专利名称：接收电路及半导体装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种接收电路及在半导体基板上形成有接收电路的半导体装置。尤其 是涉及具备AGC环路和有源滤波器的接收电路。
背景技术：
将接收信号变换成中频信号，对变换成中频antermediateFrequency，以下称为 IF)后的接收信号进行信号处理的超外差方式的接收电路被广泛使用。该中频的变换中使 用混频电路，输入到混频电路的本机振荡器(Local Oscillator，以下称为L0)信号与接收 信号的频率差为中频信号(IF信号混频电路输出信号)的频率。在此，当中频信号的频率假定为恒定时，通过变更本机振荡器的频率而变化为能 够接收的接收信号频率，从而能够通过本机振荡器的振荡频率来控制要接收的信号的频 率。通常在输入到接收电路的信号中混合有要接收的频率的信号(所希望波)和不需要的 频率的信号(干扰波)。为了从其中仅输出所希望波作为中频信号，而调整本机振荡器的振 荡频率，以使所希望波频率与本机振荡器的振荡频率的差成为中频信号的频率，此外，需要 从混频器输出电路输出信号所包含的中频信号中抑制干扰波而仅取出所希望波的滤波电 路。与接收电路的干扰波抑制相关的性能由干扰波抑制比表示，该数值越高就越可 称为优良的接收机。通常，所希望波与干扰波的频率差变小时，接收机的干扰波抑制比 劣化。根据该情况，通信系统的干扰波抑制比的标准在频率差小时比较小，在频率差大 时确定为大值的情况较为普遍。作为一例，图2中示出各种TV广播中的干扰波抑制比 标准。图2的实线是美国等采用的ATSC(Advanced Television SystemsCommittee 美 国高级电视业务顾问委员会)标准，虚线是以欧州为中心采用的DVB-T (Digital Video Broadcasting-Terrestrial : ^ !^! ) > Nordig t示}f。图3是现有的接收电路的框图。从输入端子输入的接收信号通过AGC(Automatic Gain Control 自动增益控制)环路110放大到恒定的电力，输入到混频电路MIXER。在混 频电路MIXER中，将AGC环路110的输出信号与本机振荡器LO振荡的频率合成，变换成中 频信号。此外，该中频信号由中频低通滤波器IFLPF去除对要接收的所希望波为干扰波的 高频，从输出端子OUT输出所希望的频率信号。AGC环路110具备将从输入端子IN输入的接收信号放大的高频可变增益放大 器RFVGA ；检测高频可变增益放大器RFVGA的输出电力而作为电压信号输出的电力检测器 DET ；根据基准电压Vref与电力检测器DET的输出电压的电压差，控制高频可变增益放大器 RFVGA的增益的差动放大器DIFFAMP。AGC环路整体上根据接收信号的电平，自动控制高频 可变增益放大器RFVGA的增益，以使AGC环路的输出电力收敛成恒定的电力的方式进行动 作。专利文献1中记载有由于干扰波的存在而本来只应该对应希望波的AGC的灵敏度 抑制充分有效，不妨碍接收希望波的FM接收装置。在专利文献1中，设置对FM检波器的输出与混频器的IF频率的频率差进行检测的带域检测电路，在带域检测电路要接收的希望 波的频带附近检测到干扰波时，使反馈系统上设置的AGC放大器的灵敏度最小而提高RF放 大器的增益。在专利文献1中，由于将AGC放大器设置于反馈系统，根据AGC放大器的输出 进行电平检测，因此使AGC放大器的灵敏度最小时，AGC环路中的输出系统相对于输入系统 的增益、AGC环路的收敛电力成为最大。在专利文献2中记载有一种FM接收机的AGC电路由混合电路(混频器)输入信 号和滤波器的输出信号生成两个AGC电压，将电压大的一个使用于AGC，当滤波带域内和滤 波带域外存在干扰波时，使用不同的AGC电压。在专利文献3中记载有一种滤波电路使用滤波电路的输出、中间输出，检测输入 到滤波电路中的信号整体的功率和所希望波或干扰波的电平，控制滤波电路的级数、电路 结构、内部参数。专利文献1 日本特开平8-111648号公报专利文献2 日本特开2003-218711号公报专利文献3 日本特开2001-016121号公报通过本发明进行以下的分析。为了从接收到的频率仅取出所希望波，并除去接近 所希望波的频率的干扰波，需要增加滤波电路的级数，并使滤波电路具有陡峭的衰减特性。 然而，使滤波电路具有陡峭的衰减特性时，与在截止频率附近滤波电路内后级的放大器未 饱和无关地，滤波电路内前级的放大器饱和，滤波电路整体的耐输入特性劣化。该耐输入特性劣化的频带与接近所希望波的干扰波的带域重合时，干扰波抑制比 劣化。
发明内容
本发明的一个方面的接收电路，具备AGC环路；滤波器组，被设置在所述AGC环路 的后级，包含有源滤波器；电力差检测部，通过检测所述滤波器组的中间节点与输出节点的 电力差，检测是否存在所希望波以外的接近所述所希望波的频率的干扰波；以及切换电路， 在所述电力差检测部检测到所述干扰波时，向抑制所述AGC环路的收敛电力的方向进行切换。另外，本发明的另一方面的半导体装置，在半导体基板上形成有上述接收电路。发明效果根据本发明，当检测到接近所希望波的频率的干扰波存在时，能够抑制AGC环路 的收敛电力，并防止有源滤波器的饱和，当检测到未接近所希望波的频率的干扰波存在时， 能够在有源滤波器未饱和的范围内提高AGC环路的收敛电力，并提高有源滤波器输出的S/ N比。即，能够与干扰波的频率无关地始终得到高的干扰波抑制比。
图1是本发明的一个实施例的接收电路的整体框图。图2是各种TV广播中的干扰波抑制比标准。图3是现有的接收电路的框图。图4是示出中频低通滤波器的衰减特性和耐输入特性的图。
图5是示出AGC收敛电力与干扰波抑制比的关系的图。图6是示出中频低通滤波器的衰减特性、耐输入特性与接收频率的关系的图。图7是示出现有技术中的AGC收敛电力与干扰波抑制比的关系的图。图8是示出中频低通滤波器的一例的框图。图9(a)是在一实施例中示出中频低通滤波器的输入节点的信号的频率和电力的 图，图9(b)是示出中频低通滤波器的中间节点的信号的频率和电力的图，图9(c)是示出中 频低通滤波器的输出节点的信号的频率和电力的图。图10是示出一实施例中的干扰波与干扰波抑制比的关系的图。图11是另一实施例的接收电路的框图。图12是又一实施例的接收电路的框图。
具体实施例方式在进入实施方式的说明前，在发明要解决的课题中所述的现有技术中，使用附 图更详细说明耐输入特性劣化、干扰波抑制比劣化的原因。图4是示出中频低通滤波器 (IFLPF)的衰减特性和耐输入特性的图。而且，在图6中示出相对于所希望波接近的频率的 干扰波即干扰波1的频带和从所希望波离开的频率的干扰波即干扰波2的频率。以下，为 了便于说明，在本说明书中，将接近所希望波的频率的干扰波称为干扰波1，将从所希望波 离开的频率的干扰波称为干扰波2。如图6所示，为了不使所希望波衰减而截止接近所希望 波的干扰波1，要求滤波电路的衰减特性陡峭。为了使有源滤波器的衰减特性陡峭，需要提 高滤波电路的级数。即，需要将构成滤波电路的电阻、电容和放大器形成为多级结构，增加 级数。另外，由于在有源滤波器的放大器中使用有源元件，因此仅在有源元件未饱和的 电力范围内发挥作为滤波器的功能。该未饱和的输入电力越高就越能够较高地确保输出中 的S/N比，因此为高性能的滤波器。该特性称为耐输入特性，是滤波器的性能指标之一。然而，要增加有源滤波器的级数并使衰减特性陡峭时，在滤波器的内部节点，在截 止频率附近具有高的放大率，与放大率低的频率相比，耐输入特性劣化。这种情况在图4、 图6中作为中频低通滤波器IFLPF的耐输入特性表示。该问题是有源滤波器固有的问题， 具有滤波器的衰减特性越陡峭耐输入特性的劣化越大的趋势。即，提供截止频率附近的输 入信号时，与滤波电路内后级的放大器未饱和无关地，滤波电路内前级的放大器饱和，滤波 电路整体的耐输入特性劣化。图5示出AGC收敛电力与干扰波抑制比的关系的图。提高AGC环路的输出电力 即AGC收敛电力时，经由混频电路MIXER向中频低通滤波器IFLPF输入的输入电力上升。 向中频低通滤波器IFLPF输入的输入电力增加时，由于能够较高地保持中频低通滤波器 IFLPF的输出信号的S/N比，因此能够提高干扰波抑制比。然而，过度提升向中频低通滤波 器IFLPF输入的输入电力时，超过耐输入特性，中频低通滤波器IFLPF饱和，因此干扰波抑 制比显著劣化。如上所述，干扰波的频率高于中频低通滤波器IFLPF的截止频率时(相当于图6 的干扰波2、，在中频低通滤波器IFLPF的耐输入特性平坦之前能够提高AGC收敛电力，从而 能够提高干扰波抑制比(参照图5的虚线)。
然而，干扰波的频率为截止频率附近时(相当于图6的干扰波1)，若将AGC收敛电 力与干扰波2的情况同样设定，则向中频低通滤波器IFLPF输入的输入电力超过耐输入特 性，因此干扰波抑制比显著劣化(参照图5的实线)。即，为了提高接收机的干扰波抑制比，需要使中频低通滤波器IFLPF的衰减特性 陡峭，提高干扰波的除去能力。然而，有源滤波器实现陡峭的衰减特性时，截止频率附近的 耐输入特性的劣化增大，因此需要减少AGC收敛电力，导致干扰波抑制比的下降。S卩，AGC收 敛电力与干扰波抑制比的关系成为如下的所谓折衷(Trade-off)的关系，即当要对干扰 波2提高干扰波抑制比而提高AGC收敛电力时，对干扰波1的干扰波抑制比劣化，当为了提 高对干扰波1的干扰波抑制比而抑制AGC收敛电力时，无法提高干扰波2的干扰波抑制比。图7是示出所希望波与干扰波的频道差及AGC收敛电力与干扰波抑制比的关系的 图。如图7中相对于实线的虚线所示，当所希望波与干扰波的频道差大时，若AGC收敛电力 增大则干扰波抑制比上升。然而，当所希望波与干扰波的频道差少时，若AGC收敛电力增 大，则相反地干扰波抑制比劣化。接下来说明本发明的实施方式的概要。此外，在实施方式的概要的说明中引用的 附图及附图的标号作为实施方式的一例进行表示，并不是由此限制本发明的实施方式的变 化。例如，如图1、图11、图12所示，本发明的一个实施方式的接收电路100、100A、100B 具备AGC环路10 ；设置在AGC环路10的后级且包含有源滤波器IFLPF的滤波器组20、20A ； 通过检测滤波器组20、20A的中间节点与输出节点的电力差而检测所希望波以外的接近所 希望波的频率的干扰波的存在的电力差检测部30、30A、30B ；在电力差检测部30、30A、30B 检测到干扰波时，向抑制AGC环路10的收敛电力的方向切换的切换电路SW。此外，AGC环 路是包含根据接收信号(从输入端子IN输入的信号)的电平，自动控制放大接收信号的放 大器(例如RFVGA)的增益，而使输出电力收敛为恒定的电力的放大器的负反馈环路。如图10中实线所示，由于根据干扰波1是否存在而能够切换AGC收敛电力，因此 在接收到干扰波1时使AGC收敛电力下降，并在不包含干扰波1时使AGC收敛电力上升，从 而能够在任何情况下都得到良好的干扰波抑制比。另外，例如，如图1、图11、图12所示，电力差检测部30、30A、30B也可以具备检测 中间节点的电力并输出与其对应的电压的中间节点电力检测器DET2 ；检测输出节点的电 力并输出与其对应的电压的输出节点电力检测器DET3 ；求出中间节点电力检测器DET2的 输出电压与所述输出节点电力检测器DET3的输出电压的电压差并生成切换电路SW的切换 控制信号的电压差检测部31、31A。此外，有源滤波器IFLPF也可以是由多级级联连接而成的滤波器。有源滤波器 IFLPF的一例如图8所示。另外，例如，如图11、图12所示，滤波器组20A也可以包含有源滤波器IFLPF和设 置在有源滤波器的后级的数字滤波器DF。此外，作为一例，如图1、图8所示，中间节点和输 出节点也可以为由多级级联连接而成的有源滤波器IFLPF的中间节点丽1、丽2和输出节点 0T1、0T2。另外，如图11中一例所示，也可以是，中间节点为有源滤波器IFLPF的中间节点， 输出节点为数字滤波器DF的输出节点。此外，如图12中一例所示，中间节点和输出节点也可以是数字滤波器DF的中间节点和输出节点。另外，例如，如图1、图8、图11、图12所示，有源滤波器IFLPF也可以是有源低通滤 波器。另外，也可以在AGC环路10的后级设置将接收频率变换为中频的频率变换器40， 在滤波器组20、20A上连接中频作为输入信号。此外，本发明的一个实施方式的半导体装置，在半导体基板上形成有上述接收电路。以上结束概要的说明，参照附图详细说明本发明的具体的实施例。[实施例1]图1是本发明的实施例1的接收电路100的整体框图。接收电路100具备将从 输入端子IN输入的接收信号放大为恒定的电力的AGC环路10 ；将由AGC环路10放大后的 接收信号变换为中频的频率变换器40 ；包含用于从中频取出所希望的频率的信号的有源 滤波器即中频低通滤波器IFLPF的滤波器组20 ；用于检测滤波器组的中间节点与输出节点 的电力差，并控制AGC环路10的收敛电力的电力差检测部30。AGC环路10具备Vrefl和Vref2这两个基准电压作为基准电压。基准电压Vrefl 是中频低通滤波器IFLPF的截止频率附近的频率，是当干扰波1进入到接近所希望波的频 率中时用于抑制AGC环路10的收敛电力以使中频低通滤波器IFLPF不饱和的基准电压。干 扰波1的频率为中频低通滤波器IFLPF的截止频率附近的频率时，中频低通滤波器IFLPF 的耐输入特性降低。这种情况下，抑制AGC环路10的收敛电力，中频低通滤波器IFLPF未 饱和。而且，基准电压Vref2是当干扰波2进入耐输入特性降低的频率带宽以外时提高AGC 环路10的收敛电力而得到中频低通滤波器IFLPF输出高的S/N比的基准电压。另外，AGC环路10具备根据电力差检测部30的输出信号从Vrefl和Vref2中选 择作为差动放大器DIFFAMP的比较电压的基准电压的切换电路SW。切换电路SW在干扰波 1进入时，选择基准电压Vrefl，在没有干扰波1时，选择基准电压Vref2。选择基准电压 Vrefl时，AGC环路10的收敛电力下降，选择基准电压Vref2时，AGC环路10的收敛电力增 加。AGC环路10的其它的结构均与现有技术已经说明的图3的AGC环路110的结构相同。 而且，频率变换器40包含本机振荡器LO和混频电路MIXER，但本机振荡器LO和混频电路 MIXER的结构和功能与作为现有技术说明的图3的本机振荡器LO和混频电路MIXER相同。滤波器组20具备有源滤波器即中频低通滤波器IFLPF。中频低通滤波器IFLPF的 内部的电路结构的一例如图8所示。如图8所示，中频低通滤波器IFLPF包括级联连接 成5级的放大器OPl 0P5、构成各级的电阻Rl R20、电容Cl C10。在中频低通滤波器 IFLPF的输入节点mi、IN2经由电阻R1、R2连接有初级的放大器OPl，最终级的放大器0P5 的输出信号与输出节点ΟΤΙ、0T2连接。而且，第三级的放大器0P3的输出信号与中间节点 MNU MN2连接。即使干扰波1和所希望波输入该中频低通滤波器IFLPF的输入节点IN1、 IN2，在总共5级也具有充分的衰减特性，因此能够从输出节点ΟΤΙ、0T2过滤而仅输出所希 望波。其中，在连接有第三级的放大器0P3的输出信号的中间节点MN1、MN2中，未除去图 6的干扰波1那样的接近所希望波的干扰波而作为所希望波中包含干扰波1的信号进行输 出。另一方面，干扰波2输入到输入节点mi、IN2时，在中间节点MN1、MN2的阶段除去干扰波2，仅输出所希望波。在图1中，中频低通滤波器IFLPF的中间节点丽1、丽2与电力差检测部30的中间 节点电力检测器DET2连接，输出节点0T1、0T2与接收电路100整体的输出端子OUT和电力 差检测部30的输出节点电力检测器DET3连接。此外，在图8中，记载有从中间节点丽1、 MN2、输出节点0T1、0T2输出1对互补信号，但在图1中，简略记载有一个信号作为1对互补信号。电力差检测部30具备检测中间节点的电力并输出与其对应的电压的中间节点 电力检测器DET2;检测输出节点的电力，并输出与其对应的电压的输出节点电力检测器 DET3 ；求出中间节点电力检测器DET2的输出电压与输出节点电力检测器DET3的输出电压 的电压差并生成切换电路SW的切换控制信号的电压差检测部31。接下来，使用图9说明实施例1的接收电路100的动作。图9是示出中频低通滤 波器IFLPF的输入节点、中间节点、输出节点中的信号的频率和电力的图。图9(a)是在中 频低通滤波器IFLPF的输入节点观测的信号。S卩，图9(a)的信号是通过AGC环路10将从 接收电路100的输入端子IN输入的信号放大，并通过频率变换器40变换成中频而输入到 中频低通滤波器IFLPF的信号。该输入信号中除所希望波之外，还包含有干扰波1和干扰 波2。而且，干扰波1、干扰波2的电力大于所希望波。而且，为了参考，通过波状线表示中 频低通滤波器IFLPF的中间节点和输出节点的衰减特性。即，可知在输出节点中，干扰波1、 干扰波2被除去，但在中间节点中，干扰波2被除去，而干扰波1未被完全除去。图9(b)是示出在中间节点观测的信号的频率和电力的图。在中间节点中，虽然干 扰波2已经被除去，但干扰波1的一部分未被除去而残留。图9(c)是示出在中频低通滤波器IFLPF的输出节点观测的信号的频率和电力的 图。在输出节点中，干扰波1被完全除去，从输出节点输出的信号仅为所希望波。即，在中 间节点中，虽然干扰波1残留，但干扰波2被完全除去。而且，在输出节点中，干扰波1、干扰 波2均被完全除去，但所希望波残留。因此，从中间节点的电力减去输出节点的电力时，能 够确认输入到中频低通滤波器IFLPF的信号中是否包含干扰波1。如此在电力差检测部30 中，能够根据中频低通滤波器的中间节点和输出节点的电力可知中频低通滤波器IFLPF的 输入信号中是否包含干扰波1。AGC环路10在输入到中频低通滤波器IFLPF的信号中包含干扰波1时，由于中 频低通滤波器IFLPF的耐输入特性降低，因此AGC环路的收敛电力下降，中频低通滤波器 IFLPF未饱和。另一方面，输入到中频低通滤波器IFLPF的信号中不包含干扰波1时，由于中频低 通滤波器IFLPF的耐输入特性不降低，因此AGC环路的收敛电力上升，从而能够提高接收电 路100的输出信号的S/N比。其结果是，如图10所示，根据接收到干扰波1的情况和不含有干扰波1的情况而 改变AGC收敛电力，与干扰波为干扰波1还是干扰波2无关地，在任何情况下都能够切换 AGC收敛电力以使干扰波抑制比最大。此外，上述的实施例1的接收电路100能够在半导体基板上形成作为半导体集成 电路。[实施例2]
图11中示出实施例2的接收电路100A的框图。在图11的说明中，结构和功能都 与图1的接收电路100大致相同的模块由与图1相同的标号记载，省略详细的说明。实施 例2的接收电路100A在中频低通滤波器IFLPF的后级设置AD变换器ADCl和数字滤波器 DF。在实施例2中，通过有源滤波器即中频低通滤波器IFLPF和设置在其后级的数字滤波 器DF构成滤波器组20A。在实施例2中，数字滤波器DF、输出节点电力检测器DET3、电压差 检测部31A由数字电路构成。实施例2的基本的动作与实施例1相同。中频低通滤波器IFLPF的接收信号中包 含干扰波1时，中间节点电力检测器DET2的输出电压大于输出节点电力检测器DET3的输 出电压。因此，电压差检测部31A输出高电平，切换电路SW选择基准电压Vrefl。中频低通 滤波器IFLPF的接收信号中不包含干扰波1时，中间节点电力检测器DET2、输出节点电力检 测器DET3的输出电压大致相等，因此电压差检测部31A输出低电平，切换电路SW选择基准 电压Vref2。由于基准电压Vref2设定为比基准电压Vrefl高的电压，因此与选择基准电压 Vrefl时相比，AGC环路的收敛电力增加，S/N比上升，从而实现干扰波抑制比的提高。另外，在实施例2中，数字滤波器DF承担除去干扰波的作用的一部分，由于该数字 滤波器DF不是有源滤波器，因此不会产生耐输入特性的劣化。在滤波器组20A中，由有源 滤波器构成的模块仅为中频低通滤波器IFLPF。在实施例1中，检测干扰波1的存在的中频低通滤波器IFLPF、中间节点电力检测 器DET2、输出节点电力检测器DET3全部由模拟电路构成。因此，在半导体基板上形成接收 电路100作为集成电路时，会产生由半导体的制造不均引起的中频低通滤波器IFLPF的衰 减特性的不均、中间节点电力检测器DET2、输出节点电力检测器DET3的电力-电压变换特 性的不均。这表示干扰波1的检测电力范围变动，为了稳定地发挥的功能，而存在对各模拟 电路的要求特性过度的情况。相对于此在实施例2中，由于检测干扰波1的存在的模块中的输出节点电力检测 器DET3被数字化，因此能够减少半导体的制造不均的影响。而且，输入到输出节点电力检 测器DET3的信号通过数字滤波器DF，能够进行更正确的所希望波电力的检测。由于以上区 别，干扰波1的检测电力范围比实施例1更稳定。因此，能够更稳定地进行“与干扰波频率 对应的干扰波抑制比的提高”。而且，通过将输出节点电力检测器DET3数字化，能够削减布 局面积。此外，由于中频低通滤波器IFLPF的特性，根据上述实施例2的结构，即使是省略 了数字滤波器DF的结构也能实现同样的动作、效果。[实施例3]图12是实施例3的接收电路100B的框图。在实施例3中，以从图11所示的实施 例2进一步通过数字电路构成中间节点电力检测部DET2，并检测数字滤波器DF的中间节点 的电力的方式变更了连接。这种情况下，与实施例1、2相比，能够能平缓地设定中频低通滤 波器IFLPF的衰减特性。由于中频低通滤波器IFLPF的衰减特性平缓，因此在所希望波的 基础上，虽然进行了某种程度衰减，但干扰波1也出现在中频低通滤波器IFLPF输出中，从 而在数字滤波器DF的输入节点中残留有干扰波1的信息。由此，通过中间节点电力检测器 DET2、输出节点电力检测器DET3检测数字滤波器DF的中间节点和输出节点的电平，能够检 测由干扰波1的有无引起的中间节点与输出节点的电力的差异，能够实现与实施例1、2同 样的动作。此外根据数字滤波器DF的特性，即使在本实施例的结构中追加用于中间节点的电力检测和输出节点的电力检测的专用的数字滤波器，也能实现同样的动作、效果。根据实施例3，中频低通滤波器IFLPF由有源滤波器构成，但如上所述，能够将衰 减特性设定为比实施例1、2平缓。因此，中频低通滤波器IFLPF的截止频率附近的耐输入 特性的劣化少，能够较高地设定AGC收敛电力，IFPLF输出中的S/N比提高，实现接收机整 体的干扰波抑制比的提高。此外，由有源滤波器构成的中频低通滤波器IFLPF中不足的衰 减特性能够由数字滤波器DF弥补。另外，由于检测干扰波1的存在的模块全部被数字化，因此当在半导体基板上形 成接收电路100B作为半导体集成电路时，能够减少半导体的制造不均的影响，能够使干扰 波1的检测电力范围更稳定。而且通过利用数字信号处理电路实现中间节点电力检测部 DET2、输出节点电力检测部DET3，还能够削减布局面积。此外，在上述实施例1至3中，说明了有源滤波器为相对于所希望波的频率截止高 频干扰波的低通滤波器的情况，但有源滤波器为仅使特定的频率带宽通过的带通滤波器或 截止比所希望波低频率的信号的高通滤波器等，本发明仍有效，有源滤波器并不局限于低 通滤波器。另外，在实施例1至3中，在有源滤波器的前级设置频率变换器，将输入到有源滤 波器的频率变换成中频后输入到有源滤波器，但根据所希望波的频率带宽或接收电路的用 途，未必非要变换成中频，例如，也可以将AGC环路的输出信号直接向有源滤波器输入。以上，说明了实施例，但本发明并不仅局限于上述实施例的结构，当然也包含本发 明的范围内本领域技术人员能想到的各种变形、修正、尤其是公开的各要素的选择及不同 的组合方式。
权利要求
1.一种接收电路，其特征在于，具备 AGC环路；滤波器组，被设置在所述AGC环路的后级，包含有源滤波器；电力差检测部，通过检测所述滤波器组的中间节点与输出节点的电力差，检测是否存 在所希望波以外的接近所述所希望波的频率的干扰波；以及切换电路，在所述电力差检测部检测到所述干扰波时，向抑制所述AGC环路的收敛电 力的方向进行切换。
2.根据权利要求1所述的接收电路，其特征在于， 所述电力差检测部具备中间节点电力检测器，检测所述中间节点的电力并输出与其对应的电压； 输出节点电力检测器，检测所述输出节点的电力并输出与其对应的电压； 电压差检测部，求出所述中间节点电力检测器的输出电压与所述输出节点电力检测器 的输出电压的电压差，并生成所述切换电路的切换控制信号。
3.根据权利要求1所述的接收电路，其特征在于， 所述有源滤波器由多级级联连接而成。
4.根据权利要求1所述的接收电路，其特征在于，所述滤波器组还包含被设置在所述有源滤波器的后级的数字滤波器。
5.根据权利要求3所述的接收电路，其特征在于，所述中间节点和输出节点是所述有源滤波器的中间节点和输出节点。
6.根据权利要求4所述的接收电路，其特征在于，所述中间节点是所述有源滤波器的中间节点，所述输出节点是所述数字滤波器的输出 节点。
7.根据权利要求4所述的接收电路，其特征在于，所述中间节点和输出节点是所述数字滤波器的中间节点和输出节点。
8.根据权利要求2所述的接收电路，其特征在于， 所述有源滤波器由多级级联连接而成。
9.根据权利要求2所述的接收电路，其特征在于，所述滤波器组还包含被设置在所述有源滤波器的后级的数字滤波器。
10.根据权利要求3所述的接收电路，其特征在于，所述滤波器组还包含被设置在所述有源滤波器的后级的数字滤波器。
11.根据权利要求8所述的接收电路，其特征在于，所述中间节点和输出节点是所述有源滤波器的中间节点和输出节点。
12.根据权利要求9所述的接收电路，其特征在于，所述中间节点是所述有源滤波器的中间节点，所述输出节点是所述数字滤波器的输出 节点。
13.根据权利要求10所述的接收电路，其特征在于，所述中间节点和输出节点是所述数字滤波器的中间节点和输出节点。
14.根据权利要求1 13中任一项所述的接收电路，其特征在于， 所述有源滤波器是有源低通滤波器。
15.根据权利要求1 13中任一项所述的接收电路，其特征在于，在所述AGC环路的后级设置有将接收频率变换为中频的频率变换器，在所述滤波器组 上连接所述中频作为输入信号。
16.一种半导体装置，其特征在于，在半导体基板上形成有所述权利要求1 13中任一项所述的接收电路。
全文摘要
一种接收电路及半导体装置，无论是在接收到接近要接收的所希望波的频率的干扰波的情况下，还是在接收到离开要接收的所希望波的频率的干扰波的情况下，都能得到高干扰波抑制比。具备AGC环路；滤波器组，被设置在AGC环路的后级，包含有源滤波器；电力差检测部，通过检测滤波器组的中间节点与输出节点的电力差，检测是否存在所希望波以外的接近所希望波的频率的干扰波；以及切换电路，在电力差检测部检测到干扰波时，向抑制AGC环路的收敛电力的方向进行切换。
文档编号H04B1/16GK102045076SQ20101051033
公开日2011年5月4日 申请日期2010年10月14日 优先权日2009年10月14日
发明者松野典朗, 浦川辰也 申请人:瑞萨电子株式会社