第四中间信号的后端以生成信道估计信号。
前部扩展信号和后部扩展信号均可以包括选自可用码元的星座的 一个或多个码元。
信号处理元件可以包括零插入电路，其被配置为将第二中间信号 分为两半，并且将具有约为零幅度的调零信号插入在第二中间信号的 前一半和后一半之间以创建第三中间信号。信号处理元件还可以包括 非线性滤波器，用于对第二中间信号执行滤波操作以生成第三中间信 号。信号处理元件还可以包括非线性滤波器，用于对第二中间信号执 行滤波操作以生成第五中间信号；和零插入电路，其被配置为将第五中间信号分为两半，并且将具有约为零幅度的调零信号插入在第五中 间信号的前一半和后一半之间以创建第三中间信号。
信道估计器可以进一步包括噪声估计器，其被配置为提供接收信 号中的噪声电平的估计；和阈值设定电路，其被配置为基于噪声电平
的估计提供阈值电平以控制滤波器的操作。该阈值电平可以在以接收
信号的估计噪声电平为中心的-3 dB +3 dB的范围内。
前部扩展信号可以是第一基本平坦的线性信号，具有等于导频信 号中的第一个值的第一恒定值，并且后部扩展信号可以是第二基本平 坦的线性信号，具有等于导频信号中的最后的值的第二恒定值。前部 扩展信号和后部扩展信号可以具有相同的规模。
第一中间信号的码元长度可以使得，逆离散傅立叶变换电路可以 是逆快速傅立叶变换电路。同样地，第三中间信号的码元长度可以使 得，离散傅里叶变换电路可以是快速傅立叶变换电路。
导频信号可以包括在数据时隙中接收的多个导频码元以及多个数 据码元，并且相比于数据时隙中的总码元数目，导频码元的频率可以 高于或约等于奈奎斯特采样速率。
信道估计器可以在集成电路或软件之一中实现。 信道估计方法
图12是说明根据公开实施例的图4的信道估计电路的操作的流程图。
如图12中示出的，当信道估计电路150接收包括P个导频信号的 导频信号510时，该方法开始。(1210)信道估计电路150随后向导频信号510的前部添加起点扩展信号
620(1220)，并且向导频信号510的后部添加终点扩展信号630(1230)。 起点扩展信号620、导频信号510、和终点扩展信号630 —起形成了扩 展频域信道信号。
然后信道估计电路150对扩展频域信道信号执行IDFT操作以将其 从频域转换到时域并且生成扩展时域信号。(1240)
信道估计电路150随后根据设定的滤波操作对扩展时域信号进行 滤波以生成滤波信号(例如，如上文参考滤波器430描述的)。(1250)
信道估计电路150随后将滤波信号分为两半(1260)并且在这两 半信号之间插入调零信号以形成扩充时域信号(1270)。
随后信道估计电路150对扩充时域信号执行DFT操作以将其从时 域转换到频域并且生成扩充频域信号。(1280)
最后，信道估计电路150切除扩充频域信号的前部部分和后部部 分以获得信道估计信号。
通常，提供了一种估计信道响应的方法，包括接收包括一系列 导频码元的导频信号；向导频信号的前部添加包括一个或多个前部码 元的前部扩展信号，并且向导频信号的后部添加包括一个或多个后部 码元的后部扩展信号，以创建第一中间信号；对第一中间信号执行逆 离散傅立叶变换函数以生成第二中间信号；对第二中间信号执行一个
或多个信号处理操作以生成第三中间信号；对第三中间信号执行离散 傅里叶变换函数以生成第四第三中间信号；以及切除第四第三中间信
号的前端和第四第三中间信号的后端以生成信道估计信号。在该方法 中，前部扩展信号在前部扩展信号中的所有关注点处以及在前部扩展 信号与导频信号之间的过渡处(transition)是可微分的，并且后部扩展信号在后部扩展信号中的所有关注点处以及在后部扩展信号与导频信号之间的过渡处是可微分的。
一个或多个信号处理操作可以包括将第一中间信道信号分为两半以形成第一半信号和第二半信号；以及在第一半信号和第二半信号之间插入幅度为零或者约为零的调零信号以创建第三中间信号。
导频码元、前部码元、和后部码元均可以选自可用码元的星座。
前部扩展信号可以是第一基本平坦的线性信号，具有等于导频信号中的第一个值的第一恒定值，并且后部扩展信号可以是第二基本平坦的线性信号，具有等于导频信号中的最后的值的第二恒定值。前部扩展信号还可以基于在前部扩展信号上的所有关注点处可微分的连续函数形成，并且后部扩展信号可以基于在后部扩展信号上的所有关注点处可微分的连续函数形成。
关于一个数据时隙的第一中间信号的码元长度可以是使得逆离散傅立叶变换函数可以是逆快速傅立叶变换(IFFT)函数的长度。同样地，第三中间信号的码元长度可以是使得离散傅里叶变换函数可以是快速傅立叶变换(FFT)函数的长度。
前部扩展信号和后部扩展信号可以具有相同的规模。数据时隙中的导频码元的频率可以高于或约等于奈奎斯特采样速率。
该方法可以进一步包括在第一中间信道信号中的零插入操作之前对第一中间信道信号执行非线性滤波操作。
该方法可以进一步包括确定包含导频信号的接收信号中的噪声电平的估计；并且基于噪声电平的估计设定阈值电平以控制滤波器的操作。该方法可以在集成电路或软件之一中实现。
更具体地，提供了一种估计信道响应的方法，包括接收包括一系列P个导频码元的初始信道信号；向初始信道信号的前部添加包括一系列F个前部码元的前部扩展信号；向初始信道信号的后部添加包括一系列B个后码元的后部扩展信号，以创建扩展信道信号；以釆样长度(P+F+B)对扩展信道信号执行逆离散傅立叶变换函数以生成第一中间信道信号；将第一中间信道信号分为两半；在第一中间信道信号的两半之间插入具有零幅度或约为零幅度的具有Z个码元的有效长度的信号，以创建扩充信道信号；以采样长度(P+F+B+Z)对扩充信道信号执行离散傅里叶变换函数以生成第二中间信道信号；并且切除第二中间信道信号的前端和第二中间信道信号的后端以生成长度为D的信道估计信号。在该方法中，B、 D、 F、 P、和Z均是整数，并且F和B均大于l。 P标识一个数据时隙中的导频码元的数目，并且D标识一个数据时隙中的数据码元的数目。P个导频码元、F个前部码元、和B个后部码元均选自可用码元的星座。此外，F个前部码元被选择为在F个前部码元上的所有关注点处以及在前部扩展信号与初始信道信号之间的过渡处可微分，并且B个后部码元被选择为在B个后部码元上的所有关注点处以及在后部扩展信号与初始信道信号之间的过渡处可微分。
在一个实施例中，F个前部码元可被选择为与P个导频中的第一个导频码元相同，并且B个后部码元可被选择为与P个导频码元中的最后的导频码元相同。可替换地，F个前部码元和B个后部码元可以具有基于桥接初始数据的第一个和最后的样本的连续函数的值，该连续函数在所有关注点处是可微分的。F和B可以相等。
数量(P+F+B)可以是2的幂数或者允许离散傅里叶变换函数成为快速傅立叶变换函数的其他规模。同样地，数量(P+F+B+Z)可以是2的幂数或者允许逆离散傅里叶变换函数成为逆快速傅立叶变换函数的其他规模。
结论
本公开内容用于解释如何形成和使用根据本发明的各种实施例而非限制本发明的真实的、预期的和公平的范围和精神。前面的描述并
非是详尽的或者将本发明限于所公开的精确形式。考虑到上文的教授内容，修改或变化是可行的。实施例被选择和描述为提供对本发明的原理及其实际应用的最佳说明，并且使本领域的普通技术人员能够在各个实施例中并且通过适于所预期的特定用途的各种修改来利用本发明。当根据体现公平、合法和公正的范围解释本发明时，所有这样的修改和变化应落入如附属权利要求及其所有等效物确定的本发明的范围内，并且可以在本专利申请的未决期间被修改。上文描述的各种电路可以按照实现的需要，在分立电路或集成电路中实现。
权利要求
1.一种信道估计器，包括扩展电路，被配置为接收导频信号、向所述导频信号的前部添加前部扩展信号、以及向所述导频信号的后部添加后部扩展信号，以创建第一中间信号，所述前部扩展信号是所述导频信号中的第一个码元的扩展，并且所述后部扩展信号是所述导频信号中的最后的码元的扩展；逆离散傅立叶变换电路，被配置为对所述第一中间信号执行逆离散傅立叶变换函数，以生成第二中间信号；信号处理元件，被配置为对所述第二中间信号执行一个或多个操作，以生成第三中间信号；离散傅里叶变换电路，被配置为对所述第三中间信号执行离散傅里叶变换函数，以生成第四中间信号；和减少电路，被配置为截除所述第四中间信号的前端和所述第四中间信号的后端，以生成信道估计信号。
2. 如权利要求1所述的信道估计器，其中所述信号处理元件包括 零插入电路，该零插入电路被配置为将所述第二中间信号分为两半， 并且将具有约为零幅度的调零信号插入在所述第二中间信号的前一半 和后一半之间，以创建所述第三中间信号。
3. 如权利要求l所述的信道估计器，其中所述信号处理元件包括 非线性滤波器，用于对所述第二中间信号执行滤波操作，以生成所述 第三中间信号。
4. 如权利要求3所述的信道估计器，进一步包括 噪声估计器，被配置为提供接收信号中的噪声电平的估计；和 阈值设定电路，被配置为基于噪声电平的所述估计来提供阈值电平，以控制所述滤波器的所述操作。
5.如权利要求1所述的信道估计器，其中所述信号处理元件包括-滤波器，用于对所述第二中间信号执行滤波操作，以生成第五中 间信号；零插入电路，被配置为将所述第五中间信号分为两半，并且将具 有约为零幅度的调零信号插入在所述第五中间信号的前一半和后一半 之间，以创建所述第三中间信号。
6.如权利要求5所述的信道估计器，其中所述滤波操作包括将低于噪声阈值的所述第五中间信号的前部部分中的所有点设定 为零或接近零的值，将低于所述噪声阈值的所述第五中间信号的末端部分中的所有点 设定为零或接近零的值，以及将所述前部部分和所述末端部分之间的所述第五中间信号的中间 部分中的所有点设定为零或接近零的值。
7.如权利要求l所述的信道估计器，其中在将所述前部扩展信号 连接到所述后部扩展信号的所述末端时，得到的连接信号是连续可微 分函数。
8.如权利要求1所述的信道估计器， 其中所述第一中间信号的码元长度是2的幂数，并且其中所述逆离散傅立叶变换电路是逆快速傅立叶变换电路。
9.如权利要求l所述的信道估计器， 其中所述第三中间信号的码元长度是2的幂数，并且其中所述离散傅立叶变换电路是快速傅立叶变换电路。
10.如权利要求1所述的信道估计器，其中所述信道估计器在集 成电路或软件之一中实现。
11. 一种估计信道响应的方法，包括 接收包括一系列导频码元的导频信号；向所述导频信号的前部添加包括一个或多个前部码元的前部扩展 信号，并且向所述导频信号的后部添加包括一个或多个后部码元的后 部扩展信号，以创建第一中间信号；对所述第一中间信号执行逆离散傅立叶变换函数，以生成第二中 间信号；对所述第二中间信号执行一个或多个信号处理操作，以生成第三 中间信号；对所述第三中间信号执行离散傅里叶变换函数，以生成第四第三 中间信号；以及切除所述第四第三中间信号的前端和所述第四第三中间信号的后 端，以生成信道估计信号，其中所述前部扩展信号在所述前部扩展信号中的所有关注点处以 及在所述前部扩展信号与所述导频信号之间的过渡处是可微分的，并 且其中所述后部扩展信号在所述后部扩展信号中的所有关注点处以 及所述后部扩展信号与所述导频信号之间的过渡处是可微分的。
12. 如权利要求ll所述的方法，其中所述执行一个或多个信号处 理操作包括将所述第一中间信道信号分为两半，以形成第一半信号和第二半 信号；以及在所述第一半信号和所述第二半信号之间插入具有零幅度或者约 为零幅度的调零信号，以创建所述第三中间信号。
13. 如权利要求11所述的估计信道响应的方法，进一步包括在 插入调零信号之前对所述第一中间信道信号执行非线性滤波操作。
14. 如权利要求13所述的估计信道响应的方法，进一步包括 确定包含所述导频信号的接收信号中的噪声电平的估计；以及 基于噪声电平的所述估计来设定阈值电平，以控制所述滤波操作。
15. 如权利要求ll所述的估计信道响应的方法，其中所述前部扩展信号是第一基本平坦的线性信号，该第一基本 平坦的线性信号具有等于所述导频信号中的第一值的第一恒定值，并 且其中所述后部扩展信号是第二基本平坦的线性信号，该第二基本 平坦的线性信号具有等于所述导频信号中的最后的值的第二恒定值。
16. 如权利要求ll所述的估计信道响应的方法，其中在将所述前 部扩展信号连接到所述后部扩展信号的所述末端时，得到的连接信号 是连续可微分函数。
17. 如权利要求11所述的估计信道响应的方法，其中所述方法在集成电路或软件之一中实现。
18. —种估计信道响应的方法，包括-接收包括一系列P个导频码元的初始信道信号； 向所述初始信道信号的前部添加包括一系列F个前部码元的前部扩展信号；向所述初始信道信号的后部添加包括一系列B个后部码元的后部 扩展信号，以创建扩展信道信号；以采样长度(P+F+B)对所述扩展信道信号执行逆离散傅立叶变 换函数，以生成第一中间信道信号；将所述第一中间信道信号分为两半；在所述第一中间信道信号的两半之间插入具有Z个码元有效长度 的并且具有零幅度或约为零幅度的信号，以创建扩充信道信号；以采样长度(P+F+B+Z)对所述扩充信道信号执行离散傅里叶变换函数，以生成第二中间信道信号；以及切除所述第二中间信道信号的前端和所述第二中间信道信号的后 端，以生成长度为D的信道估计信号，其中B、 D、 F、 P和Z全部是整数，并且F和B均大于1，其中P标识一个数据时隙中的导频码元的数目，并且D标识一个 数据时隙中的数据码元的数目，其中所述P个导频码元、所述F个前部码元和所述B个后部码元 全部选自可用码元的星座，其中所述F个前部码元被选择为在所述F个前部码元上的所有关 注点处以及在所述前部扩展信号与所述初始信道信号之间的过渡处是 可微分的，并且其中所述B个后部码元被选择为在所述B个后部码元上的所有关 注点处以及在所述后部扩展信号与所述初始信道信号之间的过渡处是 可微分的。
19. 如权利要求18所述的估计信道响应的方法，其中所述F个前部码元被选择为与所述P个导频中的第一个导频 码元相同，并且其中所述B个后部码元被选择为与所述P个导频码元中的最后的 导频码元相同。
20. 如权利要求18所述的估计信道响应的方法，其中所述F个前部码元和所述B个后部码元具有基于桥接所述初 始数据中所述第一个和所述最后的样本的连续函数的值， 其中连续函数在所有关注点处是可微分的。
全文摘要
提供了一种信道估计器(150)，包括扩展电路(410)，其被配置为接收导频信号(510)，并且分别向该导频信号的前部和后部添加前和后部扩展信号(620、630)，创建第一信号(610)，该前和后部扩展信号分别是导频信号中的第一个和最后的码元的扩展；IDFT电路(420)，其被配置为对第一信号执行IDFT函数，生成第二信号(710)；信号处理元件(430、440、470、480)，其被配置为对第二信号执行一个或多个操作，生成第三信号(910)；DFT电路(450)，其被配置为对第三信号执行DFT函数，生成第四信号(1010)；和减少电路，其被配置为切除第四信号的前端和后端，生成信道估计信号(1110)。
文档编号H04J11/00GK101529769SQ200780039909
公开日2009年9月9日 申请日期2007年8月30日 优先权日2006年10月31日
发明者阿赫桑·U·阿齐兹 申请人:飞思卡尔半导体公司