专利名称：麦克风构件和用于运行这样的麦克风构件的方法
技术领域：
本发明涉及一种麦克风构件，包括微机械地实现的麦克风电容器；在声学上不活跃的补偿电容器；用于将高频的取样信号施加到麦克风电容器上以及用于将颠倒的取样信号施加到补偿电容器上的器件；积分运算放大器，它作为电荷放大器对通过麦克风电容器的电流和通过补偿电容器的电流的和求积分；用于积分运算放大器的输出信号的与取样信号同步化的解调器；以及低通滤波器，用以由解调器的输出信号获得与麦克风电容器的电容变化相应的麦克风输出信号。本发明另外涉及一种用于运行这样的麦克风构件的方法。
背景技术：
电容式MEMS (微电机系统)麦克风在极不同的应用领域中越来越获得重视。这基本上源于在制造成本非常低廉时这样的构件的小型化结构形式和集成其它功能的可能性。 信号处理部件的集成、例如滤波器和用于抑制噪声的部件以及用于产生数字麦克风信号的部件的集成是特别有利的。MEMS麦克风的另一个优点是它的高的温度稳定性，这例如允许在所谓的“回流-钎焊工艺”中构造该麦克风。麦克风电容器通常包括一个隔膜以及一个在声学上不活跃的静止的配对电极，该隔膜通过声压偏转并且作为活动电极起作用。该隔膜与配对电极之间的距离以及由此该麦克风电容器的电容也通过声压变化。数量级为aF的非常小的电容变化必须被转换成可利用的电信号。一种通常付诸实施的设计方案基于通过高欧姆的充电电阻以直流电压对麦克风电容器充电。该麦克风电容器的电容变化作为输出电压的波动被检测到，该输出电压通过阻抗变换器放大。在此阻抗变换器可以例如是JFET，它将麦克风的数量级为GOhm的高电阻转换成数量级为几百欧姆的比较低的输出电阻，而输出电压本身不改变。代替JFET也可以使用提供低的输出电阻的运算放大器电路。与JFET不同，在这里放大系数可以适配于相应的麦克风要求。该设计方案在很多方面被证实是有问题的数字的电路元件不能够无问题地与模拟的信号处理部件一起以CMOS技术实现， 因为在此出现电噪声，即所谓的Ι/f噪声。所需的低噪声的JFET技术不能够在标准的CMOS 工艺的范围中实现，而是需要比较昂贵的专用工艺。由于在麦克风电容器上施加的直流电压，在麦克风运行期间在隔膜与配对电极之间存在静电的吸引力。该静电的吸引力尤其在过载情况下是危急的，因为它有利于隔膜在配对电极上的附着，这导致麦克风功能的崩溃。为了使隔膜从配对电极脱开，麦克风电容器通常必须被完全放电。在实践中人们试图以机械措施，例如相对刚性的隔膜悬挂装置、隔膜与配对电极之间相对大的距离或者机械止挡，来避免这样的静电的崩塌。但是这些措施大多数对麦克风的灵敏度产生不利影响或者在制造技术上非常费劲。最后要提到的是，必须在麦克风电容器上施加数量级为10伏特及高于10伏特的比较高的直流电压，以便实现足够高的SNR(信噪比)。但是该数量级的充电电压通常要求在隔膜与配对电极之间的数量级为>>2μπι的比较大的距离或者非常刚性的隔膜结构， 以便一方面避免静电崩塌，另一方面为隔膜提供足够大的偏转范围。这样大的距离或者非常刚性的隔膜结构不允许无问题地以表面微机械的标准方法制造。此外在这样高的充电电压时在过载情况下随着隔膜与配对电极的接触不仅形成隔膜在配对电极上的附着而且形成接触表面的由电流引起的不可逆的熔接。在实践中人们试图借助绝缘层阻止这一点。但是绝缘层增加了制造方法的复杂性并且由此最终增加了这样的麦克风构件的成本。通过德语专利申请10 2009 000950.7 Al提出一种开头所述类型的麦克风构件， 它可以在比较低的电压水平上运行并且因此具有比较高的灵敏度和SNR。以MEMS麦克风为基础的设计方案规定，将高频的取样信号施加到麦克风电容器上并且将颠倒的取样信号施加到可调整的、但是在声学上不活跃的补偿电容器上。借助积分运算放大器对通过麦克风电容器的电流和通过补偿电容器的电流的和求积分。然后借助一个与取样信号同步化的解调器对运算放大器的输出信号解调。最后通过对经解调的信号的低通滤波获得与麦克风电容器的电容变化相应的麦克风信号。在DE 10 2009 000950.7 Al的情况下，高频的取样信号指的是具有1 1的脉冲间隔时间比的矩形电压形式的对称的时钟信号。可调整的补偿电容器用于补偿流过麦克风电容器且不是源于声波作用的电流。因此应当实现后面的电荷放大器的输入端在其零点电压附近工作。理想地，补偿电容器按照麦克风电容器的静态电容被调节。因为在补偿电容器上施加颠倒的时钟信号，而麦克风电容器被馈送以该时钟信号，所以运算放大器仅对通过麦克风电容器的电流的源于麦克风电容器的由声波引起的电容变化且由此源于对称偏差的分量求积分。然后允许由积分运算放大器的输出信号比较简单地、即通过同步化的解调和低通滤波获得再现电容变化的麦克风信号。该信号检测方式已经在高频时钟信号的低于2伏特的电压水平时提供可接受的灵敏度或足够高的SNR。这尤其也在过载情况下是有利的。也就是说在该数量级的电压时隔膜与配对电极之间的接触不导致接触表面的熔接，由此也不导致麦克风结构的损坏。因此，在这里可以消除电绝缘止挡形式的机械过载保护装置。此外，不仅麦克风构件的微机械结构而且其用于信号检测的电路技术部件能够简单地以MEMS技术或CMOS技术的标准工艺且由此成本非常低廉地产生。由于小的结构大小、比较高的灵敏度和低的制造成本，在DE 10 2009 000950.7 Al中描述的麦克风构件非常好地适合在以大批量制造的便携式设备、例如手机中使用。对于这样的应用，麦克风构件的电流消耗必须保持得尽可能低。在DE 10 2009 000950.7 Al 中描述的麦克风构件的占主导的耗电器是积分运算放大器，它作为低噪声的电荷放大器工作。
发明内容
通过本发明提出一种用于减少开头所述类型的微机械构件的电流消耗的设计方案，该设计方案既不会不利地影响麦克风性能也不会不利地影响麦克风特性。根据本发明的设计方案规定，作为高频的取样信号使用取样脉冲和间歇时间的周期序列。在间歇时间期间通过积分运算放大器的电流借助第一开关元件减小以及在需要时也减少通过另外的在间歇时间期间不需要的电路部件的电流。低通滤波器根据本发明具有 “取样和保持”特征，从而低通滤波器在间歇时间中以在先前的取样过程上在时间上取平均的方式分别存储积分运算放大器的输出信号。在数字的输出信号的情况下，在间歇时间期间简单地存储二进制的位值。因此，取样过程的时间变化过程相对于在DE 10 2009 000950. 7 Al中描述的工作变型这样地改进，即在真正的取样过程之间插入间歇时间。根据本发明在此利用了，要被麦克风构件检测的声学信号在低于约25kHz的频率范围内运动，而高频的时钟信号的取样率通常位于MHz范围内，例如> 500kHz。只要间歇时间这样地被选择，使得取样率是要检测的最高声波频率的至少双倍大小，则根据本发明的取样过程的改进不会不利地影响麦克风信号的质量。根据本发明另外发现，积分运算放大器仅在取样过程期间有助于产生麦克风信号，但是在间歇时间期间不是如此。因此，当运算放大器的输出信号以在每个取样过程上取平均的方式在各个接下来的间歇时间上被存储时，在间歇时间期间通过运算放大器的电流可以明显降低。这根据本发明通过后接的低通滤波器的“取样和保持”特征来保证。其它在间歇时间期间不必要的电路部件也可以被断开或者在电流消耗上被降低。因为积分运算放大器对于这里涉及的麦克风构件的电流消耗有重要贡献，所以总电流消耗可以通过根据本发明的取样过程的改进非常有效地降低。在一种特别省电的工作变型中，积分运算放大器在间歇时间期间完全被断开，即运算放大器的电流消耗在此被置为零。在根据本发明的麦克风构件的一种变型中，接在积分运算放大器后面的解调器包括至少一个第二开关元件，通过它在间歇时间期间中断在积分运算放大器与后接的低通滤波器之间的电连接。原则上存在用于实现根据本发明的麦克风电容的取样的不同可能性，不管这涉及间歇时间的持续时间还是涉及取样脉冲和间歇时间的序列，只要取样率有效地为要检测的声波频率的至少双倍大小即可。在一种有利的变型中，取样信号包括交替的正的和负的取样脉冲的周期序列， 在正的和负的取样脉冲后面分别接着一个确定的间歇时间。在该变型中，由DE 10 2009 000950. 7 Al已知的取样信号通过在单个取样脉冲之间插入确定的间歇时间被改进。由此不会在取样过程中引入新的附加频率，从而排除了源自取样过程中的多个频率或高阶混叠现象的干扰或副作用。在取样信号的该变型中，根据本发明的在间歇时间期间通过积分运算放大器的电流的减小与在前后相继的取样脉冲之间的Ι/f噪声信号的相关性的相应减小同时发生。在运算放大器被断开时该相关性完全丧失。这使Ι/f噪声的有效抑制变困难，Ι/f噪声也被称为“闪变噪声”并且明显反映在此处相关的频率范围内。因此，为了不丧失在单个取样过程之间的噪声相关性，在该取样实施方式中电荷放大器的运算放大器不被完全断开，而是在间歇中被提供最小的静态电流。取样信号的另一种有利的变形考虑到了该问题，该取样信号包括两个直接前后相继的极性相反的取样脉冲和一个确定的间歇时间的周期序列。在该变型中，Ι/f噪声分量的在两个直接前后相继的取样脉冲之间的噪声相关性得到维持，而与在间歇时间期间通过运算放大器的电流的减少程度无关。即便在间歇时间期间不维持噪声相关性，在这里也可以有效地抑制“闪变噪声”分量。但是在该情况下两个频率参与取样过程，即一个是取样脉冲的快速的重复频率(它例如位于500kHz或更高的数量级中)，另一个是缓慢的取样频率，即取样顺序的重复率(它大多位于50kHz的范围内)。与该取样频率相应地，低通滤波器在输出端必须被设计一个在其角频率上方的陡的下降特征，以便抑制取样脉冲本身或者取样过程在输出端上的串扰。此外通过在输入侧抑制高于最低取样频率的一半的麦克风信号来保证不可能出现混叠现象。在预给定的取样变型中，积分运算放大器的有效电流消耗的下降可以根据“占空因数”值r来确定，其中，r作为时间比被确定r =(取样脉冲1+取样脉冲2、/ (取样脉冲1+取样脉冲2+间歇)当积分运算放大器在间歇时间期间被断开时，平均电流消耗相对于在不降低通过运算放大器的电流时的工作变型以因子r减小。如已经说明，解调器后面的噪声由于该取样而增加，具体而言以因子1/Sqrt(r) 增加。信噪比SNR= S/N中的噪声电平N允许通过相应地提高麦克风信号电平S来补偿。 为此，例如可以简单地以因子l/sqrt(r)增加取样电压。另一种用于提高麦克风信号电平的可能性在于减小MEMS麦克风中的设计的间隙距离。麦克风信号的信号电平也可以通过减小间隙和提高取样电压的组合来提高。有利地，只要这些措施作为边界调节仅仅用于以给定的因子补偿由取样引起的噪声，出现麦克风结构的静电崩塌的风险就不增加。也就是说，作用在麦克风隔膜上的静电力与施加的电压的平方(即 Ι/r)以及与电压被有效施加的持续时间(即 r)成比例地确定。以1/Sqrt(r)提高的仅在时间比r中存在的电压的作用始终对应于时钟信号的作用，如在DE 10 2009 000 950.7 Al中描述的那样，它对于麦克风构件的功能是无问题的。在本发明的一种特别有利的实施方式中，补偿电容器自动地适配于麦克风电容器的静态电容。该调节例如基于解调器输出信号的直流电压分量，因为直流电压分量对应于在麦克风电容器与补偿电容器之间的近似静态的不对称性。直流电压分量允许非常简单地借助一个接在解调器后面的偏移过滤器求得。为了保证实际上仅有直流电压分量被滤出， 该偏移滤波器的上极限频率应当明显低于麦克风的下极限频率。补偿电容器现在被简单地调整，使得解调器输出信号的直流电压分量被最小化。此外可调整的补偿电容器例如可以以可转换的电容器组的形式实现。该电容器组可以包括可有选择地连接起来的电容值的二进制分配和/或相同电容值的列。代替补偿电容器的该变型，也可以通过电阻列或电压分配器调整补偿电容器上的颠倒的时钟信号的交流电压幅值。电压电平的变化通过改变经过补偿电容器的电流而与电容值的变化等效地起作用。因为数量级为Femt0-Farad的非常小的电容值的接通可以被证实是难于控制的，所以两种方法的组合是有利的。在此，通过接入的电容器实现粗调整并且通过电压电平的稍许改变实现精调整。有利地，补偿电容器的适配逐步地实现，以考虑系统的动态性。视使用的电容器组和/或电阻列的类型而定，可以使用不同的逼近策略。在电容器组或电阻组中通过相同电容值或电阻值的列提供了线性的逼近。二进制的检索算法允许简单地通过电容器组实现， 其电容值二进制地分配，即其前后相继的电容值实现2 1的比。有意义的是，补偿电容器在接通麦克风构件时被初始化(所谓的“复位至起动”)。在这种情况下，补偿电容器的自动适配在真正的麦克风工作之前在接通麦克风的供电电压之后的初始化阶段期间实现。在本发明的一种特别有利的扩展构型中，解调器的输出信号的直流电压偏移不仅在该初始化期间被检测，而且在真正的麦克风工作期间被检测，以便监控麦克风的工作能力并且及早地识别过载情况、尤其是麦克风电容器的电极的静电崩塌以及采取适当的应对措施。如果在过载情况下在活动的隔膜与固定的配对电极之间出现接触，则麦克风电容器变得非常大。在这时，直流电压偏移非常快地上升。隔膜由于静电关系通常保持附着在配对电极上。这样的过载情况在本发明的有利实施方式中借助直流电压偏移信号的升高或高度被检测到。为此该直流电压偏移被定期地与给定的最大极限值或“窗口区域”比较。如果直流电压偏移超过该最大极限值或“窗口区域”，则例如在一定的等待时间或测量时间之后自动地执行电复位，其中该麦克风电容器被放电，以使隔膜从配对电极上脱开并且重新建立麦克风功能。在本发明的该变型中，纯电路技术地实现了用于麦克风构件的过载保护方式。在此可以消除相应的机械措施，这总体上明显简化了用于根据本发明的构件的制造方法。直流电压分量的监控此外可以被用于在麦克风工作期间对补偿电容器的设定的再调节，例如以便抵消长时间漂移现象。为此，在本发明的一种有利的扩展构型中也在麦克风工作期间执行补偿电容器的自动适配，具体而言当直流电压偏移在较长的时间间隔上离开通过另一个极限值或窗口区域预给定的公差带时始终执行补偿电容器的自动适配。第二极限值选择得明显小于表征静电崩塌的最大极限值。这在下面根据本发明的实施例更详细地阐述。在本发明的一种特别有利的扩展构型中，经解调的信号的直流电压分量不仅被用于补偿电容器的适配和/或用于监控麦克风功能，而且被用于检测作用在麦克风构件上的加速度。在此利用了，原则上每个电容式麦克风结构也相对于加速度、例如重力加速度是敏感的。如果一个加速度垂直于麦克风隔膜作用，则该麦克风隔膜由于其质量和柔性的悬挂而偏转，这导致相应的电容变化。在此通常涉及静态的或至少非常低频的电容变化，它们在直流电压分量的信号变化过程中被反映。因此，根据本发明的设计方案允许在直流电压分量的信号变化过程的相应分析中实现对垂直于麦克风隔膜作用的加速度的检测，而为此不需要附加的传感器元件。因此，通过该设计方案不仅允许实现具有比较高的灵敏度和健壮性的成本非常有利的麦克风，而且此外提供在没有附加的传感器元件时检测内置装置的运动或简单地仅位置改变的可能性。根据本发明的构件可以例如在电话或PDA的范围中使用，用以识别该设备是否运动或者静止放在桌上，然后自动地在振动报警与铃声之间转换。 在电话应用的情况中，单个的操作动作、例如打开或关闭键锁或者接听或拒接来电，可以通过简单的姿态来初始化，例如通过围绕确定的轴线旋转该设备。如上所述，加速度信息由经解调的信号的非常低频的信号分量求得。例如< IOOHz 的低频的信号分量可以通过对解调器的输出信号的相应的另外的低通滤波来获得，但是它也可以借助简单的另外的低通滤波器从麦克风信号中分离出来，而可选的高通滤波器模拟经典麦克风在输出端上的特性。这样的高通滤波器是任选的，因为在用于麦克风的典型输入端电路中已经含有用于电容式去耦合的高通滤波器。合适的低通滤波器的技术实现可以在不同位置上进行。它可以例如集成在ASIC中，使得加速度允许通过另一个管脚截取。另一种可能性在于，低通滤波器在载体电路板上以离散部件的形式实现。此外，低通滤波器也可以集成在信号处理开关电路中，例如集成在移动电话的芯片组中。在数字麦克风信号的情况下，该低通滤波器最后也可以作为纯软件解决方案实现，这是特别有吸引力的，因为在此不需要附加的部件或电路改变。
如以上已经讨论过的，存在不同的可能性来以有利方式设计和改进本发明的教导。对此一方面参照排在独立权利要求后面的权利要求，另一方面参照根据附图对本发明实施例的以下描述。图1示出根据DE 10 2009 000950. 7 Al的麦克风构件的示意性电路图，图2示出根据本发明的麦克风构件的示意性电路图，图3示出在根据本发明的构件的初始化期间以及在接下来的麦克风工作期间直流电压偏移信号的在时间上的变化过程，图^、b分别示出用于根据本发明的构件的补偿电容器的实现可能性，以及图5示出在补偿电容器的二进制适配的情况下直流电压偏移信号的在时间上的变化过程。
具体实施例方式在DE 10 2009 000950. 7 Al中描述的构件以及根据本发明的构件的主要组成部
分是微机械的麦克风结构，该麦克风结构包括一个在声学上活跃的隔膜和一个固定的在声学上可透过的配对元件。该隔膜和配对元件构成麦克风电容器的可偏转的电极和固定的电极。在声波作用下，隔膜与配对电极之间的距离变化并且由此该麦克风电容器的电容也变化。在图1中所示的且在DE 10 2009 000950. 7 Al中描述的构件中，麦克风电容器1 为了检测电容变化而被加载一个高频时钟信号2形式的取样信号。通过麦克风电容器1的合成电流被输送给电荷放大器31的输入端。除了在声学上活跃的麦克风电容器1外，该构件还包括一个在声学上不活跃的可调整的补偿电容器7。通过该补偿电容器应当补偿在以高频时钟信号加载期间在静止状态中流过麦克风电容器1的电流。为此给可调整的补偿电容器7馈送颠倒的时钟信号2’。通过补偿电容器7的合成电流同样被输送给提到的电荷放大器31输入端。运算放大器31与电容器32 —起构成一个积分电荷放大器3，它对通过两个电容器 1和7的电流的和求积分。理想地，补偿电容器7被这样地调整，使得它的电容对应于麦克风电容器1的静态电容。在这种情况下，除源于麦克风电容器1的由声波引起的电容波动的偏差外，两个电流在麦克风电容器1的静止状态中极大程度地抵消。然后仅这些偏差借助积分运算放大器3 被求积分。为了由积分运算放大器3的输出信号获得再现麦克风电容器1的由声波引起的电容波动的麦克风信号，该输出信号被输送给一个与时钟信号2同步化的解调器4。然后可以由经解调的信号通过适当的低通滤波获得模拟的麦克风信号。例如通过附加使用 Sigma-Delta-转换也可以变换地直接获得与内置装置(手机、PDA等)的系统时钟同步化的数字麦克风信号。补偿电容器7在此被自动地调节，具体而言在接通麦克风构件的供电电压之后在麦克风构件的初始化或者说修正阶段期间。为此将解调器4的输出信号输送给低通滤波器 5，该低通滤波器的上极限频率应当明显低于麦克风的下极限频率。借助低通滤波器5求得经解调的信号的直流电压分量并且由此最后求得麦克风电容器1与补偿电容器7之间的静态非对称性。现在借助调节级6自动地这样改变补偿电容器7，使得直流电压分量最小化。 该调节的使用可以在时间上延迟地这样实现，即只有在一定的等待时间(在该等待时间内持久地存在不允许的偏差)之后调节器才被初始化。在此处要注意，直流电压偏移信号不一定必须直接由解调器4的输出信号获得， 而是也可以由后续的或者之前的处理级的输出信号获得，只要直流电压分量尚未被滤出即可。在图1中所示的麦克风构件中，在电荷放大器31的基准输入端前面设置有一个基准电容器装置33，它同样借助调节级6、即基于所监控的直流电压偏移信号被调节，以便实现尽可能好的相对于供电电压的噪声信号和干扰信号抑制。下面借助在图2中所示的根据本发明的麦克风构件的电路图尤其阐述与在DE 10 2009 000950.7 Al中描述的麦克风设计方案的区别。在图2中所示的麦克风构件也包括一个麦克风电容器11和一个在声学上不活跃的可调整的补偿电容器17。为了检测麦克风电容器的由声波引起的电容变化，该麦克风电容器被加载高频的取样信号121或122，而补偿电容器被馈送颠倒的取样信号。通过麦克风电容器11的合成电流以及通过补偿电容器17的合成电流被输送给积分运算放大器13的相应输入端，该积分运算放大器在电荷放大器的意义上对通过两个电容器11和17的电流的和求积分。如在图1中所示的麦克风构件的情况中那样，补偿电容器17尽可能被这样地调节，使得它的电容对应于麦克风电容器11的静态电容。在这种情况下，除源于麦克风电容器11的由声波引起的电容波动的偏差外，两个电流在静止状态中极大程度地抵消。然后仅这些偏差借助积分运算放大器13被求积分以及在动态的输出信号中合成。根据本发明，取样过程的时间变化过程相对于结合图1阐述的麦克风设计方案被改进。代替具有1 1的脉冲间隔时间比的矩形电压形式的高频的对称的时钟信号2、2’， 在电容器11和17上施加一个由取样脉冲和间歇时间的序列组成的取样信号。对称的时钟信号在这里也可以通过在各个取样脉冲或者取样顺序之间插入确定的间歇时间来改进。在图2中仅举例地示出两个这样地改进的具有极性相反的取样脉冲I和II的取样信号121 和122。在取样信号121的情况下，在取样脉冲I和II之间存在时间间歇III，而取样信号 122作为间歇时间III和取样顺序的周期性序列示出，该取样顺序由两个直接前后相继的取样脉冲I和II组成。在间歇时间III期间，通过积分运算放大器13的电流明显下降或者甚至被断开。 为此设置有第一开关元件10，它在此处所示的实施例中在间歇时间III期间将运算放大器 13与供电电压Vdd去耦合并且就此而言与取样信号121或122同步化。此外也可以在间歇时间期间断开其它不必要的电路部件。第一开关元件10此外与在积分运算放大器13的输出端上的第二开关元件20同步化。借助第二开关元件20使积分运算放大器13的输出端仅在真正的取样期间(即对于取样脉冲I和II)分别同步地与后接的低通滤波器开关电路 18连接。在间歇时间III期间该连接总是保持中断。该积分运算放大器13的输出信号以该方式与取样过程同步地被解调并且实现所谓的“取样和保持(sample-and-hold) ”特性。 低通滤波器开关电路18根据本发明具有“取样和保持”特性，使得它在间歇时间III期间尽管与积分运算放大器13的输出端电断开，但是在间歇时间III上存储由先前的取样过程得到的电压状态。在此处所示的实施例中，“取样和保持”低通滤波器以所谓的仪器用放大器的形式实现。但是本发明也包括具有等效的或更好的功能性的变换实施方式。因此也可以将一个具有一个或多个极点的高阶低通滤波器与“取样和保持”功能结合地使用。在数字的输出电路中，该数字的低通滤波器简单地将“计数器读数”在间歇期间作为位字缓存或者作为“位流”输出。如已经提到的，在取样信号121的情况下，分别在由DE 10 2009 000950. 7 Al已知的对称的时钟信号的各个取样脉冲I和II之间插入一个确定的间歇时间III。取样过程的取样率在此位于IOOkHz周围的范围内。因为取样过程不包括另外的频率，所以排除了由取样过程中的多个频率或高阶的混叠现象引起的干扰或副效应。但是在该简单的取样设计方案中，由于在间歇时间III期间在积分运算放大器13 中的电流降，取样时间I和II之间的1/f噪声信号的相关性降低。在电流断开的情况下， 该相关性甚至完全丧失。因此，在使用取样信号121时不能保证以原始程度对Ι/f噪声分量的有效抑制，该噪声分量明显反映在IOOkHz周围的相关频率范围内并且相对于在所有频率上均勻分布的热噪声占主导。即在取样设计方案的该变型中人们优选在间歇期间给运算放大器13供给> 0的最小静态电流，以便维持噪声相关性。取样信号122通过以下方式考虑了有效的噪声抑制的要求，即间歇时间III不是插入在单个取样脉冲之间，而是插入在由两个直接前后相继的极性相反的取样脉冲I和II 组成的取样顺序之间。在一个取样顺序的取样脉冲I和II之间存在Ι/f噪声的最大相关性，它在解调器中允许实现有效的噪声抑制，而与在单个取样顺序之间、即在间隙时间上是否维持噪声相关性无关。因此，在取样信号122的情况下在间歇时间期间通过积分运算放大器的电流在不考虑维持噪声相关性时极大程度地被减小或者甚至完全被断开。但是在该取样设计方案中两个频率参与取样过程，即取样顺序内的取样脉冲I和 II的快速的重复频率(其位于500kHz或更高的范围内)和取样顺序的缓慢的重复率(其在此在50kHz周围的范围内)。根据该低的取样频率必须在低通滤波器的输出端上设计一个在其角频率上方的陡的下降特性，以便抑制取样脉冲本身或者取样过程在输出端上的串扰。此外通过在输入端侧抑制高于25kHz (即最低的取样频率的一半)的麦克风信号保证不可能出现混叠现象。在数字输出端(在此所有的内部时钟信号与内置装置的系统时钟同步地运行)中，对低通滤波器中的时钟的抑制要求被去锐度。在取样信号122的情况下，积分运算放大器13的有效电流消耗以直至一个因子r 地下降，其中，r=脉冲(I+II)/周期持续时间(I+II+III)表示取样脉冲与周期的关系。当积分运算放大器在间歇时间III期间被断开时，达到最大电流降。如在这里说明的实施例中，在r = 0. 1时，这对应于相对在DE 10 2009 000950. 7 Al中描述的工作变型节省90%的电流。但是解调器后面的噪声由于根据本发明的以因子1/Sqrt(r)的取样而增加。为了补偿该噪声以及获得与先前(如在DE 10 2009 000950. 7 Al中描述的工作变型中)一样的信噪比，可以简单地以因子l/sqrt(r)增加取样电压或者相应地降低在麦克风隔膜与背板之间的距离或者执行者两个措施的组合，以使根据本发明的麦克风构件的灵敏度S同样以该因子l/sqrt(r)上升。通过这些措施对麦克风结构的隔膜产生的影响相互抵消，因为隔膜上的有效力与施加的电压的平方(即 Ι/r)和施加电压的持续时间(即 r)成比例地确定。因此，麦克风结构的静电崩塌的风险也保持不变。在DE 10 2009 000950. 7 Al中描述的取样设计方案和根据本发明改进的取样设计方案的以上对比表明，这里涉及的麦克风构件的电流消耗可以通过根据本发明的措施显著地降低，而对性能和麦克风行为没有负面影响。接下来结合在图3中所示的直流电压偏移信号U0ffset的时间变化过程阐述对根据本发明的构件的补偿电容器的适配和调节以及对根据本发明的构件的麦克风功能的监控。在这里所述的实施例中，根据本发明的构件的补偿电容器在该构件的“加电”之后的初始化期间第一次被调整。这逐步地实现，其中，线性地逼近麦克风电容器的静态电容。 为此，解调器的输出信号的直流电压分量被连续地或者至少定期地监控或者通过补偿电容器的相应的电容变化被连续地最小化。该措施导致直至时间点tl的阶梯的信号变化过程。 对于时间点tl，麦克风构件的初始化阶段和补偿电容器的对于该运行阶段的首次调整也结束O从时间点tl开始，直流电压分量被用于监控该构件的麦克风功能。只要直流电压分量在通过极限值UT预给定的围绕零线的公差带内部运动，如在11与t2之间的时间间隔中，麦克风功能满足所追求的质量标准。在这里所述的实施例中，该公差带覆盖经解调的信号的电压范围的约10%。显然，该公差带的位置和宽度也可以不同地选择，其中首先要考虑麦克风和电路特性。对于时间点t2，直流电压偏移信号从公差带移出，其方式是直流电压偏移低于下极限值UT。这即时地或在经过一个等待时间(其中偏移信号持久地位于极限值外部)之后触发补偿电容器的自动再调节。补偿电容器的电容现在这样地被改变，使得直流电压偏移重新运动到预给定的公差带内部。该第二次适配同样以均勻的步骤实现，这反映在t2与 t3之间的阶梯的信号变化过程中。对于时间点t4，直流电压偏移强烈增加并且在此不仅超过极限值UT而且超过预给定的最大极限值Umax。在这里所述的实施例中，最大极限值Umax限定围绕零线的电压范围，其覆盖经解调的信号的电压范围的约30%。最大的电压范围也可以视使用方式和构件特性选择得不同。该信号变化过程可能在一定的等待时间之后被解释为麦克风电容器的静电崩塌， 其中隔膜与配对电极出现碰撞接触并且保持静电地相互附着。在这种情况下必要时在经过一个等待时间之后(在该等待时间内检查该状态是否持久地延续)一个电复位被初始化， 在该电复位时麦克风电容器被放电，以使隔膜与配对电极脱开。为此例如可以设置一个自己的开关装置。只有在一定的另外的等待时间之后，对于时间点t5，麦克风功能被重新接受。然后也进行补偿电容器的重新适配，以便重新使直流电压偏移最小化并且保持在预给定的公差带。直流电压偏移信号的在图3中所示的变化过程因此显示出补偿电容器在麦克风的起动阶段期间首次被这样调整，使得直流电压偏移被最下化。在麦克风工作期间，直流电压偏移在预给定的公差带内运动，该公差带表征麦克风的正常工作。这例如借助用于监控许可的工作窗口的比较器，即所谓的“窗口比较器”，连续地或也仅定期不时地继续监控。只要直流电压偏移在预给定的公差带内运动，则不涉及用于影响麦克风功能的修正措施。仅在很少的情况下，例如由于长时间漂移现象，该直流电压偏移缓慢地从公差带运动出来。然后在一定时间(在该时间内持久地检测到该偏差)之后，补偿电容器被自动地再调节，以便重新使直流电压偏移最小化或者被限制在预给定的公差带。在已经导致麦克风功能的失效的过载情况下，直流电压偏移强烈地变化并且在此超过明显位于公差带外部的预给定的最大极限值。在这样的情况下，同样在一个等待时间(在该等待时间期间该极限保持被超过) 之后执行复位，在该复位时麦克风电容器被完全放电。只有在确定的等待时间之后，当保证隔膜重新已经与麦克风电容器的配对电极脱开时，麦克风工作才被重新接受。然后也如在麦克风的第一次起动阶段中那样调整补偿电容器，以使直流电压偏移最小化。在图如和4b中示出用于一个可调整的补偿电容器的两种实现可能性。在两种情况下，该补偿电容器指的是可转换的电容器组。图如的电容器组71包括电容值(即C、 C/2、C/4、…)的二进制分配，它们可通过模拟开关73有选择地接通，而图4b的电容器组包括相同电容的列，这些电容同样可有选择地接通。在两种情况下，模拟开关通过二进制的解码器74控制。如已经描述的，补偿电容器的适配大多都逐步地实现。在线性的逼近方法的情况下，如在图3的情况中使用的那样，在一个预给定的电容值时开始迭代，该电容值对应于二进制解码器的确定的数字计数器读数。在此它可以是补偿电容器装置的最大可能的电容或者可实现的最小电容。但是例如也可以选择在它们之间的基于估计的电容值。视直流电压偏移是否已经由于实行的补偿电容器调整而增大或减小而定，二进制解码器的计数器读数增加一或者减少一，这导致相应的电容增加或减小。该步骤一直重复，直到直流电压偏移最小化或者至少在预给定的公差带内运动。在该情况下对于7位解码器需要最高1 个迭代步骤。图5表明用于适配补偿电容器的二进制逼近方法。在该情况下，迭代按照解码器控制字以比特方式进行。在这里说明的实施例中，在迭代开始时控制字的所有位被置为零， 这对应于可通过补偿电容器装置实现的最小电容。该电容现在通过第一位的设置而增加。 然后将直流电压偏移与零线比较，以判定接通的电容是否过大或者不够大到实现优化的适配。如果电容器过大，则将它重新断开并且将相应的位重新置为零。在另一种情况下，所接通的电容被保持。同样通过解码器控制字的后面的位进行处理。图5示出对于解码器控制字的前七位的直流电压偏移的变化过程，这对应于7个迭代步骤。在这里说明的算法相对非对称性非常稳定，该非对称性典型地在集成开关电路中的电容时出现。此外，二进制的逼近与线性的逼近相比需要明显的迭代步骤更少数量，但是覆盖的电容范围更大。
权利要求
1.麦克风构件，包括微机械地实现的麦克风电容器(11)， 在声学上不活跃的补偿电容器(17)，用于将高频的取样信号施加到麦克风电容器(11)上以及用于将颠倒的取样信号施加到补偿电容器(17)上的器件，积分运算放大器(13)，它对通过麦克风电容器(11)的电流和通过补偿电容器(17)的电流的和求积分，用于积分运算放大器(1 的输出信号的与取样信号同步化的解调器，以及低通滤波器(18)，用以由解调器的输出信号获得与麦克风电容器(11)的电容变化相应的麦克风信号； 其特征在于，取样信号(121 ；122)由取样脉冲和间歇时间的周期序列组成， 设有至少一个第一开关元件(10)，通过它减少在间歇时间期间通过积分运算放大器 (13)的电流，以及低通滤波器(18)具有“取样和保持”特征，从而低通滤波器(18)在间歇时间中以在先前的取样过程上取平均的方式分别存储积分运算放大器(1 的输出信号。
2.根据权利要求1所述的麦克风构件，其特征在于，设有另外的电路元件，用以在间歇时间期间断开另外的电路部件。
3.根据权利要求1或2所述的麦克风构件，其特征在于，解调器包括至少一个第二开关元件(20)，通过它在间歇时间期间中断在积分运算放大器(1 与后接的低通滤波器(18) 之间的电连接。
4.根据权利要求1至3之一所述的麦克风构件，其特征在于，补偿电容器(17)是可调整的，并且设有用于使补偿电容器(17)自动地适配于麦克风电容器的静态电容的器件，该器件包括偏移滤波器，通过它求得解调器输出信号的近似静态的分量， 用于监控和分析近似静态的分量以及用于使调节过程初始化的器件，以及用于调节补偿电容器的调节部件，使得解调器输出信号的直流电压分量最小化。
5.根据权利要求4所述的麦克风构件，其特征在于，偏移滤波器的上极限频率明显小于麦克风的下极限频率。
6.根据权利要求4或5所述的麦克风构件，其特征在于，用于监控和分析直流电压分量的器件包括至少一个窗口比较器，通过它监控直流电压分量是否至少在很大程度上在预给定的极限内部运动。
7.根据权利要求6所述的麦克风构件，其特征在于，调节部件包括用于使电复位初始化的器件。
8.根据权利要求4至7之一所述的麦克风构件，其特征在于，可调整的补偿电容器以可转换的电容器组的形式在必要时与可转换的电阻列结合地实现。
9.根据权利要求4至8之一所述的麦克风构件，其特征在于，在积分运算放大器的基准输入端前面连接至少一个用于抑制噪声和干扰信号的可调节的基准电容器，所述基准电容器与补偿电容器一起被调节。
10.根据权利要求1至9之一所述的麦克风构件，其特征在于，输出信号以数字形式被输出。
11.用于运行具有微机械地实现的麦克风电容器(11)和在声学上不活跃的补偿电容器(17)的麦克风构件的方法，其中，将高频的取样信号施加到麦克风电容器(11)上以及将颠倒的取样信号施加到补偿电容器(17)上，借助积分运算放大器(1 对通过麦克风电容器(11)的电流和通过补偿电容器(17) 的电流的和求积分，以及借助与取样信号同步化的解调器对积分运算放大器(1 的输出信号解调，并且通过对经解调的信号的低通滤波获得与麦克风电容器(11)的电容变化相应的麦克风信号；其特征在于，取样信号(121;122)由取样脉冲和间歇时间的周期序列组成，减少在间歇时间期间通过积分运算放大器(1 的电流，在间歇时间期间中断在积分运算放大器(1 与后接的低通滤波器(18)之间的电连接，以及低通滤波器(18)在间歇时间中以在先前的取样过程上取平均的方式分别存储积分运算放大器(13)的输出信号。
12.根据权利要求11所述的方法，其特征在于，在间歇时间期间断开积分运算放大器 (13)。
13.根据权利要求11或12所述的方法，其特征在于，在间歇时间期间断开另外的电路部件。
14.根据权利要求11至13之一所述的方法，其特征在于，取样信号(121)包括交替的正的和负的取样脉冲的序列，在正的和负的取样脉冲后面分别接着一个确定的间歇时间。
15.根据权利要求11至14之一所述的方法，其特征在于，取样信号(12 包括两个极性相反的取样脉冲的序列，在所述两个极性相反的取样脉冲后面接着一个确定的间歇时间。
16.根据权利要求11至15之一所述的方法，其特征在于，取样脉冲电压提高这么多，使得由取样引起的噪声电平N的升高通过在信噪比SNR = S/N中的信号电平S的升高至少部分地被补偿。
17.根据权利要求11至16之一所述的方法，其中，补偿电容器是可调整的，其特征在于，补偿电容器逐步地、线性地和/或以二进制的搜索算法被适配。
18.根据权利要求17所述的方法，其特征在于，在麦克风构件的初始化期间实现补偿电容器与麦克风电容器的静态电容的自动适配。
19.根据权利要求11至18之一所述的方法，其特征在于，在麦克风工作期间定期地、周期地或连续地监控经解调的信号的直流电压分量。
20.根据权利要求19所述的方法，其特征在于，当直流电压分量在预给定的时间间隔上超过预给定的最大极限值Umax时，电复位被初始化，在该电复位中麦克风电容器被完全放电。
21.根据权利要求17至20之一所述的方法，其特征在于，当直流电压分量在预给定的时间间隔上离开通过另一个极限值(UT)预给定的公差带时，进行补偿电容器的自动适配。
22.根据权利要求16至18之一所述的方法，其特征在于，通过对经解调的信号的直流电压分量的分析来检测垂直于麦克风电容器的隔膜作用的加速度。
23.根据权利要求11至22之一所述的方法，其特征在于，麦克风构件的输出信号作为数字信号、尤其是作为位流(Sigma-Delta)或者PWM(脉宽调制信号)与内置装置的系统时钟同步地被输出。
全文摘要
通过本发明提出一种用于减小麦克风构件的电流消耗的不损害性能的解决方案，该麦克风构件包括微机械地实现的麦克风电容器(11)；在声学上不活跃的补偿电容器(17)；用于将高频的取样信号施加到麦克风电容器(11)上以及用于将颠倒的取样信号施加到补偿电容器(17)上的器件；积分运算放大器(13)，它作为电荷放大器对通过麦克风电容器(11)的电流和通过补偿电容器(17)的电流的和求积分；用于积分运算放大器(13)的输出信号的与取样信号同步化的解调器；以及低通滤波器(18)，用以由解调器的输出信号获得与麦克风电容器(11)的电容变化相应的麦克风信号。根据本发明，取样信号(121；122)由取样脉冲和间歇时间的周期序列组成。此外设有至少一个第一开关元件(10)，通过它减少在间歇时间期间通过积分运算放大器(13)的电流。低通滤波器(18)具有“取样和保持”特征，从而低通滤波器(18)在间歇时间中以在先前的取样过程上取平均的方式分别存储积分运算放大器(13)的输出信号。
文档编号H04R19/01GK102301741SQ201080006405
公开日2011年12月28日 申请日期2010年1月15日 优先权日2009年2月2日
发明者F·拉埃默尔, T·布克 申请人:罗伯特·博世有限公司