专利名称：Ofdm接收装置、ofdm接收方法、ofdm接收电路、集成电路及程序的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种应用于地面数字广播(Terrestrial Digital Broadcasting) 的，用于改善正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM)信号的接收性能的技术。
背景技术：
地面数字广播及无线LAN的传输标准正EE802.11a采用了OFDM方式。 OFDM方式是在一个信道的频带中，重叠多个子载波来进行传输的多载波方 式。OFDM方式与单载波传输相比，符号间隔长度变长，所以作为对抗多径 干扰的方式而广为人知。此外，通过设置循环地复制有效符号的一部分， 即所谓的保护间隔(Guard Interval),只要是在保护间隔内的多径，则还有不 产生符号间干扰的优点。
日本及欧洲的地面数字广播的传输标准分别被称为地面综合业务数字 广播(ISDB-T)方式及地面数字视频广播(DVB-T)方式。以下，说明ISDB-T
方式与DVB-T方式共同的发送处理及接收处理。
ISDB-T方式及DVB-T方式中，在频域内，将幅度及相位已知的导频信 号分散地插入子载波中。这被称为散布导频(scatteredpilot)信号(以下记为SP 信号)。图24示出SP信号的配置。图24中，SP信号配置于在频率(子载波) 方向及时间(符号)方向，就符号序号为n的符号而言，载波序号k满足k二3(n mod4)+12p(mod表示余数运算、p是整数)的载波位置。即，以4个符号为周 期，反复地配置SP信号，且对每个符号，每3个载波配置一个SP信号。将如 上述配置的SP信号按照其载波位置所决定的特定的模式，调制为二进制， 并进行发送。
此外，ISDB-T方式及DVB-T方式中，用没有配置SP信号的载波，通过 QPSK、 16QAM及64QAM等方式来调制并发送信息传输信号。
图25是示出1508- T方式及DVB-T方式中，现有技术的OFDM发送装置 1000的构成的图。现有技术的OFDM发送装置1000包括纠错编码单元
6(Erro-correcting Coding)1001、映射单元1002、交织单元(interleaver)1003、 帧构成单元1004、快速傅立叶逆变换(Inverse Fast Fourier Transform, IFFT) 处理单元1005、保护间隔附加单元1006、 RF(Ratio Frequency)频率变换单元 1007及天线1008。
以下，说明现有技术的OFDM发送装置1000的动作。 纠错编码单元1001对信息传输信号进行纠错编码。映射单元1002基于 QPSK、 16QAM及64QAM等，将经纠错编码后的数据进行映射。交织单元 1003以子载波符号为单位，对映射后的数据实施时间交织及频率交织等交 织。帧构成单元1004将经交织后的、以载波符号为单位的数据与SP信号一 起，按照图24所示的配置图来进行配置，以进行帧构成。IFFT处理单元1005 将经过帧构成后的数据变换为时域信号。保护间隔附加单元1006对变换为 时域信号的数据附加保护间隔。如图26所示，该保护间隔是通过将有效符 号的尾部循环地复制到符号的头部而获得的。即，l个符号期间包括保护 间隔及其后续的有效符号间隔。RF频率变换单元1007将附加了保护间隔的 信号变换为RF频率。天线1008将变换为RF频率的信号发送。
图27是示出1808- T方式及DVB-T方式中，现有技术的OFDM接收装置 IIOO的构成的图。现有技术的OFDM接收装置1100包括天线IIOI、调谐单 元1102、解调单元1111及纠错解码单元1108。此外，解调单元llll包括 A/D转换单元1103、正交检波单元1104、同步单元1105、快速傅立叶变换(Fast Fourier Transform, FFT)处理单元1106、均衡单元1107。 以下，说明现有技术的OFDM接收装置1100的动作。 天线1101接收电波，调谐单元1102选择接收期望的信道的OFDM信号， 并将其下变频(downconvert)到规定的频带。A/D转换单元1103将经过下变频 后的OFDM信号进行A/D转换。正交检波单元1104对经A/D转换后的数字信 号进行正交检波。同步单元1105进行符号同步、采样频率同步及频率同步 等同步处理的同时，并决定FFT的窗口位置。FFT处理单元1106对时域信号 进行FFT处理，使其变换为频域信号。均衡单元1107根据FFT处理单元1106 输出的频域信号，算出传输路径频率响应，并基于该传输路径频率响应来 对频域信号进行均衡处理。纠错解码单元1108对经过均衡处理后的信号进 行纠错处理后，输出传输流(Transport Stream, TS)信号。
图28是示出图27的均衡单元1107的详细构成的图。均衡单元1107包括SP解调单元1201、符号内插(interpolation)单元1202、载波内插单元1203、延 迟单元1204及复数除法单元(complexdivider)1205。 以下，说明均衡单元1107的动作。
SP解调单元1201按照图24所示的SP信号的配置，从FFT处理单元1106 所输出的频域信号中提取SP信号。然后，SP解调单元1201按照SP信号载波 位置所决定的特定的模式，将该SP信号进行复数除法，并输出SP信号位置 的传输路径特性估计值。如图29所示，符号内插单元1202通过将SP信号位 置的传输路径特性沿时间轴方向内插，来输出每3个载波的传输路径特性估 计值。如图30所示，载波内插单元1203通过将每3个载波的传输路径特性沿 频率轴方向内插，从而输出所有载波位置的传输路径特性估计值。上述的 传输路径估计方法首先使用每4个符号的SP信号来在时间轴方向进行内插。 以下，将该方法称为"4符号均衡"。
此外，延迟单元1204将载波内插单元1203输出的所有载波位置的传输 路径特性估计值、与FFT处理单元1106输出的频域信号进行延迟匹配。复数 除法单元1205用载波内插单元1203输出的所有载波位置的传输路径估计 值，将延迟单元1204输出的频域信号进行复数除法，从而对接收信号进行 均衡。
图31是示出非专利文献所公开的均衡单元1300的构成的图。图31中， 均衡单元1300的构成与图28的均衡单元1107相比，删除了符号内插单元 1202、而换成载波内插单元1301。如图32所示，均衡单元1300不将从SP解 调单元1201输出的SP信号位置的传输路径特性沿时间轴方向内插，而是通 过载波内插单元1301沿频率轴方向内插，来输出所有载波位置的传输路径 特性估计值。即，该传输路径估计方法按每个符号独立地计算所有载波位 置的传输路径特性估计值。以下，将该方法称为"l符号均衡"。
l符号均衡与4符号均衡相比，由于频率方向的分辨力降低，所以降低 了频率方向的估计精度，但却能够提高在高速移动接收时的时间方向的估 计精度。
此外，图33是专利文献1所公开的均衡单元1400的构成示意图。图33中， 均衡单元1400的构成与图28的均衡单元1107相比，追加了图31所示的1符号 均衡的载波内插单元1301、幅度变化检测单元1401、切换单元1402。幅度 变化检测单元1401检测出载波的幅度变化率，均衡单元1400根据检测结果来进行1符号均衡与4符号均衡之间的切换。
通过该构成，便能够在幅度变化率大的情况下，通过l符号均衡来提高 高速移动接收时的时间方向的估计精度；而在幅度变化率小的情况下，通 过4符号均衡来保持频率特性的估计精度。
图34中，示出在保护间隔为1/8，且是l个到达波的情况下，FFT窗口位 置与载波内插滤波通带的延迟概要(ddayprofile)之间的关系。如图34所示， 假设有效符号长度为Tu，保护间隔为Tg，则可以表示为Tg二Tu/8。这里， 延迟概要表示直接波(direct wave)与延迟波之间的接收电平的相对比 (relative ratio),及直接波与延迟波之间的延迟时间。在FFT以前的时域中， 通过后述的保护间隔相关(guard interval correlation)能够观测延迟概要。此 外，在FFT以后的频域中，通过传输路径特性的IFFT输出能够观测延迟概要。 如图34所示，FFT处理单元1106的输出，即频域中的FFT窗口位置的到达波 的变化，成为传输路径特性中的延迟时间的变化。该延迟时间的变化便成 为传输路径特性的载波方向频率特性(维度(dimension)是延迟时间)的位移。
在此，假设在图27的FFT处理单元1106的输出级(output stage)中进行一 Tg/2的通带位移处理，那么保护间隔内的延迟波便被控制在载波内插滤波频 带内的一Tg/2 Tg/2的范围内。因此，载波内插滤波器可以通过I轴和Q轴独 立的实数滤波器来构成。
如图30所示，4符号均衡的载波内插滤波器将每3个载波的传输路径特 性沿频率轴方向内插。因此，若将载波内插滤波器的通带设计在一Tg/6 Tg/6的范围内，则当延迟概要被控制在该范围内时，通过内插便能够算出传 输路径特性(图34)。此外，如图32所示，l符号均衡的载波内插滤波器将每 12个载波的传输路径特性沿频率轴方向内插。因此，若将载波内插滤波器 的通带设计在一Tg/24 Tg/24的范围内，则当延迟概要被控制在该范围内 时，通过内插便能够算出传输路径特性(图34)。
这样，只要FFT窗口位置的头部位于保护间隔内，便不会发生符号间干 扰。该范围是从图34的FFT窗口位置(b)到FFT窗口位置(c)的范围。如FFT窗 口位置(a)那样，当窗口位置的头部位于保护间隔中央的情况下，延迟概要 被控制在载波内插滤波器的通带中央。而如FFT窗口位置(b)那样，在窗口位 置的头部头部位于保护间隔的头部的情况下，延迟概要从通带中央仅位移 Tg/2(==Tu/16)。此外，如FFT窗口位置(c)那样，在窗口位置的头部头部位于保护间隔的尾部的情况下，延迟概要从通带中央仅位移一Tg/2(=Tu/16)。 因此，虽然延迟概要在4符号均衡中能够被控制在载波内插滤波器的通带范 围内，但在l符号均衡中，延迟概要却会超出载波内插滤波器的通带，因而 不能够实现传输路径估计。
该问题同样也发生在到达波是2个的情况。图35是在保护间隔为1/8，到 达波为2个且延迟差为Tg/2的情况下，FFT窗口位置和载波内插滤波通带的 延迟概要之间的关系示意图。
如果FFT窗口位置的头部位于2个到达波的保护间隔内，便不会发生符 号间干扰。该范围是从图35的FFT窗口位置(b)到FFT窗口位置(c)的范围。在 4符号均衡中，2个到达波的延迟概要被控制在载波内插滤波器的通带内。 此外，在l符号均衡中，如FFT窗口位置(a)那样，当窗口位置的头部位于FFT 窗口位置(b)和FFT窗口位置(c)的中央时，2个到达波的延迟概要被控制在载 波内插滤波器的通带内。而在FFT窗口位置(b)或FFT窗口位置(c)的情况下， 延迟概要便会超出载波内插滤波器的通带，从而不能够实现传输路径估计。
如上所述，如果在不发生符号间干扰的范围内自由地设定FFT窗口位 置，便存在l符号均衡中不能够进行传输路径估计的技术问题。针对该技术 问题，考虑的一种解决方案是，限制FFT窗口位置范围，以使到达波的延迟 概要能够预先被控制在l符号均衡中的载波内插滤波器的通带内。然而，该 方法由于限制了FFT窗口位置范围，所以存在的缺点是在选择4符号均衡
的情况下，符号间干扰达不到最小。
此外，针对该技术问题，考虑的另一种解决方案是，应用专利文献2所 公开的现有技术的FFT窗口位置控制。图36是示出该现有技术的FFT窗口位 置控制中的同步单元1501的构成的图。该同步单元1501包括缓冲存储单 元1502、控制用FFT1503、控制用均衡单元1504、 S/N计算单元1505及时间 窗口控制单元1506。
以下说明现有技术的同步单元1501的动作。
时间窗口控制单元1506控制缓冲存储单元1502，以在检测新的FFT窗口 位置期间，读出并储存正交检波单元1104输出的OFDM时域信号。然后，时 间窗口控制单元1506对控制用FFT1503设定FFT窗口位置。控制用FFT1503 输出OFDM频域信号，控制用均衡单元1504进行均衡，S/N计算单元1505算 出S/N后作为接收质量输出，时间窗口控制单元1506记录接收质量。时间窗
10口控制单元1506依次变更FFT窗口位置，并反复以上的处理。将最佳接收质 量的FFT窗口位置决定为新FFT窗口位置，并向FFT处理单元1106输出。艮卩， 通过使用缓冲存储单元1502，来依次变更相同的OFDM时域信号的FFT窗口 位置，并将最佳接收质量的FFT窗口位置决定为新FFT窗口位置。
然而，应用该现有技术的FFT窗口位置控制的情况下，用于决定FFT窗 口位置的OFDM时域信号，与反映所决定的FFT窗口位置的OFDM时域信号 之间却存在时间差。而且，由于是一边依次变更多个FFT窗口位置一边进行 检测，所以该时间差变大。因此，在高速移动接收时，在该时间差的期间 内延迟概要发生变化，并会给传输路径估计带来不良影响。尤其因为l符号 均衡的通带窄，延迟概要会超出载波内插滤波器的通带，从而增加了不能 够进行传输路径估计的几率。
此外，专利文献3公开了一项以降低传输路径频率响应的噪声为目的， 基于延迟扩展(delay spread)来适当地选择载波内插滤波器的带宽，并基于延 迟扩展来使传输路径频率响应位移的发明。也就是说，该专利文献3的发明 公开的是，只考虑延迟概要的延迟时间的扩展，来检测位移量的技术。
上述技术问题的根本原因是由于l符号均衡中的载波内插滤波器的通 带(TW12)比保护间隔Tg(二Tu/8)窄的缘故。因此，不仅是l符号均衡，就算 是在4符号均衡中，如果载波内插滤波器的通带设计得比保护间隔窄，同样 也存在不能够进行传输路径估计的技术问题。
专利文献l:日本特开2006-140987号公报 专利文献2:日本特开2003-127841号公报 专利文献3:日本特开2005-312027号公报
非专利文献l:木村他「、> >水A每伝送路推定二工3地上亍'"夕A放 送O高速移動受信特性」、映像情報^于^ 7学会技術報告，BCT2005-69、 Jun. 200
发明内容
因此，本发明的目的在于，提供一种无论是在1符号均衡还是在4符号 均衡中，即使载波内插滤波器的通带比保护间隔窄，也不用对FFT窗口位置 的范围施加限制，便能够进行传输路径估计的OFDM接收装置。本发明涉及接收OFDM信号的OFDM接收装置。为达到上述目的，本发 明的OFDM接收装置包括傅立叶变换单元，将时域信号变换为频域信号； 及均衡单元，根据傅立叶变换单元输出的频域信号算出传输路径频率响应， 并基于传输路径频率响应，对频域信号进行均衡处理。均衡单元包括载 波内插单元，计算传输路径频率响应时，在载波内插滤波器的通带比OFDM 信号的保护间隔窄的情况下，基于为使通带所含有的传输路径频率响应的 能量增加而决定的位移量，来使通带位移。
均衡单元还可以具备第2载波内插单元，具有与载波内插单元不同的 通带；及切换单元，选择载波内插单元的输出和第2载波内插单元的输出中 的某一个。
最好是还具备同步单元，确立同步，并基于到达波的概要信息来决定 位移量；载波内插单元基于同步单元所决定的位移量，来使通带位移。该 情况下，同步单元通过算出OFDM信号的保护间隔之间的相关性，来获得到 达波的概要信息。此外，最好是同步单元根据到达波的概要信息来决定位 移量，以使保护间隔相关重心的位置位移到载波内插滤波器的通带的中心 位置，该保护间隔相关重心的位置通过概要(Profile)的各个窗口的功率或振
幅与各个窗口的延迟时间之间的平衡来定义。
典型的载波内插单元包括多个延迟元件，用于延迟输入；多个乘法 器，将多个延迟元件的各个输出与载波方向的内插处理的各个系数相乘； 通带位移单元，对于多个乘法器的各个输出，分别计算基于位移量的相位 旋转量，并且对于多个乘法器的各个输出，进行仅为所算出的相位旋转量 的相位旋转；及，加法器，将通带位移单元的所有输出相加，并输出。或 者，载波内插单元包括多个延迟元件，用于延迟输入；通带位移单元， 对于多个延迟元件的各个输出，分别计算基于位移量的相位旋转量，并且 对于多个延迟元件的各个输出，进行仅为所算出的相位旋转量的相位旋转; 多个乘法器，将通带位移单元的各个输出与载波方向的内插处理的各个系 数相乘；及，加法器，将多个乘法器的所有输出相加，并输出。或者，载 波内插单元包括多个延迟元件，用于延迟输入；载波方向的内插处理的 各个系数；通带位移单元，基于位移量，分别计算载波方向的内插处理的 各个系数的相位旋转量，并使载波方向的内插处理的各个系数进行仅为所 算出的相位旋转量的相位旋转；多个乘法器，将多个延迟元件的各个输出与通带位移单元的各个输出相乘；及，加法器，将多个乘法器的所有输出 相加，并输出。
此外，OFDM接收电路可以通过下述构成来实现调谐单元，选择接收 所选频道的信号；解调单元，对具备上述OFDM接收装置的调谐单元所选择 接收的信号进行解调；纠错单元，纠正经解调单元解调后的信号的错误。 解调单元与纠错单元可以被集成电路化。此外，上述OFDM接收装置所执行 的处理，可以作为OFDM接收方法，并且，能够将该OFDM接收方法所执行 的处理顺序，作为方法程序来储存。
发明效果根据上述本发明，即使载波内插滤波器的通带比OFDM信号 的保护间隔窄，也不用对FFT窗口位置的范围施加限制，便能够将到达波的 延迟概要控制在载波内插滤波器的通带内，从而实现传输路径估计。
图1是示出本发明的第1实施方式所涉及的OFDM接收装置100的构成的图。
图2是说明1个到达波的情况下的保护间隔相关重心位置的图。
图3是说明载波内插单元l 11的通带位移处理的一例的图。
图4是示出均衡单元102的详细构成的图。
图5是示出载波内插单元111的详细构成的图。
图6是说明2个到达波的情况下的保护间隔相关重心位置的图。
图7是说明载波内插单元111的通带位移处理的另一例的图。
图8是示出本发明的第2实施方式所涉及的OFDM接收装置200的构成的图。
图9是示出均衡单元202的详细构成的图。
图10是示出载波内插单元301的详细构成的图。
图11是示出载波内插单元311的详细构成的图。
图12是示出本发明的第3实施方式所涉及的OFDM接收装置320的构成 的图。
图13是示出均衡单元322的详细构成的图。 图14是示出载波内插单元331的详细构成的图。
图15是示出本发明的第4实施方式所涉及的OFDM接收装置360的构成的图。
图16是示出均衡单元361的详细构成的图。
图17是示出载波内插单元381的详细构成的图。
图18是示出载波内插单元391的详细构成的图。
图19是示出本发明的第5实施方式所涉及的OFDM接收装置400的构成 的图。
图20是示出均衡单元401的详细构成的图。 图21是示出载波内插单元411的详细构成的图。
图22是示出本发明的第6实施方式所涉及的OFDM接收装置430的构成 的图。
图23是示出均衡单元431的详细构成的图。 图24是说明一 般的SP信号的配置的图。 图25是示出现有技术的OFDM发送装置1000的构成的图。 图26是说明保护间隔的图。
图27是示出现有技术的OFDM接收装置1100的构成的图。
图28是示出均衡单元1107的详细构成的图。
图29是说明符号内插单元1202进行内插动作的图。
图30是说明载波内插单元1203进行内插动作的图。
图31是示出均衡单元1300的详细构成的图。
图32是说明载波内插单元1301进行内插动作的图。
图33是示出均衡单元1400的详细构成的图。
图34是说明1个到达波的情况下，FFT窗口位置与载波内插滤波通带的 延迟概要之间的关系的图。
图35是说明2个到达波的情况下，FFT窗口位置与载波内插滤波通带的 延迟概要之间的关系的图。
图36是示出现有技术的同步单元1501的详细构成的图。
附图标记说明
100、 200、 320、 360、 400、 430、
101、 1105、 1501 同步单元
102、 202、 322、 361、 401、 431、
14
1100 OFDM接收装置 1107、 1300、 1400 均衡单元103、 203、 323、 362、 432、 1111 解调单元
111、 301、 311、 331、 371、 381、 391、 411、 1203、 1301 载波内插单
104、 204、 324、 363、 433 集成电路 121、 302、 312、 421内插滤波器 131 延迟元件
132乘法器
133、 343、 422 通带位移单元
134、 432加法器
141相位旋转量计算单元 142复数旋转运算单元 321、 1106 FFT处理单元 341复数延迟元件 342复数乘法器 344复数加法器 351复数相位旋转量计算单元 352 复数旋转运算单元 441延迟概要检测单元
1000 OFDM发送装置
1001 纠错编码单元
1002 映射单元
1003 交织单元 1004帧构成单元 1005 IFFT处理单元 1006保护间隔附加单元 1007 RF频率变换单元 1108 纠错解码单元 1008、 1101 天线
1102 调谐单元
1103 A/D转换单元 1104正交检波单元1201SP解调单元
1202符号内插单元
1204延迟单元
1205复数除法单元
1401幅度变化检测单元
1402切换单元
1502缓冲储存器
1503控制用FFT
1504控制用均衡单元
1505S/N计算单元
1506时间窗口控制单元
具体实施例方式
以下参照附图，详细说明本发明的各个实施方式。 (第l实施方式)
图1是本发明的第1实施方式所涉及的OFDM接收装置100的构成示意 图。第1实施方式所涉及的OFDM接收装置100包括天线IIOI、调谐单元
1102、 解调单元103及纠错解码单元1108。解调单元103包括A/D转换单元
1103、 正交检波单元1104、同步单元IOI、 FFT处理单元1106及均衡单元102。 OFDM接收装置100与图27所示的现有技术的OFDM接收装置1100相
比，同步单元101及均衡单元102的构成不同。此外，由于同步单元101及均 衡单元102以外的构成，与现有技术的OFDM接收装置1100相同，所以在此 使用相同标记并省略其说明。以下，说明同步单元101及均衡单元102所执 行的详细处理。均衡单元102进行1符号均衡。
同步单元101基于保护间隔相关值来确定保护间隔相关重心位置，并计 算载波方向位移量Fshift。图2是说明保护间隔相关重心位置的图。图2中， 以l个到达波的情况为例来进行说明。保护间隔相关值是指通过算出所输 入的时域信号与仅被延迟了有效符号长度Tu的时域信号之间的复数相关 值，并将该复数相关值进行仅为保护间隔Tg的区间积分而获得的值。同步 单元101基于下式[l沐算出载波方向位移量Fshift。
Fshift=Tg/2+(FFT窗口位置—保护间隔相关重心位置) [ 1 ]这里，如图2所示，假设某采样之前的采样数目为i，之后的采样数目为 j，各个采样中的保护间隔相关值分别为Pi， Pj，那么，保护间隔相关重心
位置最好是s(^Pi)与i:(^Pj)的差为最小的采样的位置。艮卩，重心是概要 的各个窗口的功率或振幅与各个窗口的延迟时间之间取得平衡的点。此外， 保护间隔相关重心位置的定义并不局限于此，也可以在考虑概要的各个窗 口的功率或振幅与各个窗口的延迟时间的情况下，根据目的来自由地设定。
可以说，像这样算出的载波方向位移量Fshift，是为使载波内插单元lll
中的载波内插滤波器的通带所含有的传输路径频率响应的能量增加，而决 定的位移量。
在图2所示的FFT窗口位置(a) (c)的情况下，通过式[l]而获得的各个载 波方向位移量Fshift如下
Fshift= 0 (FFT窗口位置(a))
Fshift二 一Tg/2 (FFT窗口位置(b))
Fshift=Tg/2 (FFT窗口位置(c))
均衡单元102使载波内插单元111中的载波内插滤波器的通带，仅位移 同步单元101所算出的载波方向位移量Fshift。图3示出该情况。通过该位移 处理，延迟概要相对于任何FFT窗口位置，都被控制在载波内插滤波器的通 带的中央。
图4是均衡单元102的详细构成示意图。均衡单元102与图31所示的现有 技术的均衡单元1300相比，载波内插单元lll不同。图5是载波内插单元111 的详细构成示意图。载波内插单元lll包括I轴用内插滤波器121—I及Q轴 用内插滤波器121—Q。内插滤波器121包括2M个延迟元件131 —1 131_ 2M、 (2M+1)个乘法器132—0 132—2M、通带位移单元133及加法器134。 通带位移单元133包括(2M+1)个相位旋转量计算单元141一0 141一2M及 (2M+1)个旋转运算单元142 — 0 142—2M。 B卩，载波内插单元lll的构成相 对于(2M+l滩头(Tap)(M是自然数)的FIR滤波器而言，追加了通带位移单元 133。
相位旋转量计算单元141一0 141一2M按照式[2]算出相位旋转量9 0 6 2M。其中，N是FFT的采样数目。
<formula>formula see original document page 17</formula>......[2]
旋转运算单元142 — 0 142 — 2M进行分别使乘法器132 —0 132 — 2M的输出的旋转仅为6 0 0 2M的旋转运算。其他的动作与一般的FIR滤波器 相同。
如上所述，根据本发明的第1实施方式所涉及的0FDM接收装置，即使l 符号均衡中的载波内插滤波器的通带比OFDM信号的保护间隔窄，也不用对 FFT窗口位置的范围施加限制，便能够将到达波的延迟概要控制在载波内插 滤波器的通带内，从而实现传输路径估计。
特别是，通过使用概要的各个窗口的功率或振幅与各个窗口的延迟时 间之间取得平衡的点即重心，与专利文献3的仅考虑分布的延迟时间的扩展 的发明相比，能够更精确地将到达波的延迟概要控制在载波内插滤波器的 通带内。
图6是说明2个到达波、且延迟差为Tg/2的情况下的保护间隔相关重心位 置的图。以上已对保护间隔相关重心位置的定义作过说明。通过式[l]，所 获得的图6所示的FFT窗口位置(a) (c)的情况下的各个载波方向位移量 Fshift如下
Fshift=0 (FFT窗口位置(a))
Fshift= —Tg/4 (FFT窗口位置(b))
Fshift=Tg/4 (FFT窗口位置(c))
图7示出2个到达波的情况下，使载波内插滤波器的通带仅位移载波方 向位移量Fshift的情况。通过该位移处理，2个到达波的延迟概要相对于任何 FFT窗口位置而言，都被控制在载波内插滤波器的通带内，从而能够实现传 输路径估计。
(第2实施方式)
图8是示出本发明的第2实施方式所涉及的OFDM接收装置200的构成的 图。第2实施方式所涉及的OFDM接收装置200包括天线IIOI、调谐单元
1102、 解调单元203及纠错解码单元1108。解调单元203包括A/D转换单元
1103、 正交检波单元1104、同步单元IOI、 FFT处理单元1106及均衡单元202。 OFDM接收装置200与图1所示的第1实施方式所涉及的OFDM接收装置
IOO相比，均衡单元202的构成不同。此外，由于均衡单元202以外的构成与 OFDM接收装置100相同，所以在此使用相同标记并省略其说明。以下，说 明均衡单元202所执行的详细处理。均衡单元202进行1符号均衡与4符号均 衡之间的切换。图9是示出均衡单元202的详细构成的图。均衡单元202与图33所示的现 有技术的均衡单元1400相比，载波内插单元lll不同。载波内插单元lll的详 细构成如图5所示。如第l实施方式所述，在l符号均衡处理中，均衡单元202 使载波内插滤波器的通带的位移仅为同步单元101所算出的载波方向位移 量Fshift。
如上所述，根据本发明的第2实施方式所涉及的0FDM接收装置，在进 行1符号均衡与4符号均衡之间的切换的情况下，即使选择的是l符号均衡， 也不用对FFT窗口位置的范围施加限制，便能够将到达波的延迟概要控制在 载波内插滤波器的通带内，从而实现传输路径估计。
此外，上述第1及第2实施方式中，说明了载波内插单元lll中的通带位 移单元133后置于乘法器132—0 132—2M的构成(图5)。但也可以如图10所 示的载波内插单元301那样，将通带位移单元133前置于乘法器132—0 132 一2M。此外，也可以如图11所示的载波内插单元311那样，将通带位移单元 133设置于系数C0 C2M与乘法器132—0 132—2M之间。
(第3实施方式)
图12是示出本发明的第3实施方式所涉及的OFDM接收装置320的构成 的图。第3实施方式所涉及的OFDM接收装置320包括天线IIOI、调谐单元
1102、 解调单元323及纠错解码单元1108。解调单元323包括A/D转换单元
1103、 正交检波单元1104、同步单元101、 FFT处理单元321及均衡单元322。 OFDM接收装置320与图1所示的第1实施方式所涉及的OFDM接收装置
100相比，FFT处理单元321及均衡单元322的构成不同。此外，由于FFT处 理单元321及均衡单元202以外的构成与OFDM接收装置100相同，所以在此 使用相同标记并省略其说明。以下，说明FFT处理单元321及均衡单元322 所执行的详细处理。均衡单元322进行1符号均衡。
在上述第1及第2实施方式中所说明的FFT处理单元1106中，在输出级进 行一Tg/2的通带位移处理，载波内插滤波器由I轴和Q轴独立的实数滤波器 构成。但是，在该第3实施方式的FFT处理单元321中，不在输出级进行一Tg/2 的通带位移处理，并且，载波内插滤波器由复数滤波器构成。
图13是示出均衡单元322的详细构成的图。均衡单元322与图4所示的第 1实施方式的均衡单元102相比，载波内插单元331不同。图14是示出载波内 插单元331的详细构成的图。载波内插单元331包括2M个复数延迟元件341—1 341—2M、 (2M+1)个复数乘法器342 —0 342—2M、通带位移单元343 及复数加法器344。通带位移单元343包括(2M+1)个复数相位旋转量计算 单元351—0 351—2M、及(2M+1)个复数旋转运算单元352 —0 352—2M。 即，载波内插单元331的构成相对于(2M+1)抽头的复数FIR滤波器而言，追 加了通带位移单元343 。载波内插单元331除了通过复数来进行所有的处理 的以外，其余动作与载波内插单元lll相同。 (第4实施方式)
图15是示出本发明的第4实施方式所涉及的OFDM接收装置360的构成 的图。第4实施方式所涉及的OFDM接收装置360包括天线IIOI、调谐单元
1102、 解调单元362及纠错解码单元1108。解调单元362包括A/D转换单元
1103、 正交检波单元1104、同步单元101、 FFT处理单元321及均衡单元361。 该OFDM接收装置360与图12所示的第3实施方式所涉及的OFDM接收
装置320相比，均衡单元322的构成不同。此外，由于均衡单元322以外的构 成与OFDM接收装置320相同，所以在此使用相同标记并省略其说明。以下， 说明均衡单元322所执行的详细处理。均衡单元322进行1符号均衡与4符号 均衡之间的切换。
图16是示出均衡单元361的详细构成的图。均衡单元361与图9所示的第 2实施方式的均衡单元202相比，4符号均衡的载波内插单元371及1符号均衡 的载波内插单元381不同。4符号均衡的载波内插单元371除了所有的处理通 过复数来进行以外，其余动作与载波内插单元1203相同。如图17所示，l符 号均衡的载波内插单元381中，将通带位移单元343前置于复数乘法器342— 0 342—2M。此外，也可以如图18所示的载波内插单元391那样，将通带位 移单元343设置于系数0)1+ jCoQ C2MI+jC2MQ与复数乘法器342 — 0 342—2M之间。
(第5实施方式)
图19是示出本发明的第5实施方式所涉及的OFDM接收装置400的构成 的图。第5实施方式所涉及的OFDM接收装置400包括天线IIOI、调谐单元
1102、 解调单元402及纠错解码单元1108。解调单元402包括A/D转换单元
1103、 正交检波单元1104、同步单元101、 FFT处理单元1106及均衡单元401。 该OFDM接收装置400的构成是:在4符号均衡的载波内插滤波器的通带
比保护间隔窄的情况下进行通带位移。OFDM接收装置400与图1所示的第1
20实施方式所涉及的OFDM接收装置100相比，均衡单元401的构成不同。此外，由于均衡单元401以外的构成与OFDM接收装置100相同，所以在此使用相同标记并省略其说明。以下，说明均衡单元401所执行的详细处理。该均衡单元401进行4符号均衡。
图20是示出均衡单元401的详细构成的图。均衡单元401与图4所示的第1实施方式的均衡单元102相比，载波内插单元411及符号内插单元1202不同。图21是载波内插单元411的详细构成示意图。载波内插单元411与图5所示的载波内插单元111相比，抽头数目由(2M+1)变为(2L+1)，系数C0' C2L'发生改变。在该载波内插滤波器的通带比保护间隔窄的情况下，与第l实施方式同样地进行通带位移。
(第6实施方式)
图22是本发明的第6实施方式所涉及的OFDM接收装置430的构成示意图。第6实施方式所涉及的OFDM接收装置430包括天线IIOI、调谐单元
1102、 解调单元432及纠错解码单元1108。解调单元432包括A/D转换单元
1103、 正交检波单元1104、同步单元IOI、 FFT处理单元1106及均衡单元431。OFDM接收装置430与图8所示的第2实施方式所涉及的OFDM接收装置
200相比，均衡单元431的构成不同。此外，由于均衡单元431以外的构成与OFDM接收装置200相同，所以在此使用相同标记并省略其说明。以下，说明均衡单元431所执行的详细处理。均衡单元431进行不同通带的2个4符号均衡之间的切换。
图23是均衡单元431的详细构成示意图。均衡单元431与图9所示的第2实施方式的均衡单元202相比，4符号均衡的载波内插单元411及延迟概要检测单元441不同。延迟概要检测单元441检测延迟概要，并根据该检测结果来进行2个不同通带的4符号均衡用的载波内插单元1203与411之间的切换。
如上所述，根据本发明的第3 第6实施方式所涉及的OFDM接收装置，
也不用对FFT窗口位置的范围施加限制，便能够将到达波的延迟概要控制在
载波内插滤波器的通带内，从而实现传输路径估计。
此外，各个实施方式中的解调单元及纠错解码单元的功能块(104、 204、
324、 363及433)—般可以通过集成电路LSI来实现。也可将这些功能块个别地做成单芯片，或做成包含一部分或全部的单芯片。此外，涉及自身系统内的通信的部分与涉及共存信号的收发的部分， 可以分别通过个别的LSI来实现。本发明中称为LSI，但根据集成度的不同，也可以称为IC、系统LSI、超级(super)LSI、特级(ultra)LSI。
此外，电路集成的方法不仅仅局限于LSI，也可以通过专用电路或通用处理器来实现。此外，LSI制造后，也可以利用能够进行编程的现场可编程门阵列(Field Programmable Gate Array, FPGA)，或LSI内部的电路元件的连接或设定能够重构的可重构处理器(ReconfigurableProcessor)。
此外，随着半导体技术的进步或派生出另外的技术，若出现了能够取代LSI的电路集成技术，当然，也可以应用该技术对功能块进行集成。也有可能应用生物技术。
此外，可以将上述的各个实施方式中所说明的处理作为程序，记载于程序存储器，并通过使用CPU实时地进行解调处理，来实现本发明的目的。
工业实用性
本发明能够应用在地面数字广播的接收装置或无线接收机等，尤其适用于载波内插滤波器的通带比保护间隔窄的情况。
2权利要求
1.一种正交频分复用接收装置，接收正交频分复用信号，包括傅立叶变换单元，将时域信号变换为频域信号；及均衡单元，根据所述傅立叶变换单元输出的所述频域信号，算出传输路径频率响应，并基于该传输路径频率响应，对所述频域信号进行均衡处理；所述均衡单元包括，载波内插单元，计算所述传输路径频率响应时，在载波内插滤波器的通带比正交频分复用信号的保护间隔窄的情况下，基于为使该通带所含有的所述传输路径频率响应的能量增加而决定的位移量，来使该通带位移。
2. 根据权利要求l所述的正交频分复用接收装置，其特征在于，所述均衡单元还具备第2载波内插单元，具有与所述载波内插单元不同的通带；及切换单元，选择所述载波内插单元的输出和所述第2载波内插单元的输出中的某一个。
3. 根据权利要求1或2所述的正交频分复用接收装置，其特征在于，还具备同步单元，确立同步，并基于到达波的概要信息来决定所述位移量；所述载波内插单元基于所述同步单元所决定的位移量，来使通带位移。
4. 根据权利要求3所述的正交频分复用接收装置，其特征在于-所述同步单元通过计算所述正交频分复用信号的保护间隔之间的相关性，来获得所述到达波的概要信息。
5. 根据权利要求3或4所述的正交频分复用接收装置，其特征在于所述同步单元根据所述到达波的概要信息来决定所述位移量，以使保护间隔相关重心的位置位移到所述载波内插滤波器的通带的中心位置，该保护间隔相关重心的位置通过概要的各个窗口的功率或振幅与各个窗口的延迟时间之间的平衡来定义。
6. 根据权利要求1 5中任一项所述的正交频分复用接收装置，其特征Vr工怔j ，所述载波内插单元包括多个延迟元件，用于延迟输入；多个乘法器，将所述多个延迟元件的各个输出与载波方向的内插处理的各个系数相乘；通带位移单元，对于所述多个乘法器的各个输出，分别计算基于所述位移量的相位旋转量，并且对于所述多个乘法器的各个输出，进行仅为所述相位旋转量的相位旋转；及加法器，将所述通带位移单元的所有输出相加，并输出。
7. 根据权利要求1 5中任一项所述的正交频分复用接收装置，其特征在于，所述载波内插单元包括多个延迟元件，用于延迟输入；通带位移单元，对于所述多个延迟元件的各个输出，分别计算基于所述位移量的相位旋转量，并且对于所述多个延迟元件的各个输出，进行仅为所述相位旋转量的相位旋转；多个乘法器，将所述通带位移单元的各个输出与载波方向的内插处理的各个系数相乘；及加法器，将所述多个乘法器的所有输出相加，并输出。
8. 根据权利要求1 5中任一项所述的正交频分复用接收装置，其特征在于，所述载波内插单元包括多个延迟元件，用于延迟输入；载波方向的内插处理的各个系数；通带位移单元，对于载波方向的内插处理的各个系数，分别计算基于所述位移量的相位旋转量，并且对于载波方向的内插处理的各个系数，进行仅为所述相位旋转量的相位旋转；多个乘法器，将所述多个延迟元件的各个输出与通带位移单元的各个输出相乘；及加法器，将所述多个乘法器的所有输出相加，并输出。
9. 一种集成电路，应用于接收正交频分复用信号的正交频分复用接收装置，其特征在于，所述集成电路集成有具有下述单元的功能的电路傅立叶变换单元，将时域信号变换为频域信号；均衡单元，根据所述傅立叶变换单元输出的所述频域信号，算出传输路径频率响应，并基于该传输路径频率响应，对所述频域信号进行均衡处理，并且，在载波内插滤波器的通带比正交频分复用信号的保护间隔窄的情况下，基于为使该通带所含有的所述传输路径频率响应的能量增加而决定的位移量，来使该通带位移；及纠错单元，纠正从所述均衡单元输出的信号的错误。
10. —种正交频分复用接收电路，接收正交频分复用信号，包括调谐单元，选择接收所选频道的信号；解调单元，对所述调谐单元选择接收到的信号进行解调；及纠错单元，纠正经所述解调单元解调后的信号的错误；所述解调单元具备傅立叶变换单元，将时域信号变换为频域信号；及均衡单元，根据所述傅立叶变换单元输出的所述频域信号，算出传输路径频率响应，并基于该传输路径频率响应，来对所述频域信号进行均衡处理；所述均衡单元包括，载波内插单元，计算所述传输路径频率响应时，在载波内插滤波器的通带比正交频分复用信号的保护间隔窄的情况下，基于为使该通带所含有的所述传输路径频率响应的能量增加而决定的位移量，来使该通带位移。
11. 一种正交频分复用接收方法，接收正交频分复用信号，其特征在于，包括以下步骤将时域信号变换为频域信号的步骤；根据所述频域信号算出传输路径频率响应，并基于该传输路径频率响 应，对所述频域信号进行均衡处理的步骤；计算所述传输路径频率响应时，判定载波内插滤波器的通带是否比正 交频分复用信号的保护间隔窄的步骤；及在所述通带比所述保护间隔窄的情况下，基于为使所述通带所含有的 所述传输路径频率响应的能量增加而决定的位移量，使该通带位移的步骤。
12. —种程序，其特征在于记载了用于执行权利要求ll所述的正交频分复用接收方法的信号处理 顺序。
全文摘要
同步单元(101)基于保护间隔相关值来确定保护间隔相关重心，并算出载波方向位移量Fshift；均衡单元(102)使载波内插单元(111)中的载波内插滤波器的通带仅位移同步单元(101)所算出的载波方向位移量Fshift；通过该位移处理，对于任何FFT窗口位置而言，延迟概要都被控制在载波内插滤波器的通带中央。这样，即使载波内插滤波器的通带比保护间隔窄，也不用对FFT窗口位置的范围施加限制，便能够实现传输路径估计。
文档编号H04J11/00GK101669312SQ20088001009
公开日2010年3月10日 申请日期2008年3月25日 优先权日2007年3月27日
发明者大内干博, 木村知弘, 林健一郎 申请人:松下电器产业株式会社