专利名称：基于实频率参考信号的数字化自动频率校正方法
基于实频率参考信号的数字化自动频率校正方法
技术领域：
本发明涉及通信传输领域中的频率同步系统，尤其涉及一种基于实频率参考信号的数字化自动频率校正方法。
背景技术：
在通信传输系统中，接收端的频率源信号频率通常需要与发射端的频率源信号频率保持一致。为了做到这一点，可以采用的一种方法是在收发两端采用高精度的晶体振荡器。但是高精度的晶体振荡器通常比较昂贵，而且长时间使用之后会发生频率漂移，需要定期进行人工频率校正。
可以采用的另一种方法是由发射端向接收端发送一个频率参考信号(又称为校频信号或导频信号)，接收端根据接收的频率参考信号对本地频率源信号的频率进行自动校正，使得本地频率源信号的频率在精度允许的范围内跟踪于频率参考信号的频率，从而达到收发双方频率同步的目的。这种方法称为自动频率跟踪或自动频率校正。
有时频率参考信号并不是一直存在的，而是间歇发送的。此时在实施自动频率校正之前必须先检测接收信号中是否存在频率参考信号。只有在频率参考信号存在的前提下才可以实施自动频率校正。
在自动频率校正中，通常只需一个普通的压控振荡器(vco)和一些控制电路就可以实现高精度的频率同步，不但价格比较低廉，而且频率校正是自动完成的，不需要定期进行人工校频。
自动频率校正的一个典型例子是GSM移动通信系统中基站与移动台或直放站之间的频率校正。基站在下行广播信道中，每隔约46ms或51ms发送一个持续时间约为577s的校频突发包(FCB),即频率参考信号，移动台或直放站可根据这些FCB校正自己的频率源频率。
自动频率校正方法分为模拟式和数字式两种。模拟式自动频率校正方法通过对模拟信号的处理来获得用于频率校正的调整信号，而数字式自动频率校正方法则先将模拟信号数字化，然后再通过对数字信号进行处理来获得用于频率校正的调整信号。
通常的数字式自动频率校正方法是根据接收频率参考信号的复数形式(即I、 Q两路相互正交的实频率参考信号)来实施的，例如美国专利公告
US 6226336B1和US2005/0129149A1。这种基于复频率参考信号的数字式自动频率检测和校正方法所处理的采样数据是复数，其实部和虛部分别是在同一时刻对I、 Q两路相互正交的实频率参考信号采样得到的实数样值。
然而基于复频率参考信号的数字式自动频率校正方法具有较高的复杂度。获得复数形式的I、 Q两路频率参考信号需要通过对实数形式的一路频率参考信号进行正交变频来实现，这比获得实数形式的一路频率参考信号要
复杂得多；另外，在得到I、 Q两路频率参考信号的过程中又可能会引入一些失衡，包括幅度失衡(I、 Q两路幅度不同)、相位失衡(I、 Q两路相位不正交)等，这些失衡会影响自动频率校正方法的精度。为了解决这一问题需要对失衡进行补偿，但这样做又会使系统实现的复杂度增加。
发明内容
本发明的目的就是为克服上述基于复频率参考信号的数字式自动频率校正方法复杂度较高的缺点，提供一种基于实频率参考信号的数字化自动频率校正方法。
为此，本发明采取如下技术方案实现
本发明之基于实频率参考信号的数字化自动频率校正方法，其频率参考信号来自发射端，默认存在或经频率检测确认存在，其中包括
将来自发射端的一路中频或基带模拟实信号进行采样、模数转换为数字信号的步骤；
以该实采样数据计算本地频率源信号与发射端频率源信号的频率误差函数的步骤；
在默认所述频率参考信号存在或经频率检测确认频率参考信号存在的标志信号置位时，选通频率误差函数的计算结杲并进行数据变换以获得对本地的频率进行调整的调整增量的步骤；
将所述调整增量进行累加以获得本地频率源数字调整信号的步骤；将该数字调整信号转换为模拟调整信号的步骤；
对该模拟调整信号进行滤波形成本地频率源控制电压的步骤；以该频率源控制电压控制本地频率源实现本地频率调整使之与发射端的频率同步的步骤。
所述采样、模数转换的步骤中，采样时钟由本地频率源信号经分频/倍频得到，根据实际应用中不同的收发频差允许范围，采样频率与本地频率源信号频率之比取不同的预设值，采样频率随着本地频率源的调整而变化。
所述计算频率误差函数的步骤中，频率误差函数由所述信号的两组实采样数据的乘积之差的2倍经平滑后获得的，其中每组均包含两个实采样数据，一组中两个实采样数据的采样时刻之和与另一组中两个实采样数据的采样时刻之和相等，每组中两个实采样数据的采样时刻之差为采样时间的奇数倍。
所述计算频率误差函数的步骤中，更具体地，所述两组实采样数据中，
每组的两个实采样数据通过乘法器相乘之后，两组实采样数据的的乘积均输出至减法器计算两者之差，然后对其进行平滑处理，获得所述频率误差函数。
所述获得调整增量的步骤中，由所述标志频率参考信号存在的标志信号触发一个选通器，使其允许所述频率误差函数的计算结果通过一变换器进行数据变换，以最终获得所述调整增量。
所述对频率误差函数进行的数据变换为单调变换。单调增还是单调减由所选采样时间决定。
与现有技术相比较，本发明的优点在于
首先，只需对实数形式的频率参考信号信号(即一路实频率参考信号)的实采样数据直接进行处理，就可以计算出频率校正所需的调整量，与对复数形式的频率参考信号进行采样和处理要简单得多；
其次，由于无需得到复数形式的I、 Q两路相互正交的频率参考信号，也不存在失衡补偿问题，因此本发明在确保频率校正精度的前提下大大减小了系统实现的复杂度；
再者，本发明便于采用DSP芯片、FPGA芯片或ASIC芯片等来实现。
图1是以本发明之基于实频率参考信号的数字化自动频率校正方法为基础的系统的原理框图2是本发明实施例中参数i[w]、 C["]、 S["]的算法结构示意图； 图3是本发明实施例中参数^\["]、 CM["]、 Sw["]的算法结构示意图； 图4是本发明实施例中计算本地频率源调整信号的算法结构示意图； 图5是本发明实施例中，频率参考信号存在且无噪声时，检测度量C4"]
和频率误差函数Sw[w]与采样时间W々关系曲线。
具体实施方式
下面结合附图，对本发明的具体实施例和原理作详细的说明 如图l所示，本发明之基于实频率参考信号的数字化自动频率校正方法 与本申请人同时在另一申请中予以保护并在本申请中公开之基于实信号的数 字化自动频率检测方法一起在其中实现，包括A/D变换器(也即模数变换器) 102、自动频率和校正算法模块104、 D/A变换器(也即数模变换器)106、 低通滤波器108、压控振荡器110和分频/倍频器112。
在图1中，接收的模拟实信号KO来自于发射端的中频或基带输出。KO 经过A/D变换器102的采样和模数变换，得到离散的数字实信号送入
自动频率和校正算法模块104。
A/D变换器102的采样时钟由压控振荡器110和分频/倍频器112构成的
本地频率源提供。设所接收的实信号的频率参考信号的频率为/，本地频率
源信号的频率为/+ A/，则本地频率源信号与所述频率参考信号之间的频率
误差为A/,而采样时间r与本地频率源信号频率/"+A/的关系为
_ 4A + 1 r = 4(/ + A/)，
或
一 4"3 r = 4(/ + A/)。
其中A:为设计参数，且A:e(O, 1，2,...},可根据实际应用场合的需要来选取。 由于本地频率源存在频率误差A/,因此按照上述关系选取的采样时间2" 是不确定的，在本发明中，其允许变化的范围为A:2A: + 1
——<T <-，
或
2A: + 1A: + l --<r<-。
与之相对应的频率误差的允许变化范围为
-~< △/ <丄，
或
# + 4 4A: + 2
也就是说， 一旦按照上述关系选定了采样时间r，若频率误差A/处于上述允 许变化范围之内，则用本发明可以实现自动频率检测和校正；否则频率误差 A/将超出本发明的校正范围而无法实现自动频率检测和校正。
自动频率和校正算法模块104内部的算法结构如图2、图3、图4所示。 该算法首先在图2中按照如下公式
」2[ ] = , [w] + r2 [" - l]， G[ 〗=2(r[w] r[w - 4] 一 - 1] r[w - 3])， = 2(r[w] r[w - 3〗一 r[" - 1] r[" - 2]); 分别完成对f["]、 C["]、 S["]的计算；然后在图3中按照如下公式
会]=|￡、2["-附]，
1 M-1
对爿2[w]、 C["]、 S["]分别进行平滑，得到爿2丄["〗、CM["]、 5V["]。其中丄、M、 W为设计参数，且丄、M、 We {1,2,3, 可根据应用场合的需要来选取。 ^i[w]的物理含义为接收实信号功率(或其2倍)的估计值，此处用作检 测所接收的实信号中频率参考信号是否存在的判决门限基准；CV[w]的物理含
8义为在一定的频率误差范围内检测所接收的实信号中频率参考信号是否存在
的检测度量；Sw[w]的物理含义为本地频率源信号与频率参考信号的频率误差 函数。
图2和图3中仅包括4种基本的算法单元，它们是延时器202、乘法器 204、加法器206和放大器208。
在图4中，爿M"]作为检测频率参考信号是否存在的判决门限基准，经过 放大器208之后得到判决门限C64、["]，其中a为设计参数，且ae(O, 1)，可 根据实际应用场合的需要来选取。
C4"]作为检测频率参考信号是否存在的检测度量在门限比较器402中 与判决门限C64、["]进行比较，若
则判定频率参考信号存在，通过产生一个预定的信号，触发打开选通器404，
允许&[w]通过；否则判定频率参考信号不存在，产生另一个信号关闭选通器
404，禁止Sw["]通过。
需要指出的是，上述对爿2["] 、 、」2丄[/z] 、 的计算，以及利用爿2丄["]、 C4"]对频率参考信号是否存在所进行的检测在已知频率参考信号一直存在 的场合下是不需要的。
Sw[w]作为频率误差函数，若频率参考信号存在，则通过选通器404加到 变换器406上进行变换，得到本地频率源的调整增量。该调整增量经过累加 器(由延时器202和加法器206构成)之后得到本地频率源的数字调整信号， 送往图1中的D/A变换器106。
若所选取的采样时间为
—4A: + 1 r = 4(/ + A/)，
则当
一]> 0
时，表示采样时间z偏大，即本地频率源信号的频率小于频率参考信号的频率， 此时可调整本地频率源信号使其频率增大。当
< 0
时，表示采样时间^小，即本地频率源信号的频率大于频率参考信号的频率，此时可调整本地频率源信号使其频率减小。 若所选取的采样时间为
4A: + 3
r = 4(/ + A/) 则当
〉 0
时，表示采样时间rf扁小，即本地频率源信号的频率大于频率参考信号的频率， 此时可调整本地频率源信号使其频率减小。当
5V["] < 0
时，表示采样时间ri^大，即本地频率源信号的频率小于频率参考信号频率， 此时可调整本地频率源信号使其频率增大。
为得到调整增量而对5V["]实施的变换可以为±/ sign}或土P 5V[w]等 形式，其中
-1 jc<0 sign{x}=〗0 x = 0， / >0; 1 jc>0
正、负号及户的选取取决于采样时间的选取和VCO压控曲线斜率的符号及大小。
在图1中，D/A变换器106将自动频率和校正算法模块104算出的数字 调整信号变换成模拟调整信号，再经过低通滤波器108进行环路滤波之后形 成压控振荡器IIO控制电压，控制由压控振荡器110和分频/倍频器112构成 的本地频率源，使得本地频率源信号的频率跟踪于接收频率参考信号的频率。
以上描述的是本发明的
具体实施方式
，下面对本发明的原理作进一步的 说明。
接收实信号可以表示为
jJsinP祈+ ^ +柳，频率参考信号存在 ^) = 1 40 +7(0， 频率参考信号不存在 其中^sin(2; /H《为频率参考信号，丄/、餘别为频率参考信号的幅度、频 率和初始相位，/7(,)为噪声，s(O为其它信号，它是一个随机过程。
为了方便本对发明原理的说明，可令调整前VCO控制电压保持不变，即釆样时间T不变，并暂且忽略噪声"W的影响，同时假设s(Z)的釆样序列4"] 为各态历经的独立同分布离散随机序列，均值为0，方差为D2/2。 当频率参考信号不存在时，有
爿2["] = s2["] + s2[" - l]，
= 20["] 4" - 4] - s[ - 1] - 3])， jS[m〗=2(咖]s[w - 3] _ _ 1] 5[w _ 2]);
^!["] = — 2^(52["_附]+ 52[" —附一1])，
丄w一n
1 Af—1 1 AM = 一 X! 2(4" 一 w]s[m —附一3] _ s[打 一 附一_ m — 2])。 当丄、M、 oo时，有
Ca/["] — 0， — 0。
此时对于某个给定的ae (0, 1)，判决关系式
不成立，因此当丄、M、 7V选取得足够大时，C4"]可以作为判决频率参考刊
号不存在的检测度量。
当频率参考信号存在时，有
A"] = j2 - j2cos(2柳cos(2祈2w -1)1 + 20)， C[w] =(cos(8<t) - cos(4<r))，
，
>S[ 〗=J (cos(6^fr) — cos(2^/V));
1 i_1
^[w] "2 -爿2 cosWr) — Zcos(2^"(2w - 2m -1> + 20)，
Cjw["] = J2 (cos(8; fr) _ cos(4; fr)), 5V["] =(cos(6; /"r) _ cos(2<r))。
当丄、M、 oo时，有
— j2，CV["] e j (cos(8<r) - cos(4; fr)),
5V[w]三J2 (cos(6; /V) _ cos(2<r)) 可见CU"]和Sw["]只是采样时间T^函数，而与采样时刻w无关，它们与rf々 关系曲线如图5所示。
在频率参考信号存在的情况下，若采样时间遞取为
_ 1
r = 4(/ + 40，
则采样时间r^I允许变化范围为
即频率误差A/的允许变化范围为
-<oo。 2
从图5可以看出，在区间(O， 1/2y)中，C^["]相对于r= 1/4/为偶函数。 当4/"=0，即r^l/4/时，CM["]=」2,达到极大值。当A/偏离0，即rilj离1/4/ 时，Cw["]逐渐变小。此时对于某个给定的a e (0， 1),总存在7= 1/4/的一个 邻域5(cO，当re3(a),即频率误差A/小于某个确定的值时，判决关系式
CM[w] > /42丄["〗
成立，因此当Z、 M、 7V选取得足够大时，Q/["]可以作为在一定的频率误差 范围内判决频率参考信号存在的检测度量。
从图5还可以看出，在区间(0，l/2力中，S4"]相对于r= 1/4/为奇函数。 当△/=()，即r-l/4/时，^["] = 0。当△/<(),即r〉l/4/时，5V["]〉0;反之， 当4/">0,即7<1/4/时，5W["]<0。因此在已知或冲全测到频率参考信号存在
的情况下，当丄、M、 7V选取得足够大时，5V["]可以作为本地频率源信号与 频率参考信号的频率误差函数。
通过对Sw["]进行适当的变换，可以得到本地频率源的调整增量。假设 VCO的压控曲线具有正斜率，对Syv["]的变换可以是yOsign^Ar["U。若r处于 1/4/附近一个相对较窄的范围内，则5W[w]与T^l关系近似为线性关系，此时 对5W["]的变换也可以是pSw["]。当然，对5V[w]的变换还可以有其它形式。
本地频率源的调整增量经过累加之后，送往D/A变换器去产生VCO控
12制电压。若A/〈0,即r〉1/4/，则调整增量为正值，累加之后使VCO控制电 压增大，本地频率源信号的频率随之增大，从而导致A/增大；反之，若A/X)， 即r〈l/4/"，则调整增量为负值，累加之后使VCO控制电压减少，本地频率 源信号的频率随之减少，从而导致A/减小。因此，通过上述调整作用，△/ 将围绕着O上下波动，从而使得本地频率源信号的频率跟踪于接收频率参考 信号的频率，实现自动频率校正的功能。
在频率参考信号存在的情况下，若采样时间t选取为
4(/ + 40
则釆样时间t的允许变化范围为
1 1
——<r<—, 即频率误差A/的允许变化范围为
4 2
从图5可以看出，区间(1/2/, 1//)中的CM[w]和^["]分别与区间(0, 1/2/) 中的Cm[w]和Sw[m]形状相同，但Sw[w]的符号相反，即在t = 1/4/处S4"]以正 斜率穿过零点，而在t = 3/4/处&["]以负斜率穿过零点。因此，与上述原理 相同，当￡、 M、 7V选取得足够大时，Cw[w]仍然可以作为在一定的频率误差 范围内判决频率参考信号存在的检测度量，Sw["]仍然可以作为本地频率源信 号与频率参考信号的频率误差函数，但在计算本地频率源调整增量时对 所作的变换中，5W[w]要用-Sw[w]代替。
将上述结论加以推广。在频率参考信号存在的情况下，若采样时间ii4取
为
_ 4A: + 1 、/ + △/)，
则采样时间rt々允许变化范围为
A:2A + 1
即A/的允许变化范围为4& + 2
丄 4A:
若采样时间遞取为
46 + 3
4(/ + A/)
则采样时间r^;允许变化范围为
即A/的允许变化范围为
<A/<
其中，A: e{ 0, 1， 2, ...}。对于以上两种情况，当丄、M、 7V选取得足够大时， C4"]都可以作为在一定的频率误差范围内判决频率参考信号存在的检测度 量，Sw["]都可以作为本地频率源信号与频率参考信号的频率误差函数。但就 本地频率源调整增量的计算而言，前一种情况下计算出来的调整增量可以直 接用于频率调整量的累加，而后一种情况下计算出来的调整增量必须在符号 取反之后才能用于频率调整量的累加。
以上对本发明原理的说明是在忽略噪声的情况下给出的。若考虑噪声77(^ 的影响，以上方法的性能将有所恶化。假设 7(0的采样序列^7["]为均值为0， 方差为o2/2的白噪声序列，且各态历经，则当频率参考信号不存在且丄、M、 A/^oo时，有
因此，在丄、M、 W足够大的情况下，上述方法仍然成立，性能的恶化可以 控制在允许的范围之内。
A["] 4/)2+ o2，
~> o。
当接收频率参考信号存在且丄、M、 iV—oo时，有
爿2￡["] 4爿2 + o2，
Ca/["] — v42 (cos(8; fr) - cos(4; /V)), ~>(cos(6;^V) - cos(2; f力)。需要说明的是，在上述方法中，当检测门限因子a给定后，采样时间r必 须处于(2A+l)/4/附近一个相对较窄的范围内，即频率误差必须限制在一个较 小的范围内，频率参考信号才能被检测到。为了扩大检测范围，即扩大频率
误差的允许范围，可以采用 一 些措施。例如，可以用Vc^["]+4["]代替Cm["]
作为检测度量，也可以在检测阶段往VCO的压控端加一个锯齿波扫描电压 进行慢速频率扫描。另外，为了扩大频率误差函数的线性范围，可以用 arctgO^["]/CM[w])代替5V["]作为频率误差函数。不过采用以上措施是以增加 实现的复杂度为代价的。
本发明特别适用于那些仅需要在实数域对接收信号进行处理的系统。例 如GSM移动通信系统中的移频直放站，它只需要将实数形式的一路射频接 收信号在实数域移频、放大后转发出去，而不需要将实数形式的一路接收信 号变换成复数形式的I、 Q两路正交信号之后再在复数域上进行信息解调等 处理。但是，本方法并不受此一局限，也即，本发明利用数字化频率参考信 号校正频率的方法的应用，只要某一个场合存在一个频率参考信号且需要用 之进行频率校正，则便可为本领域内普通技术人员鉴别后所套用。
在GSM系统移频直放站中，采用上述基于实频率参考信号的数字式自 动频率检测和校正方法跟踪基站下行的校频信号(即频率参考信号)，只需一 个普通的压控晶体振荡器(VCXO),加上简单的算法实现电路，就可以为移 频直放站提供高精度的本地频率源，使移频直放站与基站的相对频率误差保 持在GSM规范(ETSI EN 300 609-4、 YD/T 1337-2005 )所要求的土5 x l(T8 以内。与采用昂贵的恒温晶体振荡器提供本地频率源的方法相比，既降低了 成本，又不需要定期进行人工校频。与采用基于复频率参考信号的数字式自 动频率检测和校正方法相比，由于无需得到复数形式的I、 Q两路相互正交 的频率参考信号，也不存在失衡补偿问题，因此在确保频率校正精度的前提 下大大减小了系统实现的复杂度。
权利要求
1、一种基于实频率参考信号的数字化自动频率校正方法，该频率参考信号来自发射端，默认存在或经频率检测确认存在，其特征在于，包括将来自发射端的一路中频或基带模拟实信号进行采样、模数转换为数字信号的步骤；以该实采样数据计算本地频率源信号与发射端频率源信号的频率误差函数的步骤；在默认所述频率参考信号存在或经频率检测确认频率参考信号存在的标志信号置位时，选通频率误差函数的计算结果并进行数据变换以获得对本地的频率进行调整的调整增量的步骤；将所述调整增量进行累加以获得本地频率源数字调整信号的步骤；将该数字调整信号转换为模拟调整信号的步骤；对该模拟调整信号进行滤波形成本地频率源控制电压的步骤；以该频率源控制电压控制本地频率源实现本地频率调整使之与发射端的频率同步的步骤。
2、 根据权利要求1所述的基于实频率参考信号的数字化自动频率校正方 法，其特征在于所述采样、模数转换的步骤中，采样时钟由本地频率源信号经分频/倍频 得到，根据实际应用中不同的收发频差允许范围，采样频率与本地频率源信 号频率之比取不同的预设值，采样频率随着本地频率源的调整而变化。
3、 根据权利要求2所述的基于实频率参考信号的数字化自动频率校正方 法，其特征在于所述计算频率误差函数的步骤中，频率误差函数由所述信号的两组实采 样数据的乘积之差的2倍经平滑后获得的，其中每组均包含两个实采样数据， 一组中两个实采样数据的采样时刻之和与另一组中两个实采样数据的采样时 刻之和相等，每组中两个实采样数据的采样时刻之差为采样时间的奇数倍。
4、 根据权利要求3所述的基于实频率参考信号的数字化自动频率校正方 法，其特征在于所述计算频率误差函数的步骤中，所述两组实采样数据中，每组的两个 实采样数据通过乘法器相乘之后，两组实采样数据的的乘积均输出至减法器 计算两者之差，然后对其进行平滑处理，获得所述频率误差函数。
5、 根据权利要求1至4中任意一项所述的基于实频率参考信号的数字化 自动频率校正方法，其特征在于所述获得调整增量的步骤中，由所述标志频率参考信号存在的标志信号 触发一个选通器，使其允许所述频率误差函数的计算结果通过一变换器进行 数据变换，以最终获得所述调整增量。
6、 根据权利要求5所述的基于实频率参考信号的数字化自动频率校正方 法，其特征在于所述对频率误差函数进行的数据变换为单调变换。
全文摘要
本发明公开了一种基于实频率参考信号的数字化自动频率校正方法，涉及通信中需要收发双方保持频率同步的技术领域。该方法对一路实接收信号进行采样，在接收信号中存在实频率参考信号的情况下，计算本地频率源信号与接收频率参考信号的频率误差函数，并依此对本地频率源的频率进行校正，使得收发双方保持频率同步。与常用的基于复频率参考信号的频率校正方法相比，由于无需得到I、Q两路相互正交的复频率参考信号，也不存在I、Q失衡补偿问题，因此该方法在确保频率校正精度的前提下大大减小了系统实现的复杂度。
文档编号H04B7/26GK101471726SQ20081018497
公开日2009年7月1日 申请日期2008年12月19日 优先权日2007年12月29日
发明者窦怀宇 申请人:京信通信系统(中国)有限公司