专利名称：估算串扰的方法和装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及对影响通信系统的串扰的估算。
技术背景串扰是例如数字用户线路(DSL )通信系统的多输入多输出(MIMO ) 系统中引起信道损失的主要原因之一 。随着人们对更高数据速率的需求的增长，数字用户线路系统向更高频 率的频带发展，其中相邻传输线路(即，同一条电缆中的两条传输线路) 之间的串扰尤其显著(频率越高耦合越大)。MIMO系统可以用如下的线性模型来描述Y (f) -H (f) X (f) +Z (f) (1)其中，N阶复矢量X、 Y分别表示通过N条线路传送、由N条线i^ 收的符号的离散频率表述，N阶复矢量Z表示附加的噪声，例如N条线路 上出现的外部噪声和热噪声，其中，N*N复矩阵H表示信道矩阵。信道矩阵H的第(I，j)个元素 描述了通信系统如何响应于正在第J个信道上被传输的符号而在第I个信 道上产生信号。信道矩阵的主对角线上的元素描述直接信道耦合，非对角 线上的元素描述信道间耦合。例如动态频i普管理(DSM)的不同策略，被用于削弱串扰和增大吞吐 量效果和线路稳定性。DSM逐渐从频语管理技术(DSM等级0-2 ) M到 多用户信号协调(DSM等级3)。一种用于减少信道间干扰的技术是信号预编码(或者说信号矢量化)。 通过预编码，信号在通过物理信道发送之前先通过人工预编码信道。设计该预编码信道从而预编码器与物理信道的串接使接收器上的干涉很小或不 存在。预编码可以由接入复用器或者外部预编码单元实现。预编码的性能严格依赖于预编码信道的参数，所述参数根据估算的串 扰信道的系数进行计算。现有技术中的一种在下行方向上估算串扰信道系数的方法包括如下步骤通过特定的滥用信号来滥用线路，在用户室内设备测量信号和噪声加 干扰比(SNIR)或者限制器误差，通过反馈信道向串扰估算单元报告所述 测量的SNIR或者限制器误差，从而估算串扰信道参数的幅度和相位。上述公开的方法存在如下缺陷需要反馈信道，使得该方法无法与不 支持所述反馈信道的传统(LEGACY) CPE后向兼容，该方法的算法依 赖于CPE测量，测量的精确程度将可能因为制造者的不同而发生波动，并 且该方法中， 一些滥用信号需要与常规的有效荷载一起发送，这样就降低 了常规传输可以利用的功率预算。发明内容本发明的目的在于改进MIMO通信系统中的串扰的估算。 本发明的方法实现了本发明的目的并克服了前面提到的缺陷，所述方法通过估算第一^t来实现，该第一参数表征在通信的第一方向上从第一传输媒介到第二传输媒介的第一串扰信道，该方法包括以下步骤画估算第二似然参数，该第二似然参数类似地表征在第二相反通信方向上从所述第二传输媒介到第 一传,介和在笫 一频率指数上的第二串扰信道，从而产生第一参数值，-在第二不同频率指数上估算所述第二M，从而产生第二参数值， -在第三不同频率指数上，特别地，从所述笫一参数值和第二参数值推导所述第一参数的值。第一和第二传输媒介可以是传输线，例如未屏蔽铜双导线(UTP)、同轴电缆，等等。第一和第二参数可以分别是第一和第二串扰信道的传输函数的幅度或相位。本发明基于以下理解在第 一通信方向上从笫 一传g介到第二传输 媒介的第一串扰信道(例如，下行通信)和在第二通信方向上从第二传输 媒介到第一传输媒介的第二串扰信道(例如，上行通信)显示出类似的特 性，特别是在考虑到串扰信道传输函数的相位的情况下。目前，重新应用噪声测量，用于在相反的通信方向上进一步估算串扰 信道系数，从而消除对任何专用反馈信道的需要并且改进对估算进程的操 作自治，其中，所述噪声测量在通信笫二方向的接收端，典型地在多个用 户的流量汇聚的中心局(CO)或远端执行，并且通常被应用于确定载波比 特荷载和开销，并进一步被应用于在一个通信方向上消除串扰。相比于上述现有技术的方法，本发明依赖于提供给估算进程的本地精 确测量信息，不需要任何数据编译和/或压缩从而可以通过可能影响估算进 程精确性的受限带宽反馈信道来进一步传输。当新线路加入到矢量群的时候，本发明的改进尤其明显。假设一个工 作线路A和一个新加入线路N。通过在CO侧的侦听，我们可以估算上行 方向上从线路A到线路N的串扰信道系数(新线路N上的通信甚至不需 要初始化)。于是，下行方向上从线路N到线路A的串扰信道系数也可以 进行估算。也就是说，我们可以启动线路N并且立即补偿新加入线路N 到工作线路A的影响。然后，我们可以估算其他相应的信道，无逸逸率适 应(SRA)将有助于使新加入的线路緩慢的达到应有的速率。本发明方法的可选实施例的特点在于分配给所述第一通信方向的第一 频带和分配给第二通信方向的第二频带在第一和第二传输媒介上紧密交 替。第一和第二传g介上第一 (例如上行)和第二 (例如下行)频带的 紧密交织(也指拉链式频带设计)提高了推导步骤的精确程度。实际上， 推导误差依赖于第一和第二频率与第三频率之间的距离笫一和第二频带 越窄，估算所基于的取样就越紧密，串扰的估算就越精确。推导误差同样 也是随用于推导串扰信道系数的算法(和潜在的串扰信道模型)而变。考虑到上述内容，"紧密，，的意思可以是"足够紧密，可以使推导误差保 持在可接受的范围内"。在正交频分复用(OFDM)系统中，本发明的优势尤其明显，在上述 系统中，在两个通信方向上都存在正交，例如超高速数字用户线路 (CDSL，VDSL2)通信系统，以及上行、下行频带在^艮少的几个频率上交替 的系统。数据载波可以跟随周期模式分配。例如，m和n载波可以二者择一的 分别分配给第一和第二通信方向，m和n是非零正整数。也就是说，两个 连续的第一频带之间相距最远不超过n个载波，两个连续的第二频带之间 相距最远不超过m个载波。M和n的典型数值是1 (频带在每一个音上交 替)，2， 4， 8，等等。可选的，第一和第二频带的带宽可以才艮据频率变化。例如，带宽可以 根据将估算的参数的变化的斜率计算变化越低，第一和第二频率指数距 离第三频率指数越远。进一步的，为了遵守由通信规3呈进行规范的带宽设计，例如非对称数 字用户线路(ADSL， ADSL2+),第一和第二频带可以只从一个特定的频 率向一个特定的频率范围或者在一个特定的频率范围内变化。依照本发明的方法的又一实施例的特点在于所述第三频率指数包含 在第一和第二频率指数之间，并且所述值通过内插的方法从笫一参数值和 第二参数值中推导。与紧密分割的拉链式频带设计相结合的内插(可以是线性或多项式内 插)，提供了好的结果，尤其是对于确定串扰传输函数的幅度。本发明的另一方法的实施例的特点在于，所述第三频率指数比第一和 第二频率指数都要高或者都要低，并且所述值通过外推从第一参数值和第二W:值中推导。该实施例在确定串扰传输函数的相位方面特别有用，串扰传输函数可 以近似为频率的线性函数。进一步特征化的实施例将在从属权利要求中进行描述。本发明还涉及一种用于估算第一参数的串扰估算单元，该笫一参数表 征了第 一通信方向上从第 一传g介到第二传l^介的第 一 串扰信道。依照本发明的串扰估算单元进一步适于國估算第二似然参数，该第二似然参数类似的在第二相反的通信方向 和第 一频率指数上表征从所述第二传输媒介到第 一传g介的第二串扰信 道，-在第二频率指数上估算所述第二参数，从而产生第二M值，-在第三频率指数上，特别地，从所述第一参数值和第二参数值推导 所述第一参数的值。上述串扰估算单元可以形成为接入复用器、外部的预编码单元或者网 络分析器的一部分。依照本发明的串扰估算单元的实施例与依照本发明的方法实施例相对应。需要说明的是，"包括"一词，权利要求书中同样用到该词，不应当理 解为仅仅是限制于上述列出的装置。因此，"一种器件包括装置A和B"这 一表述的范围不应当限制为 一个仅仅由原件A和B组成的器件。也就是说， 根据本发明，装置的相关部件是A和B。最后，还要^L明"耦合"一词，权利要求书中同样用到该词，不应当理 解为仅仅是限制于直接的连接。因此，"一种装置A耦合到装置B"这一表 述的范围不应当限制为 一个装置或系统，其中装置A的输出直接连接到装 置B的输入，或者相反。也就是说，在A的输出和B的输入之间存在一个 路径，或者相反，可以是包括其他装置或器件的路径。
通过以下结合附图对实施例所做的描述，本发明的上述和其他的对象 和特点将更明显，本发明本身将容易理解，其中 -图1所示为MIMO数据通信系统， -图2所示为本发明的接入复用器。
具体实施方式
从图1可以看到基于VDSL的数据通信系统1包括匿位于中央位置的N个收发机单元11 ( TU—Cl到TU_CN )，-位于远处的N M机单元13 ( TU—Rl到TU—RN ),例如用户端i殳备。收发机单元11构成例如数字用户线5^入复用器(DSLAM)的一部 分，并且收发机单元13是例如CPE，比如调制解调器、网关或者机顶盒 等等。收发机单元11a至lln通过UTP 12a至12n分别耦合到收发机单元 13a至13n。数据载波23净皮分配到下行(DS )或上行(US)方向。图l示出了特 殊频带设计，其中下行频带21和上行频带22紧密交替。该频带设计被用 于传输媒介12。下行方向上从线路j到线路i的串扰信道^^示为XCHDSij，相应的 串扰传输函数表示为Hij ( f)。上行方向上从线路j到线路i的串扰信* 示为XCHUSij，相应的串扰传输函数表示为Gij (f)。图2所示为本发明的接入复用器101，其中的主要元件是-N个混合电路111 ( HI到HN )，画N个数模转换器112 ( DAC1到DACN )，-N个模数转换器113 ( ADC1到ADCN )，-N个循环前缀和后缀插入单元114 ( CE—INS1到CE—INSN )，-N个循环前缀和后缀移除单元115 ( CE—EXT1到CE_EXTN )，國N个逆数字傅立叶变换单元116 (IDFT1到IDFTN )國N个数字傅立叶变换单元117 (IDFT1到IDFTN )，隱定向单元118 (VECTORING)，-N个载波QAM调制器119 ( MODI到MODN ),N个载波QAM解调器120 (DEMOD1到DEMODN )，-串扰系数估算单元121 ( XCH_EST )。混合电路111的输出端分别耦合到ADC113相应的输入端。ADC113 的输出端分别耦合到循环前缀和后缀移除单元115的相应的输入端。循环 前缀和后缀移除单元115的输出端分别耦合到DFT单元117的相应的输入IDFT单元116的输出端分别耦合到循环前缀和后缀插入单元114的 相应的输入端。循环前缀和后缀插入单元114的输出端分别耦合到相应的 DAC112的输入端。DAC112的输出端分别耦合到混合电路111的相应输 入端。定向单元118耦合到IDFT单元116的输入端、DFT单元117的输出 端、QAM调制器119的输出端、QAM解调器120的输入端和串扰系数估 算单元121。串扰系数估算单元121进一步耦合到DFT单元117的输出端 口和QAM解调器120的输出端口。混合电路111适用于把收发机的输出端耦合到UTP12、把UTP12耦 合到收发机的输出端。混合电路111进一步包括用于将线路信号从收发机 电路中直流隔离，以及用于适配线路的特性阻抗的装置。DAC112适用于将离散时间序列转换为模拟信号。ADC113适用于从输入的模拟信号中采样，并把采样信号编码为二进 制序列。循环前缀和后缀插入模块114适用于将循环前缀和后缀附加到IDFT 单元116合成的时间序列中，用于减少符号间干扰(ISI)。循环前缀和后缀移除单元115适用于从接收到的序列中描绘出数字符 号，并提取一部分从而使DFT单元117可以进一步做频谱分解。IDFT单元116适于例如通过快速傅立叶逆变换(IFFT)算法从离散 频语表示的序列合成为数字时间序列。DFT单元117例如通过快速傅立叶(FFT )算法适用于将数字时间序 列分解为离散频率成分。接收到的数字符号的离散频率表示，即Y,被提 供给定向单元118和串扰信道估算单元119。定向单元118适于执行下行方向的多用户预编码和上行方向的多用户 串扰消除操作。信亏tm辆^，中^[^ 实现的，目的是补偿信道间干涉，下行信道矩阵可以表示为<formula>formula see original document page 11</formula> (2)其中D表示包含下行方向信道传输函数的对角矩阵，C表示包括下行 方向串扰信道传输函数的非对角矩阵，I是下式给出的单位矩阵i o o i00 1预编码理想地应当产生这样的传输函数矩阵，该矩阵保持直接信道传 输函数(在接收端的频率均衡补偿直接信道衰减和移相)并且使所有的串扰信道传输函数同时为0。以上所述内容利用下列预编码矩阵获得<formula>formula see original document page 11</formula> (3)后者是一阶近似，当串扰信道系数的幅度相对于直接信道系数的幅度来说很小的时候上述近似有效，在DSL环境中上述近似是很贴近精确值 的。我们把相对串扰信道矩阵表示为c。 c是由下式给出的<formula>formula see original document page 12</formula>(4)采用预编码的接收信号由下式给出:<formula>formula see original document page 12</formula>(5)就是说，采用预编码，接收信号不会被信道间干涉削弱，而只能净皮外 部噪声削弱。相似的推导用于具有上行方向的信道矩阵F和消除矩阵Q的上行方向 串扰的消除。QAM调制器119适用于调制下行栽波，更具体的说适用于根据要在 载波上发送的二进制序列(其长度与栽波的比特负栽量相匹配)来确定栽 波的特定幅度和相位。QAM解调器120适用于通过在解调网格中选择最接近的匹配，从 QAM调制载波的幅度和相位中恢复二进制序列。解调器120向串扰系数 估算单元121提供已发送的数字符号的估算值，即f (力。串扰系数估算单元121适用于估算上行方向串扰系数的幅度和相位。 多用户信道估算技术可以包括限制器误差和最大似然估算器，广义决定反 馈算法，等等。限制器误差是DET单元117合成的频率成分，即Y，和解 调器120估算的频率成分，即eOO，之间的差异。串扰系数估算单元121进一步适用于基于两个或多个已经估算出的足 够接近的上行信道系数推导下行串扰系数的相位和幅度。上述推导利用线 性和/或多项式内插和/或外推。图1中所示的上行和下行频带的紧密交叉有 助于上述操作。回到图1，我们用G21(fl)和G21(f2)来表示从线路12a到线路12b的 上行串扰系数，上述系数由估算单元121分别在频率指数fl和f2上进行估算。我们用H12(0)来表示从线路12b到线路12a的下行串扰系数，上述 系数在频率指数f3上进行估算。G21(fl)和G21(f2)的幅度和相位的线性内插产生如下函数<formula>formula see original document page 13</formula><formula>formula see original document page 13</formula>(7)其中，1% I和Arg(X)分别表示复数X的幅度和相位。 可选的，复平面的线性内插产生<formula>formula see original document page 13</formula>(8)<formula>formula see original document page 13</formula>(9)频率指数f3可以比fl低或者比f2高，外推就是在这种情况下应用。 外推为下行方向的串扰系数的相位估算提供好的结果，而不一定需要拉链 式的频带设计。多项式内插(或本领域普通技术人员熟知的其他推导算法)能够可选 的用于推导下行串扰系数的相位和/或幅度。在给定已估算的上行和下行串扰信道系数的情况下，串扰系数估算单 元121最后适用于计算预编码矩阵P和消除矩阵Q。这样计算的预编码矩 阵P和消除矩阵Q被提供给定向单元118用于信号预编码(下行)和串扰 的消除(上行)。远端收发机单元13还可以在少数上行载波上传送导频信号，也就是具 有预定(不一定是常数)幅度和相位的信号。如果是这样，估算单元121 不需要耦合到解调器120,因为发送的序列在那些导频中就已经初步知道了。导频栽波可以从上行载波中选择出来，或者从下行频带中选择并重新 分配到上行通信中(假设它们在下行方向上被关闭)。虽然优选实施例与从上行串扰系数中推导下行串扰系数有关，但是本 发明可以类似的应用于从下行串扰系数中推导上行串扰系数。本实施例可以应用于CPE进行线路结合(line bonding)，其中结合的线路发送的上 行数据符号可一起被预编码，目的是减轻上述结合线路之间的上行串扰。在本发明的可选实施例中，串扰系数估算单元121例如通过数字通信 网络从远端耦合到接入复用器。在本发明的又一可选实施例中，串扰估算单元121形成网络分析器的 一部分。下行和/或上行串扰系数的推导可以用于例如识别同一电缆中较强 的串音者，和/或用于网络设计和/或用于故障定位。最后要说的是，上述本发明的实施例是以功能模块的形式进行描述的。 通过对模块功能的描述，就如上面给出的，对于电子器件设计领域的普通 技术人员来说，用常规的电子器件来实现本发明的实施例是显而易见的。 本发明没有给出功能模块的更具体的组成。尽管上文中已经结合特定装置对本发明的原理进行描述，显然，上述 只是以举例的形式对本发明进行描述，而不是对附加的权利要求限定的本 发明的范围进行限定。
权利要求
1.一种用于估算第一参数(|H12(f)|，arg(H12(f)))的方法，所述第一参数表征在第一通信方向(DS)上从第一传输媒介(12b)到第二传输媒介(12a)的第一串扰信道(XCHDS12)，其中该方法包括以下步骤-估算第二似然参数(|G21(f)|，arg(G21(f)))，所述第二似然参数类似地表征在第二相反的通信方向(US)上从所述第二传输媒介到所述第一传输媒介和在第一频率指数(f1)上的第二串扰信道(XCHUS21)，从而产生第一参数值(|G21(f1)|，arg(G21(f1)))，-在第二不同频率指数(f2)上估算所述第二参数，从而产生第二参数值(|G21(f2)|，arg(G21(f2)))，-在第三不同频率指数(f3)上从所述第一参数值和所述第二参数值推导所述第一参数的值(|H12(f3)|，arg(H12(f3)))。
2. 根据权利要求l所述的方法，其中分配给所述第一通信方向的第一 频带(21)和分配给所述第二通信方向的第二频带(22)在所述第一和第 二传输媒介上紧密交替。
3. 根据上述权利要求任一项的方法，其中所述第三频率指数包含在所 述第一和第二频率指数之间，并且其中所述值通过内插从所述第一和第二 Wt值推导。
4. 根据上述权利要求任一项的方法，其中所述第三频率指数比所述第 一和第二频率指数都高或者都低，并且其中所述值通过外推从所述第一和第二参数值推导。
5. 才,上迷权利要求任一项的方法，其中所述第一和第二参数分别是 所述第一和第二串扰信道的传输函数的相位。
6. —种用于估算第一参数(|H12(f)|， arg(H12(f)))的串扰估算单元 (121)，所述第一参数表征在第一通信方向(DS)上从第一传,介(12b) 到第二传输媒介(12a)的第一串扰信道(XCHDS12),其中该方法包括 以下步骤画估算第二似然参数(IG21(f)卜arg(G21(f)))，所述第二似然参数相 似地表征在第二相反的通信方向(US)上从所述笫二传g介到所述第一 传输媒介和在第一频率指数(fl)上的第二串扰信道(XCHUS21)，从而 产生第一参数值(IG21(fl)1, arg(G21(f1)))，-在第二不同频率指数(f2)上估算所述第二参数，从而产生第二参 数值(|G21(f2)|， arg(G21(f2)))，國在第三不同频率指数(f3)上从所述笫一参数值和所述第二参数值 推导所述第一参数的值(IH12(f3)卜arg(H12(f3》)
7. —种接入复用器(101)，包括权利要求6所述的串扰估算单元。
8. —种网络分析器，包括权利要求7所述的串扰估算单元。
全文摘要
本发明涉及估算串扰的方法和装置。该方法估算第一参数(|H12(f)|，arg(H12(f)))，该参数表征在第一通信方向(DS)上从第一传输媒介(12b)到第二传输媒介(12a)的第一串扰信道(XCHDS12)。本发明的方法进一步包括以下步骤估算第二似然参数(|G21(f)|，arg(G21(f)))，该参数相似地表征在第二相反的通信方向(US)从第二传输媒介到第一传输媒介和第一频率指数(f1)上的第二串扰信道(XCHUS21)，从而产生第一参数值(|G21(f1)|，arg(G21(f1)))；在第二不同频率指数(f2)上估算所述第二参数，从而产生第二参数值(|G21(f2)|，arg(G21(f2)))；在第三不同频率指数(f3)上从第一参数值和第二参数值推导第一参数的值(|H12(f3)|，arg(H12(f3)))。本发明还涉及一种串扰估算单元，以及一种包括上述串扰估算单元的接入复用器或者网络分析器。
文档编号H04M3/28GK101404520SQ20081017374
公开日2009年4月8日 申请日期2008年10月6日 优先权日2007年10月3日
发明者J·马埃斯, M·佩特斯, M·盖纳赫 申请人:阿尔卡特朗讯公司