接收机及接收方法

专利名称：接收机及接收方法
技术领域：
本发明涉及接收机及接收方法，特别是涉及通过多载波方式收发信号的接收机及
接收方法。 本申请基于2007年9月5日在日本申请的特愿2007-230589号主张优先权，并将 内容引用于此。
背景技术：
若在多载波传送中存在超越保护间隔(GI :Guard Interval)区间的到来波 (incoming wave)，则会发生由于前一符号进入FFT(快速傅立叶变换Fast Fourier Transform)区间而发生的符号间干扰(ISI :Inter Symbollnterference)、或由于符号 的中断即信号的不连续区间进入快速傅立叶变换区间而发生的载波间干扰(ICI :Inter Carrier Interference)。 图26是表示经由多路径环境从发送机到达接收机的信号的图。在图26中，在横轴 上取时间。符号SI S4表示经由多路径环境从发送机到达接收机的信号，并经由4个多 路径到达接收机。在符号SI S4的前面附加了复制了符号的后半部分的保护间隔(GI)。
从图26的上面开始第一个信号SI表示从发送机最先到达接收机的到来波，第二 个信号S2表示相对保护间隔(GI)以内的信号Sl发生延迟tl的到来波。另外，从图26的 上面开始第三个、第四个到来波即信号S3、 S4相对信号SI发生延迟t2、 t3，信号S3、 S4其 延迟超过了保护间隔(GI)。 处于第三、第四个到来波的信号S3、 S4前面的斜线部分Rl、 R2表示期望符号的前 一符号进入到了期望符号的FFT区间的部分。区间t4表示期望符号的FFT区间，斜线部分 R1、R2成为上述ISI成分。由于ISI成分是干扰成分，故成为解调时特性劣化的原因。另 外，在第三、第四个到来波的信号S3、 S4中，符号的中断K1、 K2进入到区间t4，这成为上述 ICI的原因。 图27(a)及图27(b)是表示子载波间正交的状态和在子载波间由于ICI而发生干 扰的状态的图。在图27(a)及图27(b)中，横轴表示频率。图27(a)表示在8个子载波之 间未发生ICI，且在子载波间未发生干扰的状态。图27(b)表示在子载波间由于ICI而发生 干扰的状态。 在不存在超过保护间隔(GI)的到来波的情况下，如27(a)所示，若关注虚线部分 Ll，则处于一种在该频率中只包括某一个子载波成分而不包括其他子载波成分的状态。这 种状态是保持子载波间的正交性的状态。在通常的多载波通信中，利用该状态进行解调。
与此相对，在存在超过保护间隔(GI)的到来波的情况下，如图27(b)所示，若关注 虚线L2，则处于一种在该频率中除了期望的子载波成分以外还包括相邻的子载波的成分并 发生干扰的情况。这种状态是未保持子载波间的正交性的状态。ICI成分成为特性劣化的 原因。 在以下的专利文献1中提议一种用于改善在超过所述保护间隔(GI)的到来波的情况下由ISI、ICI造成的特性劣化的技术。在该技术中，在进行了一次解调动作之后，利用 纠错结果(MAP译码器输出)，在作成包括所述ISI成分及所述ICI成分在内的期望以外的 子载波的复制信号(r印lica信号)之后，将该复制信号从接收信号中去除，通过再次进行 解调动作来进行基于ISI、 ICI的特性改善。 另一方面，作为组合了多载波传送方式和CDM(Code DivisionMultiplexing :码分 复用)方式后的方式，提议MC-CDM (Multi Carrier-Code Division Multiplexing :多载 波码分复用)方式、MC-CDMA(MultiCarrier-Code Division Multiple Access :多载波码 分多址)方式、Spread-OFCDM(Orthogonal Frequency and Code Division Multiplexing : 正交频分*码分复用)等。 图28(a)及图28(b)是表示MC-C匿方式中的子载波和与各子载波对应的正交码 的关系的图。在图28(a)及图28(b)中，在时间轴上取频率。图28(a)作为一个例子示出 MC-C匿方式中的8个子载波。另外，图28(b)作为与各子载波对应的正交码示出C8a、C8,2、 Cu的3类型。在此，设为C^二 (1，1，1，1，1，1，1，1)、C8,2 = (1，1，1，1，-1，-1，-1，-1)、C8, 7 = (1， -1， -1， 1， 1， -1， -1， 1)。 虽然通过对数据相乘该3类型的正交码能利用同一时间、同一频率对3个数据序 列进行多码复用来通信，但是这只是MC-CDM方式的一个特征。 且有，C^、C^、Cu的3类型的正交码全部都是周期为8的正交码，通过在一个周 期之间进行相加运算从而能在正交码间进行数据的分离。且有，图28(a)中的SFfreq表示 正交码Q^、C8,2、C8,7的周期。 图29(a)及图29(b)是表示MC-C匿方式的信号在空中传输并在接收机中接收到 该信号时的码的状态的图。在图29(a)及图29(b)中，横轴表示频率。在图29(a)中示出 在接收机中接收到的码C'^、C' 8,2、C'8,7。在图29(b)中示出在接收机中接收到的码C"s,
1、 C8，2、 C 8，7。 图29(a)表示在正交码的周期SFfreq中没有频率变动的情况。 此时，利用C^进行解扩(despreading)即取与的内积、即加上SFfreq内的全
部的值的情况下，C' ^为4， C' 8,2、C' 8,7为0。将这种状况称为保持了码间的正交性。 与此相对，如图29(b)所示，在正交码的周期SFfreq中存在6dB的频率变动的情
况下、即在正交码的周期中存在频率变动的情况下，在利用C8a进行解扩的情况下，C"^为
5， C"8,2为3， C"8,7为0。即在C"8a与C"8,2之间存在干扰成分，成为未保持码间的正交性
的状况。 由此，在传输路径的频率变动快(在频率方向上变动快)的情况下，在MC-C匿方 式中，码间干扰(Multi Code Interference)成为特性劣化的原因。 在专利文献2及非专利文献1中记载了用于改善由所述码间的正交性破坏造成的
特性劣化的技术。在这些技术中，虽然下行链路、上行链路有所不同，但是双方都是为了去
除MC-C匿通信时由多码复用造成的码间干扰而利用纠错后或解扩后的数据来去除期望码
以外的信号，从而谋求特性的改善。 专利文献1 :日本特开2004-221702号公报 专利文献2 :日本特开2005-198223号公报 非专禾U文献1 :Y. Zhou、 J. Wang、 and M. Sawahashi、"DownlinkTransmission
5of Broadband OFCDM Systems-Part I :HybridDetection、 ，， IEEE Transaction on Communication、Vol. 53、Issue 4、pp. 718-729、April 2005. 但是，在上述的现有技术中存在利用接收机解调子载波数多的多载波信号及 MC-C匿信号时的运算量增加的问题。另外，在利用接收机去除MC-C匿时的码间干扰之际， 还存在运算量只增加多码复用数份额的问题。

发明内容
本发明是鉴于上述事情进行的，其目的在于提供一种能减少接收机解调从发送机 接收到的信号时的运算量的接收机及接收方法。
(1)本发明是为了解决上述课题而进行的，本发明一个实施方式相关的接收机，具
备传输路径推定部，其根据接收信号求出信道脉冲响应推定值；复制信号作成部，其基于
接收信号作成发送信号的复制即复制信号；时间带设定部，其对分割所述信道脉冲响应推
定值的时间带进行设定；接收信号提取部，其利用所述复制信号作成部作成的复制信号来
提取所述时间带设定部设定的各时间带的接收信号；合成部，其反复进行对所述接收信号
提取部提取出的各时间带的信号进行合成的处理；和解调处理部，其对所述合成部合成后
的信号进行解调处理；其中，由至少一次所述反复处理所设定的时间带的数目不同。 在本发明中，通过时间带分割部将接收机从发送机接收到的接收信号分割为至少
一个以上的时间带，从而能降低或抑制ISI和ICI，与此同时，通过减小各时间带中的延迟
分散而能降低MCI，且能减少对接收机从发送机接收到的信号进行解调时的运算量。
(2)另外，本发明一个方式相关的接收机的所述接收信号提取部具备到来波复
制生成部，其基于接收信号的传输路径推定值即信道脉冲响应推定值、所述复制信号作成
部作成的复制信号、和所述时间带设定部设定的时间带来生成各时间带的到来波的复制；
和减法运算部，其通过从接收信号中减去所述到来波复制生成部生成的各时间带的到来波
的复制来提取所述时间带设定部设定的时间带的接收信号。 (3)另外，本发明的一个实施方式相关的接收机的所述时间带设定部按照随着反 复处理的次数增加而所述时间带的数目不变或增加的方式进行设定。 (4)另外，本发明的一个实施方式相关的接收机的所述时间带设定部基于所述信 道脉冲响应推定值来设定所述时间带的数目。 (5)另外，本发明的一个实施方式相关的接收机的所述时间带设定部按照每次所 述反复处理来适应性地设定所述时间带的数目。 (6)另外，本发明的一个实施方式相关的接收机的所述时间带设定部基于所述复 制信号作成部作成的复制信号的似然度来设定所述时间带的数目。
(7)另外，本发明的一个实施方式相关的接收机的所述时间带设定部基于所述复
制信号作成部作成的复制信号的可靠度信息来设定所述时间带的数目。
(8)另外，本发明的一个实施方式相关的接收机的所述可靠度信息是根据所述复
制信号作成部作成的复制信号、所述信道脉冲响应推定值、及所述接收信号求出的分割误差。 (9)另外，本发明的一个实施方式相关的接收机的所述时间带设定部基于所述分 割误差和分割增益来设定所述时间带的数目。
(10)另外，本发明的一个实施方式相关的接收机的所述分割增益是基于符号间干
扰、子载波间干扰、路径分集(path diversity)增益中的至少一种决定的。
(11)另外，本发明的一个实施方式相关的接收机还具备对多码复用后的信号进行
分离的解扩部，所述分割增益是基于码间干扰、符号间干扰、子载波间干扰、路径分集增益
中的至少一种决定的。 (12)另外，本发明的一个实施方式相关的接收方法执行以下的过程传输路径推 定过程，根据接收信号求出信道脉冲响应推定值；复制信号作成过程，基于接收信号作成发 送信号的复制即复制信号；时间带设定过程，对分割所述信道脉冲响应推定值的时间带进 行设定；接收信号提取过程，利用在所述复制信号作成过程中作成的复制信号来提取在所 述时间带设定过程中设定的各时间带的接收信号；合成过程，反复进行对在所述接收信号 提取过程中提取出的各时间带的信号进行合成的处理；和解调处理过程，对在所述合成过 程中合成后的信号进行解调处理；其中，由至少一次所述反复处理所设定的时间带的数目 不同。(发明效果) 在本发明的接收机及接收方法中，能减少接收机解调从发送机接收到的信号时的
运算量。


图l是表示本发明第
图2是表示本发明第
图3是表示本发明第
图4是表示本发明第 的概略框图。 图5是表示本发明第 图。 图6是表示本发明第 程图。 图7是表示本发明第
图8是表示本发明第 定值的图。 图9是表示本发明第 定值的图。 图10是表示本发明第一实施方式相关的到来波去除部45-3中的信道脉冲响应推 定值的图。 图11是表示本发明第一实施方式相关的初次处理中的信道脉冲响应推定值和合 成部46的图。 图12是表示本发明第一实施方式相关的初次处理中的信道脉冲响应推定值和合 成部46的图。 图13是表示本发明第一实施方式相关的传输路径*噪声功率推定部22(图3)的
一实施方式相关的发送机100的结构的一部分的概略框图。 一实施方式相关的帧格式(format)的一个例子的图。 一实施方式相关的接收机200的结构的一部分的概略框图。 一实施方式相关的信号检测部23(图3)的结构的一个例子
一实施方式相关的块分割部82(图4)的结构的一个例子的
一实施方式相关的接收机200(图3)的动作的一个例子的流
一实施方式相关的信道脉冲响应推定值的图。 一实施方式相关的到来波去除部45-1中的信道脉冲响应推
一实施方式相关的到来波去除部45-2中的信道脉冲响应推
7结构的图。 图14是说明本发明第一实施方式相关的块分割设定部81 (图4)的处理的图。 图15是说明本发明第一实施方式相关的效果的图。 图16是说明本发明第一实施方式相关的效果的图。 图17是表示本发明第一实施方式中的分割数和特性之间关系的图表。 图18是表示对于全部的反复处理固定了块分割数的情况下的特性的图表。 图19是表示设定了不同的块分割数的情况下的特性改善的一个例子的图表。 图20是表示利用了本发明第一实施方式相关的接收方法的情况下的计算机仿真
的评价结果的一个例子的图表。 图21是表示利用图20的计算机仿真所设定的反复处理次数和块分割数之间关系 的表。 图22是表示用于图20的计算机仿真的主要仿真参数的表。 图23是表示本发明第二实施方式相关的接收机的信号检测部90的结构的概略框 图。 图24是对本发明第二实施方式相关的效果进行说明的图。 图25是表示本发明第三实施方式相关的块分割数的设定方法的一个例子的图。 图26是表示经由多路径环境从发送机到达接收机的信号的图。 图27是表示子载波间正交的状态和在子载波间由于ICI发生干扰的状态的图。 图28是表示MC-CDM方式中的子载波和与各子载波对应的正交码的关系的图。 图29是表示MC-C匿方式的信号在空中传输且在接收机中接收到该信号时的码的
状态的图。 符号说明 l-S/P变换部，2-1 2-4-各码信号处理部，3-纠错编码部，4-比特交织部，5_调 制部，6-符号交织部，7-频率-时间扩散部，8-DTCH复用部，9-PICH复用部，10-加扰部， 11-IFFT部，12-GI插入部，21-符号同步部，22-传输路径 噪声功率推定部，23-信号检测 部，24-1 24-4-各码译码部，25-比特解交织部，26-纠错译码部，27-加法运算部，28-复 制信号生成部，29-l 29-4-各码符号生成部，30-比特交织部，31-符号生成部，32-符 号交织部，33-频率-时间扩散部，34-DTCH复用部，35-PICH复用部，36-加扰部，37-IFFT 部，38-GI插入部，39-P/S变换部，41-到来波复制生成部，42-减法运算部，43-GI去除部， 44-FFT部，45-l 45-B-到来波去除部，46-合成部，47-1 47-4-各码解调部，48-解扩 部，49-符号解交织部，50-解调部，61-传输路径推定部，62-前同步码复制生成部，63-噪 声功率推定部，70-MAC部，71-滤波处理部，72-D/A变换部，73-频率变换部，74-发送天线， 75-接收天线，76-频率变换部，77-A/D变换部，81-块分割设定部，82-块分割部，90-信号 检测部，91-块分割设定部，100-发送机，200-接收机。
具体实施例方式以下，参照附图对本发明的第一 第三实施方式进行说明。首先，对本发明的第
实施方式进行说明。(第一实施方式)
在本实施方式中，对在存在由超过保护间隔的到来波引起的ISI及ICI、或由传输 路径的频率选择性引起的码间干扰的情况下也能得到良好特性的接收机进行说明。
图1是表示本发明第一实施方式相关的发送机100的结构的一部分的概略框 图。该发送机100具备MAC(Media Access Control :媒体访问控制)部70、 S/P (Serial/ Parallel :串行/并行)变换部1、各码信号处理部2-1 2-4、 DTCH(Data Traffic Channel :数据业务信道)复用部8、PICH(Pilot Channel :导频信道)复用部9、加扰部10、 IFFT(Inverse FastFourier Transform :逆快速傅立叶变换)部11、 GI插入部12、滤波处 理部71、 D/A(Digital/Analog :数字/模拟)变换部72、频率变换部73、和发送天线74。
各码信号处理部2-1 2-4分别具备纠错编码部3、比特交织部4、调制部5、符号 交织部6、及频率-时间扩散部7。 在S/P变换部1中输入了从MAC部70输出的信息信号，S/P变换部1的串行一并 行变换的输出被输入到各码信号处理部2-1 2-4。且有，由于各码信号处理部2-1 2-4 的结构与各码信号处理部2-1相同，故省略其他说明。 输入到各码信号处理部2-l的信号在纠错编码部3中被进行Turbo编码、LDPC(Low Density Parity Check :低密度奇偶校验)编码、或巻积(convolution)编码等中的任意 一种纠错编码处理。为了改善由频率选择性衰落造成的接收功率的下降所引起的突发错误 (burst error)的发生，纠错编码部3的输出通过比特交织部4按照每比特以适当的顺序来 更换并输出该次序。 比特交织部4的输出在调制部5中被进行BPSK(Binary Phase ShiftKeying :二相 相移键控)、QPSK (Quadrature Phase Shift Keying :四相相移键控)、16QAM(16Quadrature Amplitude Modulation :16正交振幅调制)、64QAM(64Quadrature Amplitude Modulation: 64正交振幅调制)等的符号调制处理。 为了改善突发错误，调制部5的输出通过符号交织部6按照每个符号以适 当的顺序来更换其次序。符号交织部6的输出通过频率-时间扩散部7以规定扩散 码(channelization code:信道化码)进行扩散。在此，虽然利用了 0VSF(Orthogonal Variable Spread Factor :正交可变扩散系数)码，但是也可以利用其他的扩散码。
且有，发送机100具备多码复用数C,(C,为1以上的自然数)个各码信号处理部 2-1 2-4。在此，作为一个例子而示出了C,二4的情况。以不同的扩散码被扩散后的信 号作为各码信号处理部的输出而被输出到DTCH复用部8，并在DTCH复用部8中进行复用 (加法运算处理)。接着，在PICH复用部9中，用于传输路径推定等的导频信道(PICH)被 插入到规定位置。 然后，在加扰部10中利用基站固有的加扰码进行加扰之后，在IFFT部11中进行 频率时间变换。在GI插入部12中进行了保护间隔(GI)的插入后，并在进行了滤波部71 的滤波处理、D/A变换部72的数字模拟变换处理、频率变换部73向无线频率的频率变换处 理等之后，作为发送信号从发送天线74发送到接收机中。 在图1中，虽然在各码信号处理部2-1 2-4中配置了比特交织部4及符号交织 部6双方，但是也可以只配置其中一个。另外，也可以在各码信号处理部2-1 2-4中不配 置比特交织部4及符号交织部6双方。 图2是表示本发明第一实施方式相关的帧格式的一个例子的图。
9
该图表示从发送机100(参照图1)发送到接收机中的帧格式。在图2中，在横轴 上取时间，在纵轴上取接收功率。如图2所示，导频信道(PICH)被配置在一个帧的前后及 中央处。用于数据传送的数据业务信道(DTCH)被配置在帧的前半段和后半段，利用C,个 不同的扩散码扩散后的信号被多码复用了 。 在此，以4个数据堆积起来的状态示意Cmux = 4的情况。另外，用PPKH/DTCH表示导 频信道(PICH)的接收功率与数据业务信道(DTCH)的每一个码的接收功率之比。且有，在 图2中，虽然关于导频信道(PICH)的插入方法进行了时间复用，但是也可以进行频率复用 或频率-时间复用等。 图3是表示本发明第一实施方式相关的接收机200的结构的一部分的概略框图。 该接收机200具备接收天线75、频率变换部76、 A/D (Analog/Digital :模拟/数字)变 换部77、符号同步部21、传输路径 噪声功率推定部22(也称为传输路径推定部)、信号 检测部23、各码译码部24-1 24-4、复制信号生成部28 (也称为复制信号作成部)、及P/ S(Parallel/Serial :并行/串行)变换部39。 复制信号生成部28具备各码符号生成部29-1 29-4、DTCH复用部34、PICH复 用部35、加扰部36、 IFFT部37、 GI插入部38。 复制信号生成部28基于接收信号r (t)作成发送信号的复制即复制信号。具体地 说，首先，在纠错译码部26中例如通过MAP(Maximuma posteriori Probability :最大后验 概率)译码来计算对数似然比等。复制信号生成部28基于计算出的对数似然比来作成发 送信号的复制即复制信号s'(t)。 另外，各码符号生成部29-1 29-4具备比特交织部30、符号生成部31、符号交 织部32、频率-时间扩散部33。另外，各码译码部24-1 24-4具备比特解交织部25、纠错 译码部26、及加法运算部27。 由接收天线75接收到的接收信号经过频率变换部76向基带信号的频率变换处 理、A/D变换部76的模拟数字变换处理后，作为数字接收信号r(t)，在符号同步部21中进 行符号同步。在符号同步部21中使用保护间隔(GI)和有效信号区间之间的相关特性等来 进行符号同步，并基于该结果进行以后的信号处理。 传输路径推定*噪声功率推定部22利用导频信道(PICH)来推定信道脉冲响应推 定值或噪声功率推定值。作为传输路径推定方法，虽然有作成导频信道(PICH)的复制信号 并以其绝对值的平方误差成为最小的方式进行基于RLS(Recursive Least Square)算法的 推定、或者通过在时间轴或频率轴上取接收信号r(t)和导频信道(PICH)的复制信号之间 的相互相关而取得的各种方法，但是却不限定于此。 另外，关于噪声功率推定方法，虽然也考虑了利用由接收到的导频信道(PICH)推 测出的信道脉冲响应推定值来作成导频信道(PICH)的复制并通过这些差分求出的方法 等，但是并不限定于此。 由传输路径 噪声功率推定部22输出的信道脉冲响应推定值及噪声功率推定值 被输入到信号检测部23中，例如在进行MAP检测的情况下，用于每比特的对数似然比的计算等。 在信号检测部23中，初次利用接收信号、信道脉冲响应推定值、噪声功率推定值 来输出每比特的对数似然比，所谓对数似然比是表示接收到的比特最似1或最似0的值，其
10是基于通信路径的比特错误率计算出的。 在图3中，虽然从信号检测部23分别向各码译码部24-1 24_4输出了对数似然 比，但是这些对数似然比是分别分配给不同的扩散码的比特的对数似然比。
且有，在后述的反复时，利用接收信号和由解调结果得到的复制信号、信道脉冲响 应推定值、噪声功率推定值，将每比特的对数似然比输出到各码译码部24-1 24-4。
在各码译码部24-1 24-4中，对于输入信号在比特解交织部25中按照每比特进 行解交织处理。解交织处理是与交织处理相逆的处理，将交织处理的次序更换返回到初始。
纠错译码部26经由各码解调部47-1 47-4 (图4)、比特解交织部25 (图3)取 得信号检测部26的合成部46合成后的信号，并对该信号进行MAP译码等的纠错译码处理。 另外，纠错译码部26基于信号检测部23的解调部50(图4，后述)进行了解调后的结果进 行纠错译码，计算每比特的对数似然比。 且有，所谓MAP译码是 一 种在Turbo译码、LDPC译码、维特比译码(Viterbi decoding)等通常的纠错译码时不进行硬判定，而将信息比特及校验位(parity bit)也包 括在内来输出对数似然比等的软判定结果的方法。即、硬判定将接收信号只判断为0、1，而 软判定将什么程度可能的信息(软判定信息)判断为原始。且有，也可以不限于MAP译码 之类的软判定译码而进行硬判定译码。 在加法运算部27中计算向纠错译码部26的输入和从纠错译码部26的输出的差 分A2，并输出到复制信号生成部28。 向复制信号生成部28的输入被输入到比特交织部30，在比特交织部30中按照每 比特交替输出差分A 2。比特交织部30的输出在符号生成部31中考虑差分A2的大小，利 用与接收机200的解调方式同一范畴的调制方式(BPSK、 QPSK、16QAM、64QAM等)进行符号 调制处理。 符号生成部31的输出通过符号交织部32按照每符号来更换次序，符号交织部32
的输出通过频率_时间扩散部33采用规定扩散码(信道化码)进行扩散。 且有，接收机200只具备多码复用数C,(C,为1以上的自然数)个各码译码部及
各码符号生成部。在此，设C,二4。采用不同的扩散码扩散后的信号作为各码符号生成部
29-1 29-4的输出，被输出到DTCH复用部34，在DTCH复用部34中进行复用(加法运算
处理)。 在PICH复用部35中，用于传输路径推定等的导频信道(PICH)被插入到规定位 置。之后，在加扰部36中利用基站固有的加扰码进行加扰后，在IFFT部37中进行频率时间 变换，并在GI插入部38中进行了保护间隔(GI)的插入之后，被输入到信号检测部23中， 用于反复时的信号处理。 且有，上述反复译码动作进行了规定次数后，纠错译码部26的输出被输入到P/S 变换部39中，进行并行串行变换后作为解调结果被输出到MAC部(省略图示)。
图4是表示本发明第一实施方式相关的信号检测部23(图3)的结构的一个例 子的概略框图。信号检测部23具备块分割设定部81 (也称为时间带设定部)、块分割部 82(也称为接收信号提取部)、合成部46、各码解调部47-1 47-4(也称为解调处理部)。
图5是表示本发明第一实施方式相关的块分割部82(图4)的结构的一个例子的 图。块分割部82具备到来波去除部45-1 45-B。在此，B表示进行块分割的块分割数，B
11是l或比l大的自然数。块分割部82从复制信号生成部28(图3)作成的复制信号中提取 出块分割设定部81分割出的至少一个以上时间带中所包含的信号(参照后述的图8 图 10)。 块分割设定部81 (图4)将复制信号生成部28作成的复制信号分割为至少一个以 上的时间带。块分割设定部81按照每次反复处理来变更复制信号生成部28作成的复制信 号的分割数，并将块分割设定值(也称为分割数)输出到块分割部82。块分割设定值是在 反复处理时所分割的规定时间带(块)的结构等的信息，包括块分割数和与各块的大小相 关的信息等。另外，每次反复处理的块分割数的设定方法虽然能够利用在接收机中预先设 定的方法、或基于信道脉冲响应推定值等这样的发送机和接收机之间的传输路径特性等而 在接收机中设定的方法等，但是并不限定于此。 在块分割部82中，基于块分割设定部81(图4)输出的块分割设定值进行到来波 去除部45-l 45-B的设定。 到来波去除部45-1 45-B分别具备到来波复制生成部41、减法运算部42、 GI 去除部43、 FFT部44。到来波去除部45_1 45-B利用复制信号生成部28 (图3)生成的 复制信号s' (t)，按照每个规定时间带从接收信号r(t)中去除到来波。
到来波复制生成部41基于由接收信号r (t)推定出的传输路径推定值即信道脉冲 响应推定值、复制信号生成部28(图3)生成的复制信号s' (t)、和块分割设定部81输出的 块分割设定值来生成每个规定时间带的到来波的复制h。 减法运算部42从接收信号r (t)中减去到来波复制生成部41生成的每个规定时 间带的到来波的复制。 各码解调部47-1 47-4(图4)分别具备解扩部48、符号解交织部49、解调部 50。 在减法运算部42(图5)中计算输入到信号检测部23中的接收信号r(t)与基于 输入到信号检测部23中的复制信号s'(t)和信道脉冲响应推定值h (t)而求出的到来波 复制生成部41 (图4)的输出的差分，并输入到GI去除部43。 在GI去除部43中去除保护间隔(GI)并输入到FFT部44中。由FFT部44对输 入信号进行时间频率变换，得到信号R i。且有，i为自然数且1《i《B。
合成部46(图4)合成块分割部82提取出的各时间带的信号lTi。具体地说，合成 部46利用到来波去除部45-1 45-B(图5)的输出R "信道脉冲响应推定值h (t)、和 噪声功率推定值，在合成部46中对到来波去除部45-1 45-B输出的每个信号 R B进行传输路径补偿及合成，并计算信号Y'，输出到各码解调部47-1 47-4 (图4)。
且有，在合成部46中，例如能利用基于匪SE (Minimum Mean SquareError :最小均 方误差)滤波处理的匪SE合成等。且有，在合成部46中，也可以利用基于复制信号等计算 出的块分割误差。在C隨(在此，作为一个例子C隨二4)个各码解调部47-l 47-4(图4)中，利用 该信号Y'进行每个扩散码的解调处理。解扩部48利用每个扩散码进行解扩处理。
符号解交织部49按照每个符号对解扩部48的输出进行更换。解调部50对符号 解交织部49输出的信号进行解调处理。 解调部50对符号解交织部49的输出进行软判定或硬判定。以下，作为一个例子，
12对解调部50作为软判定结果而输出每比特的对数似然比的情况进行说明。解调部50通过 利用以下的式(1) 式(3)计算对数似然比A 1。 S卩、若将符号解交织部49的第n个符号 的输出设为Zn，则QPSK调制时的软判定结果A 1能够用以下的式(1)及式(2)表示。
[数学式l]
2Re[Z打] /11(&0)=
<formula>formula see original document page 13</formula>
(1)
(2) 在此，式(1)中的Re[]表示括号内的实部，式(2)中的Im[]表示括号内的虚部， P (n)表示n符号中的基准符号(导频信号的振幅)。且有，调制信号能利用以下式(3)进 行表示。[数学式3]<formula>formula see original document page 13</formula>
(3) 且有，在此，虽然示出了 QPSK调制的例子，但是在其他的调制方式下也同样地能 求出每比特的软判定结果(对数似然比)入1。 且有，在图3及图4中，虽然配置了比特交织部30(图3)和比特解交织部25 (图 3)、及符号交织部32(图3)和符号解交织部49(图4)双方，但是也可以只配置其中一方、 即只配置比特交织部30及比特解交织部25，或只配置符号交织部32及符号解交织部49。
另外，也可以配置比特交织部30和比特解交织部25、及符号交织部32和符号解交 织部49的全部。 且有，也可以进行在频率方向上按照各子载波进行交织处理的码片交织(chip interleave)。 图6是表示本发明第一实施方式相关的接收机200(图3)的动作的一个例子的流 程图。信号检测部23判断是否是初次动作(步骤S1)。由于图6的流程图示出的一系列的 步骤全部都是只在接收机200中进行，故来自外部的任何信息都是不需要的，且容易识别 接收机是第几次反复动作。例如，通过接收机200对该数据包的一系列处理进行计数的方 式等能够实现。 在步骤Sl中判断为初次动作的情况下，GI去除部43从接收信号r (t)中去除保 护间隔(GI)(步骤S2)。 并且，FFT部44进行FFT处理(时间频率变换处理)(步骤S3)。 接着，合成部46进行通常的匪SE滤波处理(步骤S4)。并且，解扩部48进行解扩
处理(步骤S5)。 接着，符号解交织部49进行符号解交织处理(步骤S6)。并且，解调部50进行软判 定比特输出处理(步骤S7)。接着，比特解交织处理部25进行比特解交织处理(步骤S8)。
并且，纠错译码部26进行纠错译码处理(步骤S9)。接着，对是否反复了规定次数 的上述步骤Sl S9的处理进行判断(步骤S10)。
且有，如图3的说明，也可以将步骤S5 S9的处理在并列配置的C,个电路中进 行处理。且有，对初次的匪SE滤波器处理进行后述。 在步骤S10中判断为未反复规定次数的步骤Sl S9的处理的情况下，比特交织 部30利用Cmux码份的解调结果A 2对对数似然比A 1进行比特交织(步骤Sll)。
并且，符号生成部31进行调制信号复制生成(步骤S12)。接着，符号交织部32进 行符号交织处理(步骤S13)。并且，频率-时间扩散部33利用规定扩散码进行扩散处理 (步骤S14)。 在反复了 C,次的上述步骤Sll S14的处理之后，DTCH复用部34进行数据业务 信道(DTCH)的复用(步骤S15)。并且，PICH复用部35进行导频信道(PICH)的复用(步 骤S16)。 接着，加扰部36进行加扰处理(步骤S17)。 并且，IFFT部37进行IFFT处理(步骤S18)。接着，GI插入部38插入保护间隔 (GI)(步骤S19)。在步骤S19中，将插入了保护间隔(GI)后的信号作为复制信号，在反复 解调时使用。 在步骤S1中，在反复处理时即判断为不是初次动作的情况下，到来波去除部 45-1 45-B基于块分割设定部81输出的块分割设定值，按照每个块去除规定的到来波以 外(步骤S20)。并且，GI去除部43进行保护间隔(GI)的去除处理(步骤S21)。接着，FFT 部44进行FFT (快速傅立叶变换)处理(步骤S22)。 对于上述的步骤S20 S23的处理，可以反复B块(B为自然数)份来进行处理， 也可以在B个并列配置的电路中进行处理。合成部46通过匪SE滤波器按照最小均方误差 规范来合成来自B块的输出信号。S卩、进行匪SE滤波器处理(步骤23)。且有，步骤23以 后进行与初次处理同样的处理。 在步骤SIO中，反复进行步骤S1 S9、S11 S23的处理，直到判断为反复了规定 次数的上述处理为止。 接着，对到来波去除部45-1 45-B (图5)的处理进行具体说明。在此，对第i个 到来波去除部45-i的到来波复制生成部41及减法运算部42的动作进行说明。
首先，在到来波去除部45-i中，从接收信号r(t)中减去在到来波复制生成部41 中生成到来波的复制hi后进行hi与复制信号s'(t)的巻积运算而得到的结果。其成为减 法运算部42的输出。 图7是表示本发明第一实施方式相关的信道脉冲响应推定值的图。在此，对从传 输路径*噪声推定部22(图3)得到6路径的信道脉冲响应推定值的情况进行说明。且有， 在图7中，在横轴上取时间，在纵轴上取接收功率。在到来波去除部45-l 45-B(图5)中， 将6路径的到来波分解为每2个路径的3个到来波。 图8是表示本发明第一实施方式相关的到来波去除部45-1中的信道脉冲响应推 定值的图。且有，在图8中，在横轴上取时间，在纵轴上取接收功率。如图8所示，首先，在 到来波去除部45-l中，将虚线包围的区域A1中所包括的第三路径(P3)、第四路径(P4)、第 五路径(P5)、第六路径(P6)定义为hjt)，并在所述到来波复制生成部41中作成。
所述到来波复制生成部41的输出是所述hjt)和s'(t)巻积的运算后的结果，减 法运算部42的输出是从接收信号r(t)中减去所述hjt)和s'(t)的巻积运算后的信号的
14结果。即、在正确生成了复制的情况下，减法运算部42的输出能考虑为经由(h(t)-hjt)) 所表示的传输路径而接收到的信号。由此，经由图8的实线所表示的传输路径所接收到的 信号Pl、 P2成为减法运算部42的输出。 图9是表示本发明第一实施方式相关的到来波去除部45-2中的信道脉冲响应推 定值的图。且有，在图9中，在横轴上取时间，在纵轴上取接收功率。如图9所示，首先，在 到来波去除部45-2中，将虚线包围的区域A2中所包括的第一路径(Pl)及第二路径(P2)、 和虚线包围的区域A3中所包括的第五路径(P5)及第六路径(P6)定义为、(t)，并在到来 波复制生成部41中作成。 到来波复制生成部41的输出是hjt)和s'(t)的巻积运算后的结果，减法运算部 42的输出是从接收信号r(t)中减去hjt)和s'(t)的巻积运算后的结果而得到的。即、在 正确生成了复制的情况下，减法运算部42的输出能考虑为经由(h(t)-h2(t))表示的传输 路径所接收到的信号。由此，经由图9的实线表示的传输路径所接收到的信号P3、P4成为 减法运算部42的输出。 图10是表示本发明第一实施方式相关的到来波去除部45-3中的信道脉冲响应推 定值的图。且有，在图10中，在横轴上取时间，在纵轴上取接收功率。如图10所示，首先， 在到来波去除部45-3中，将虚线包括的区域A4中所包括的第一路径(Pl)、第二路径(P2)、 第三路径(P3)、第四路径(P4)定义为h3(t)，并在到来波复制生成部41中作成。
到来波复制生成部41的输出是h3(t)和s"(t)的巻积运算后的结果，减法运算部 42的输出是从接收信号r(t)中减去hjt)和s'(t)的巻积运算后的结果而得到的。即、在 正确生成了复制的情况下，减法运算部42的输出能考虑为经由(h(t)-h3(t))表示的传输 路径所接收到的信号。由此，经由图10的实线表示的传输路径所接收到的信号P5、P6成为 减法运算部42的输出。 在图8 图10的说明中，对到来波去除部45-1 45-3基于识别出的到来波的数 量来设定规定时间带的情况进行说明。即、对以信道脉冲响应推定值为基础并基于识别出 的到来波的数量来改变按照每个到来波去除部45-1 45-3来进行作成及减法运算的复制 信号的情况进行了说明。除了该方法之外，还能使用以下的方法。 例如，到来波去除部45-1 45-3基于识别出的到来波的时间来设定规定时间带。 即、也可以将到来波的到达时间分割为B个，并根据是到达哪个时间带的到来波来确定在 哪个到来波去除部进行处理，即、也可以基于识别出的到来波的时间来改变按照每个到来 波去除部来进行作成及减法运算的复制信号。 另外，到来波去除部45-1 45-3也可以基于识别出的到来波的接收功率来设定 规定时间带。即、也可以将全部接收信号按照到达时间的顺序分割为B个，以使到来波中所 包括的接收信号几乎固定，并基于此来确定在哪个到来波去除部中进行处理，即、也可以基 于识别出的到来波的接收功率来改变按照每个到来波去除部来进行作成及减法运算的复 制信号。 图11 (a) 图11 (c)是表示本发明第一实施方式相关的初次处理中的信道脉冲响 应推定值和合成部46的图。在此，对图4所示的合成部46和图6所示的步骤S4及步骤 S23的动作进行说明。且有，以下说明在合成部46中进行匪SE滤波器处理的情况。
首先，对初次的合成部46的动作进行表示。若采用频率域表现接收信号，则接收信号R能如下式(4)进行表示。
[数学式4] w = ... (4) 在此，H"表示推定出的传输路径的传递函数(transfer function)，若假设在保护
间隔(GI)内只存在到来波，则能用NWNc的对角矩阵来表示。 且有，Nc是spread-OFCDM的子载波数。H~能如下式(5)表示。 [数学式5]
if =
(5)
:0168] :0169]
:0170] :0171]
来表示
:0172] :0173] :0174] :0175] :0176] :0177] :0178] :0179]
:0180] <formula>formula see original document page 16</formula>
式(4)中的S表示发送符号，如下式(6)所示，能用NW1的向量来表示。 [数学式6]
<formula>formula see original document page 16</formula>
同样地，式(4)中的接收信号R、噪声成分N，如下式(7)、式(8)，能用化*1的向: RT = (Rp R2，. [数学式8] NT = (Nn N2，. 且有，在式(6)
<formula>formula see original document page 16</formula>t来表示,
<formula>formula see original document page 16</formula>
式(8)中，用于上标的T表示转置矩阵。 若接收这种接收信号时，合成部46的输出Y如下式(9)能用NWl的向 [数学式9] Y = WR (9)
合成部46基于信道脉冲响应推定值及噪声功率推定值来确定匪SE滤波器系数W。 在此，匪SE滤波器系数W如下式(10)能用Nc*Nc的对角矩阵来表示。 :0181][数学式IO] :0182] <formula>formula see original document page 16</formula> 而且，上述匪SE滤波器系数Wm的各要素，在频率方向扩散时能用下式(11)来表 示。在此，m为1 Nc(2或比2大的自然数)。
[数学式ll]
<formula>formula see original document page 17</formula>
且有，在式(11)中的
[数学式12] 是多码复用时来自其他码的干扰成分，式(11)中的
[数学式13] 表示噪声功率的推定值。另外，式(11)中的上标H表示Hamiltonian(共轭转置)。
另外，上述的匪SE滤波器系数Wm的各要素在时间方向扩散时若假设能保持码间的正交性，则能用以下的式(12)表示。
[数学式14]
F =_, … "2〉 " "好》好冊+ aw 且有，图11(a) 图11(c)表示在初次处理中通过图7所示的传输路径的信号被输入到基于所述系数的合成部46的状态。 且有，图11 (a)表示图7所示的信道脉冲响应P1 P6，在横轴上取时间，在纵轴上取接收功率。 图ll(b)表示利用频率轴表现信道脉冲响应P1 P6的传递函数，在横轴上取频率，在纵轴上取接收功率。且有，在图ll(b)中可知，在初次处理中频率选择性高(频率轴方向上的功率变动激烈)。这种状态如上述意味着在MC-CDM中在码间正交性破坏并发生码间干扰。 接着，对反复时的合成部46的动作进行说明。首先，在反复解调时，如下式(13)能表示在第i个到来波去除部45-i中所使用的复制信号r'i。
[数学式15]
(13) 在此，h 表示只提取在第i个到来波去除部45-i中进行处理的到来波后的延迟
侧面(profile) 。 s'是基于由上次纠错译码得到的对数似然比入2计算出的复制信号。在
式(13)中的[数学式16] 表示巻积运算。因此，到来波去除部45-i的输出即图4的第i个到来波去除部45的输出R i能如下式(14)来表示。
[数学式17]
<formula>formula see original document page 18</formula>
在此，A表示由复制的不确定性造成的误差信号和热噪声成分。此时，合成部46的输出Y，能如下式(15)来表示。
[数学式18]
<formula>formula see original document page 18</formula> 在此，复制信号能高精度地生成，若假设A中不包括复制的误差造成的成分而只包括热噪声成分，则匪SE滤波器系数的部分矩阵能如下式(16)用对角矩阵表示。
<formula>formula see original document page 18</formula>
而且，向合成部46的输入信号如后述频率选择性变少，由于成为接近平衰落(flat fading)状态，故若假设也没有多码复用时的码间干扰，则各要素能用下式(17)表示。[数学式20]
<formula>formula see original document page 18</formula>
且有，H'i，,m是第i'个到来波去除部中的第m个传输路径的传递函数。另外，H'i，,迈H是H'i',迈的Hamiltonian。 且有，在式(17)中也可以对分母的第一项乘以C,。 S卩、对于反复处理时向合成部46的输入信号而言也可以利用下式(17')。
[数学式21]
<formula>formula see original document page 18</formula> 且有，在式(17)及式(17')中，也可以基于复制信号生成部28(图3)输出的复制信号s'(t)、传输路径'噪声功率推定部22(图3)推定的信道脉冲响应推定值h (t)及接收信号r(t)来求出噪声功率的推定值o ~N2。 例如，将从接收信号r (t)中减去复制信号s' (t)和信道脉冲响应推定值h (t)的巻积后的结果的值作为噪声功率的推定值。 图12(a) 图12(g)是表示本发明第一实施方式相关的初次处理中的信道脉冲响应推定值和合成部46的图。在图12中示出在反复处理时通过了图8 图IO所示的传输路径后的信号被输入基于匪SE滤波器系数的合成部46的状态。且有，在此，将到来波去除部 的数目B设为3。且有，在图12(a)、图12(c)、图12(e)中，在横轴上取时间，在纵轴上取接 收功率。另外，在图12(b)、图12(d)、图12(f)中，在横轴上取频率，在纵轴上取接收功率。
合成部46在初次解调时利用式(11)或式(12)表示的匪SE滤波器系数Wm，在反 复解调时利用式(17)表示的匪SE滤波器系数W' i,m。 且有，图12(a)、图12(c)、图12(e)与图ll(a)同样表示图8 图10所示的信道 脉冲响应Pl P6。图12 (b)、图12 (d)、图12 (f)表示利用频率轴表现信道脉冲响应Pl P6的传递函数。 且有，可知在图12(b)、图12 (d)、图12(f)的反复处理时频率选择性低(频率轴方 向上的功率变动小)。这种状态如前述意味着在MC-C匿中在码间保持了正交性且难以发生 码间干扰。 由此，通过进行反复处理，从而能起到与去除超过保护间隔(GI)的到来波的同时 也能去除码间干扰的影响的效果。 图13是表示本发明第一实施方式相关的传输路径，噪声功率推定部22(图3)的 结构的图。传输路径 噪声功率推定部22具备传输路径推定部61、前同步码复制生成部 62、噪声功率推定部63。 传输路径推定部61利用接收信号中所包括的导频信道(PICH)进行信道脉冲响应 的推定。前同步码复制生成部62利用由传输路径推定部61求出的信道脉冲响应推定值和 作为已知信息的PICH信号波形来作成导频信道(PICH)的复制信号。 噪声功率推定部63通过取接收信号中所包括的导频信道(PICH)部分和由前同步 码复制生成部62输出的导频信道(PICH)的复制信号的差分来进行噪声功率的推定。
且有，作为传输路径推定部61中的传输路径推定方法，能够使用利用RLS算法等 基于最小均方误差规范进行导出的方法、或利用频率相关的方法等各种方法。
根据本发明第一实施方式相关的接收机200，由于到来波复制生成部41 (图5)利 用复制信号生成部28(图3)作成的复制信号按照每个规定时间带从接收信号r(t)中去 除到来波，合成部46(图4)合成按照该每个规定时间带去除了到来波后的信号，解调部 50 (图4)对该合成后的信号进行软判定，故对去除了到来波后的信号能进行FFT (快速傅立 叶变换)处理。另外，通过去除到来波，从而能对减少频率选择性后的信号进行解扩处理， 能利用与码数无关的运算量进行码间干扰的去除。 以下，对通过按照每次块分割的反复处理来设定不同的块分割数从而能改善特性 的理由进行说明。 图14(a) 图14(d)是对本发明第一实施方式相关的块分割设定部81 (图4)的 处理进行说明的图。该处理表示按照每次块分割的反复处理来设定不同的块分割数的情况 的一个例子。在此，如图14(a)所示，示出接收机200接收了 12路径的多路径P101 P112 的情况。在图14(a) 图14(d)中，在横轴上取时间，在纵轴上取接收功率。
图14(b)表示反复处理次数为第一次时的块分割数为1的情况。在图14(b)中， 将路径PIOI P112设定为块Bll。 图14(c)表示反复处理次数为第二次时的块分割数为3的情况。在图14(c)中， 将路径P101 P104设定为i央B21，将路径P105 P108设定为i央B22，将路径P109 P112
19设定为块B23。 图14(d)表示反复处理次数为第三次时的块分割数为6的情况。在图14(d)中， 将路径P101、P102设定为i央B31，将路径P103、P104设定为i央B32，将路径P105、P106设定 为块B33，将路径P107、P108设定为块B34，将路径P109、P110设定为块B35，将路径Plll、 P112设定为块B36。 在本发明的第一实施方式中，通过对在接收机200中接收到的多路径进行块分 割，如上述，通过在降低或抑制ISI和ICI的同时减小各块中的延迟分散，从而能降低 MCI(Multi Code Interference :码间干扰)。而且，对于该MCI而言，由于随着块分割数增 大而各块中的延迟分散变小，故能进一步降低MCI。 另一方面，随着进行块分割时发生的分割误差所引起的块分割数增大而能限制特 性的改善。在本实施方式中，为了进行块分割，首先生成发送信号复制，基于生成的发送信 号复制和信道脉冲响应推定值来生成与各块对应的到来波复制。并且，通过从接收信号中 减去生成的到来波复制，从而进行了块分割。 由此，由利用的发送信号复制的不确定性而发生了分割误差。 图15(a) 图15(c)是对本发明第一实施方式相关的效果进行说明的图。图
15(a) 图15(c)在横轴上取时间，在纵轴上取接收功率。图15(a) 图15(c)表示在对于
12路径的多路径P101 P112而言将块分割数设为3时发生分割误差的状态。 在图15(a) 图15(c)中，以块B21中包括多路径P101 P104的方式、以块B22
中包括多路径P105 P108的方式、以块B23中包括多路径P109 P112的方式分别设定
块B21 B23的时间带。 例如，如图15(a)所示，为了得到在块B21中包括的到来波，从接收信号中减去基 于块B22及B23中包括的到来波和发送信号复制生成的到来波复制。若发送信号复制是理 想的，则能完全去除块B22及块B23中包括的到来波，且只能得到块B21中所包括的到来 波。 但是，在反复次数少的情况下，由于在发送信号复制中发生了不确定性，故发生由 此引起的分割误差。同样地，如图15(b)及图15(c)所示，即使在块B22及块B23中也分别 发生了分割误差。并且，随着该分割误差增大对特性改善产生影响。 图16(a)、图16(b)是对本发明第一实施方式相关的效果进行说明的图。图16(a)、 图16(b)在横轴上取时间，在纵轴上取接收功率。图16(a)表示对于12路径的多路径 P101 P112而言将块分割数设为3时发生分割误差的状态。图16(b)表示对于12路径的 多路径P101 P112而言将块分割数设为6时发生分割误差的状态。 图16 (a)的块B22及B23的分割误差与图16 (b)的块B33 B36的分割误差相同。 因此，若比较图16(a)所示的块分割数为3时的情况和图16(b)所示的块分割数为6时的 情况，则只增大图16(b)的块B32的分割误差的份额。 S卩、若复制的不确定性相同，则意味着随着块分割数增大而受到分割误差的影响 增大。且有，在图15(a) 图15(c)及图16(a)、图16(b)中，为了简单而省略针对期望块中 包括的到来波的分割误差。 图17是表示本发明第一实施方式中的分割数和特性之间的关系的图表。在图17 中，在横轴上取分割数，在纵轴上取特性。另外，与分割误差相对的特性由于分割误差大小的不同而不同，相当于发送信号复制的可能性。 如图17所示，码间干扰的特性根据分割数增加而减小。另一方面，与分割误差相 对的特性根据分割数增加而增加。即、无论分割误差小还是大，该分割误差都随着分割数增 加而增加。 图18是表示对于全部的反复处理固定了块分割数的情况的特性的图表。在图18 中，在横轴上取时间，在纵轴上取特性。在此，作为特性表示与码间干扰相对的特性和与分 割误差相对的特性。 如图18所示，在块分割数小为的情况下，虽然由某一反复处理中的分割误差造 成的特性劣化变小，但是即使在反复的情况下，由于MCI(码间干扰)特性改善也变小。即、 如分割数处的箭头wl所示，虽然分割误差在反复多次后从与当初分割误差的曲线的交 点(箭头wl的末端处)开始直到与码间干扰的曲线的交点(箭头wl的前端处)得到改善， 但是该特性改善却较小。 另一方面，在块分割数大且为n3的情况下，虽然由于由码间干扰造成的特性劣化 小，故由于反复处理而期待的特性改善大，但是由于由某一反复处理中的分割误差造成的 特性劣化大且突发性错误的概率变高，故结果是反复处理后的错误率特性变差。即、在固定 了块分割数时，若比较设定较大块分割数的情况和设定较小块分割数的情况的特性，则即 使在反复的情况下块分割数大的情况下的特性也变差。即、如分割数n3处的箭头wl所示， 固定在分割数n3并反复多次后的分割误差的改善，如图箭头w2所示未延伸到与码间干扰 的曲线的交点处，而被抑制在表示"固定在分割数n3并反复多次后的特性"的横线处，如箭 头w3所示结束于此处。作为结果，特性比分割数为&时更差。 因此，在本实施方式中，综上考虑，以改善反复造成的特性为目的，对反复次数设 定不同的块分割数。 图19是表示设定了不同的块分割数的情况下的特性改善的一个例子的图表。在 图19中，在横轴上取分割数，在纵轴上取特性。在图19中按照块分割数从小到大的顺序记 为 n3，随着反复次数增多则设定块分割数较大。 在反复处理的布局中，虽然通过将块分割数设为ni从而能抑制由分割误差造成的 特性劣化，但是从图中的a点开始逐渐成为块分割数为ni时得到的码间干扰造成的b点的 特性。 因此，接着将块分割数设为n2，继续执行反复处理。在将块分割数设为n2后的c点 的时刻，由于与块分割数为时相比，发送信号复制的不确定性变小，故突发性错误的概率 变低。 因此，通过继续反复处理，从而能改善到块分割数为n2时得到的码间干扰造成的d 点的特性。以下，同样地通过较大设定块分割数，从而能改善特性。即、下次将块分割数设 为n3来继续进行处理。于是，对分割误差能从e点改善到f点的特性。 且有，各反复处理时的块分割数的设定也可以不是由利用块分割数得到的码间干 扰造成的特性。 以上，通过对反复处理次数设定块分割数，从而能改善特性。 图20是表示利用本发明第一实施方式相关的接收方法的情况下的计算机仿真的 评价结果的一个例子的图表。在图20中，在横轴上取反复处理次数，在纵轴上取数据包错
21误率。 在图20中，示出对反复处理次数全部设定相同块分割数的情况和设定了不同块 分割数的情况下的数据包错误率特性。另外，在该计算机仿真中设定的块分割数是利用按 照每次反复处理次数来预先设定的。即、"+ "记号表示以将块分割数固定为3的方式设定的 情况下与反复处理次数相对的数据包错误率。"X"记号表示将块分割数固定为6的情况。 "參"表示如下(图21)设定为不同块分割数的情况。在反复处理次数为8次的情况下，将 块分割数固定为6时的数据包错误率为0. 01。将块分割数固定为3时的数据包错误率为 0.006。设定为不同块分割数时为0.003。 图21是表示利用图20的计算机仿真所设定的反复处理次数和块分割数之间的关 系的表。即、在图20的计算机仿真下，在反复处理次数为1、2、3、4、5、6、7、8时，将块分割数 设定为1、3、3、4、4、6、6、6。 图22是表示用于图20的计算机仿真的主要仿真参数的表。如图22所示，将子载 波数设为768。另外，作为扩散率(频率方向X时间方向)，利用了 16X1。另外，作为扩散 码，利用了 Walsh-Hadamard码。 另外，将多码复用数设为12。另外，作为调制方式，利用QPSK。 另外，作为纠错码，利用了 Turbo码。另外，将编码率设为3/4。另外，将约束长设
为4。另外，将数据包长设为3456比特。另外，作为MAP译码，利用MAX-log-MAP。 另外，作为传输路径，利用12波指数衰减瑞利衰落。另外，将保护间隔长设为
1.674iis。另外，将延迟分散设为1.61ii s。 另外，将块分割方法设为等时间。另外，将块分割数设为3。 由图20可知，在本实施方式说明的按照每次反复处理设定不同块分割数的情况 下的特性与全部设定相同块分割数的情况下的特性相比，得到了改善。 且有，在以上的说明中，虽然示出通过基于码间干扰和分割误差以随着反复处理 次数增加而增大块分割数的方式进行设定从而能改善特性，但是并不限定于此，代替码间 干扰也可以基于由符号间干扰、子载波间干扰、路径分集增益等的块分割而得到的增益 (分割增益)中的至少一种来设定块分割数。例如，在符号间干扰或子载波间干扰的情况 下，由于在块分割后的各块超过了保护间隔时，随着块分割数的增大而干扰变小，故由块分 割能得到增益。另外，关于路径分集增益而言，由于随着块分割数增大而能够精细地分离到 来的路径，故通过在合成部合成各块的结果从而能得到路径分集增益。 另外，块分割数相对反复处理次数可以不利用全部不同的数目也可以减小数目。 例如，若发送信号复制的不确定性相同，则考虑适用于块分割数小的一方能得到良好特性 的情况等。 在第一实施方式中，作为接收机200的一个例子，虽然说明了利用来自接收信号 的软判定结果进行取消(canceller)、复制生成、解调处理、译码处理的情况，但是也可以利 用硬判定结果进行取消、复制生成、解调处理、译码处理。即、虽然利用了具备软判定输出部 的MAP检测部，但是也可以利用输出硬判定值的检测部，其中，软判定输出部作为从接收信 号中解调QPSK、16QAM等的调制信号(比特分解)的解调处理部进行软判定并输出对数似 然比。 另外，也可以利用根据硬判定值生成发送信号的复制信号的复制信号生成部。而且，虽然利用了基于生成了软判定值的复制信号去除到来波的到来波去除部，但是也可以 利用基于由所述硬判定值生成的复制信号从接收信号中去除到来波的到来波去除部。这些 在以后的实施方式中都相同。 另外，在第一实施方式中，虽然在合成来自各到来波去除部的输出时利用了作为 线性合成的一个方法的匪SE合成，但是也可以利用ZF(ZeroForcing) 、MRC (Maximum Ratio Combining)等。另外，也可以利用非线性合成。 另外，在第一实施方式中，虽然将各码设为纠错编码的单位，但是也可以涉及多个 码进行纠错编码。 另外，在第一实施方式中，虽然对将接收机200用于MC-C匿的情况进行了说明， 但是也可以用于未实施OFDM (Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing :正交频分复 用)等的扩散处理的多载波信号。
(第二实施方式) 接着，对本发明的第二实施方式进行说明。在本实施方式中对以下的方法进行说 明，通过基于发送信号复制的不确定性等按照每次反复处理来适应性地设定块分割数，从 而既能抑制由进行块分割时发生的复制的不确定性所引起的分割误差，又能降低MCI(码 间干扰)、改善特性。 由于第二实施方式的发送机及接收机的结构与第一发送机100 (图1)及接收机
200(图3)的结构几乎相同，故省略该说明。另外，对于第二实施方式与第一实施方式相同
的部分省略这些说明，只对第二实施方式与第一实施方式不同点进行说明。 第二实施方式其在接收机(图3)的信号检测部(图4)进行的处理与第一实施方
式不同。 图23是表示本发明第二实施方式相关的接收机的信号检测部90的结构的概略框 图。与第一实施方式相关的接收机200(图3)的信号检测部23不同在于对信号检测部90 的块分割设定部91的输入及处理。 在本实施方式中利用的块分割设定部91中输入从复制信号生成部28 (图3)输出 的复制信号s' (t)和从传输路径 噪声功率推定部22(图3)输出的信道脉冲响应推定值 h (t)。 在块分割设定部91中，基于输入的复制信号s' (t)和信道脉冲响应推定值h (t) 来求出发送信号复制的不确定性。在此，作为求出发送信号复制的不确定性的方法，例如能 基于复制信号的可靠度信息求出。在此，作为复制的可靠度信息，也可以利用输入的复制信 号的似然度。即、由于似然度自身成为表示各比特的可能性(该比特为1或0的概率)的 值，故由此能求出不确定性。 另外，作为复制的可靠度信息，也可以利用从接收信号中减去进行了输入的复制 信号和信道脉冲响应推定值的巻积运算后的结果的值。由此，能求出用图15的虚线示出的 分割误差的统计。 另外，作为用于求出发送信号复制的不确定性的复制信号，也可以利用软判定输 出部输出的对数似然比或纠错译码部输出的对数似然比。 基于块分割设定部91求出的发送信号复制的不确定性，设定块分割设定值，并输 入到块分割部82。在块分割部82中，基于输入的块分割设定值进行块分割。按照每次反复处理进行以上的处理。 且有，按照每次反复处理在块分割设定部91中设定的块分割设定值的设定方法， 例如也可以利用如下的方法等，可以预先设定与发送信号复制的不确定性对应的块分割 数，在由反复处理改善的发送信号复制的不确定性改善大小变得比规定值小的情况下，变 更块分割数。 通过利用第二实施方式中说明的方法按照每次反复处理来适应性地设定块分割 数，从而能根据分割误差有效地改善特性。 图24是对本发明第二实施方式相关的效果进行说明的图。在图24中，横轴表示 分割数，纵轴表示特性。图24表示基于按照每次反复处理得到的分割误差和码间干扰来按 照每次反复处理适应性地设定合适的块分割数时的特性改善的状态。 在图24中，将反复次数设为7，将用于各反复处理的块分割数设为ni n7，用#1 #7表示在利用设定的各块分割数时与各反复中得到的分割误差的块分割数相对的特性。在 第一次反复处理中，利用块分割数r^进行反复操作，并基于此时的分割误差来设定第二次 反复处理的块分割数。以下，同样地进行反复处理。 且有，在图24的说明中，由于按照每次反复处理发送信号复制的不确定性减小且 分割误差变小，故虽然通过增大块分割数而特性改善了，但是并不限定于此。例如，通过进 行了反复处理，也可以在与前一次的反复处理的分割误差相比分割误差增大等情况下减小 块分割数。(第三实施方式) 接着，对本发明的第三实施方式进行说明。在本实施方式中，在按照每次反复处理 来适应性地设定块分割数的情况下，对块分割数的设定方法进行说明。 由于第三实施方式的发送机和接收机的结构与第一发送机100 (图1)和接收机 200(图3)的结构几乎相同，第三实施方式相关的接收机的信号检测部的结构与第二实施 方式相关的信号检测部90(图23)几乎相同，故省略这些说明。另外，对第三实施方式与第 一实施方式或第二实施方式相同的部分省略这些说明，只对第三实施方式与第一实施方式 或第二实施方式不同的地方进行说明。 第三实施方式在接收机的信号检测部90 (图23)中进行的处理与第二实施方式不 同。 在本实施方式中，在块分割设定部91中基于各反复处理所期待的特性改善的大 小来设定块分割数。 图25是表示本发明第三实施方式相关的块分割数的设定方法的一个例子的图。 在图25中，在某反复处理中通过块分割数r^特性改善到a点，并对下一反复处理中利用的 块分割数进行设定的情况进行说明。 首先，基于在块分割设定部91中求出的发送信号复制的不确定性来求出a点的分 割误差。接着，基于与求出的分割误差的块分割相对的特性和码间干扰，以所期待的特性改 善的大小成为规定值的方式设定块分割数。 例如，如图25所示，若将下一反复处理中利用的块分割数设为n2，则在a点得到的 分割误差，块分割数化时的特性成为b点，通过反复处理能从b点改善到c点。S卩、在下一 反复处理中，利用块分割数化时所期待的特性改善大大小变为be点间。
也可以将该be点间设为所期待的特性改善的大小，也可以将ac点间设为所期待 的特性改善的大小。例如，若在a点时刻将下一反复处理的分割数设为rv则由于与此时的 分割数相对的码间干扰所期待的特性为c点，故a点与c点之间变为所期待的改善量。
且有，虽然所述规定值可以预先设定，也可以以分割误差或码间干扰等为基准来 求出，还可以以反复次数等为基准来求出，但是并不限定于此。代替码间干扰，也可以基 于由符号间干扰、子载波间干扰、路径分集增益等的块分割得到的增益(分割增益)中的 至少一种来设定块分割数。例如，在符号间干扰或子载波间干扰的情况下，在块分割后的 各块超过保护间隔时，由于随着块分割数增大而干扰减小，故通过块分割能得到增益。另 外，关于路径分集增益而言，由于随着块分割数增大而能精细地分离到来的路径，故通过在 合成部中合成各块的结果，从而能得到路径分集增益。另外，也可以通过EXIT(EXtrinsic Information Transfer)曲线图求出所期待的特性改善的大小。 由于通过利用第三实施方式能选择更合适的块分割数，故能进一步有效地改善特 性。且有，本实施方式相关的结构也可适用于第一实施方式中的结构。S卩、在本实施方式 中，虽然对按照各反复处理来适应性地设定块分割数情况下的块分割数的设定方法进行了 说明，但是也可以以在块分割处理前设定全部的块分割数的情况下的块分割数为设定的基 准来加以利用。 且有，在以上说明的实施方式中，也可以将用于实现发送机100(图1)或接收机 200(图3)的功能的程序记录在计算机可读取的记录介质中，将被记录在该记录介质中的 程序读入计算机系统，并通过执行该程序来进行发送机100或接收机200的控制。且有，这 里所说的"计算机系统"包括OS或外围设备等的硬件。 另外，所谓"计算机可读取的记录介质"是指软盘、光磁盘、ROM、 CD-ROM等可携带 介质、内置于计算机系统内的硬盘等的存储装置。而且，"计算机可读取的记录介质"是指包 括如下的介质如在经由因特网等的网络或电话线路等的通信线路来发送程序的情况下的 通信线路这样的在短时间内动态地保持程序的介质、和如此时成为服务器或客户端的计算 机系统内部的易失性存储器这样的在一定时间内保持程序的介质。另外，上述程序也可以 是用于实现上述功能的一部分的程序，还可以通过与已经将上述功能记录在计算机系统中 的程序的组合来实现。 以上，参照附图对本发明的实施方式进行了详细叙述，但是具体的结构并不限定 于本实施方式，不脱离本发明宗旨的范围的设计等也包括在请求保护的范围中。 [O304](产业上的可利用性) 本发明适用于能减少接收机解调从发送机接收到的信号时的运算量的接收机及 接收方法等。
权利要求
一种接收机，具备传输路径推定部，其根据接收信号求出信道脉冲响应推定值；复制信号作成部，其基于接收信号作成发送信号的复制即复制信号；时间带设定部，其对分割所述信道脉冲响应推定值的时间带进行设定；接收信号提取部，其利用所述复制信号作成部作成的复制信号来提取所述时间带设定部设定的各时间带的接收信号；合成部，其反复进行对所述接收信号提取部提取出的各时间带的信号进行合成的处理；和解调处理部，其对所述合成部合成后的信号进行解调处理，由至少一次所述反复处理所设定的时间带的数目不同。
2. 根据权利要求l所述的接收机，其特征在于， 所述接收信号提取部具备到来波复制生成部，其基于接收信号的传输路径推定值即信道脉冲响应推定值、所述 复制信号作成部作成的复制信号、及所述时间带设定部设定的时间带来生成各时间带的到 来波的复制；禾口减法运算部，其通过从接收信号中减去所述到来波复制生成部生成的各时间带的到来 波的复制来提取所述时间带设定部设定的时间带的接收信号。
3. 根据权利要求l所述的接收机，其特征在于，所述时间带设定部按照随着反复处理的次数增加而所述时间带的数目不变或增加的 方式进行设定。
4. 根据权利要求l所述的接收机，其特征在于，所述时间带设定部基于所述信道脉冲响应推定值来设定所述时间带的数目。
5. 根据权利要求l所述的接收机，其特征在于，所述时间带设定部按照每次所述反复处理来适应性地设定所述时间带的数目。
6. 根据权利要求5所述的接收机，其特征在于，所述时间带设定部基于所述复制信号作成部作成的复制信号的似然度来设定所述时 间带的数目。
7. 根据权利要求5所述的接收机，其特征在于，所述时间带设定部基于所述复制信号作成部作成的复制信号的可靠度信息来设定所 述时间带的数目。
8. 根据权利要求7所述的接收机，其特征在于，所述可靠度信息是根据所述复制信号作成部作成的复制信号、所述信道脉冲响应推定 值、及所述接收信号求出的分割误差。
9. 根据权利要求8所述的接收机，其特征在于，所述时间带设定部基于所述分割误差和分割增益来设定所述时间带的数目。
10. 根据权利要求9所述的接收机，其特征在于，所述分割增益是基于符号间干扰、子载波间干扰、及路径分集增益中的至少一种决定的。
11. 根据权利要求9所述的接收机，其特征在于，所述接收机还具备对多码复用后的信号进行分离的解扩部，所述分割增益是基于码间 干扰、符号间干扰、子载波间干扰、及路径分集增益中的至少一种决定的。
12. —种接收方法，执行以下过程传输路径推定过程，根据接收信号求出信道脉冲响应推定值； 复制信号作成过程，基于接收信号作成发送信号的复制即复制信号； 时间带设定过程，对分割所述信道脉冲响应推定值的时间带进行设定； 接收信号提取过程，利用在所述复制信号作成过程中作成的复制信号来提取在所述时间带设定过程中设定的各时间带的接收信号；合成过程，反复进行对在所述接收信号提取过程中提取出的各时间带的信号进行合成的处理；和解调处理过程，对在所述合成过程中合成后的信号进行解调处理， 由至少一次所述反复处理所设定的时间带的数目不同。
全文摘要
本发明提供一种接收机及接收方法。其中，接收机具备根据接收信号求出信道脉冲响应推定值的传输路径推定部、基于接收信号作成发送信号的复制即复制信号的复制信号作成部、对分割信道脉冲响应推定值的时间带进行设定的时间带设定部、利用复制信号作成部作成的复制信号来提取时间带设定部设定的各时间带的接收信号的接收信号提取部、反复进行对接收信号提取部提取出的各时间带的信号进行合成的处理的合成部、和对合成部合成后的信号进行解调处理的解调处理部；其中，由至少一次反复处理所设定的时间带的数目不同。
文档编号H04B1/707GK101796754SQ20088010505
公开日2010年8月4日 申请日期2008年9月5日 优先权日2007年9月5日
发明者吉本贵司, 山田良太, 示泽寿之 申请人:夏普株式会社