专利名称：自适应插值的信道估算的制作方法
技术领域：
本申请涉及通过导频符号估算信道的数字通信。特别是，涉及希望避免或减少高阶插值滤波器的情况，这是因为这种滤波器需要存储器以及复杂。本申请还涉及期望通过低复杂性方法估算信道相关函数的情况。
背景技术：
在无线通信中，待通信的数据通常经由其特征随时间和频率改变的信道发射。也就是说，信道的振幅和相位从一个符号到下一个符号以及从一个频率到下一个频率改变。两个符号之间的信号变化在时间上有多大基本上取决于两件事情，即，符号周期和实际信道变化有多快；但是两个频率之间的信道变化有多大，则取决于频率相距有多远以及信道如何选择频率。估算变动信道的一般方式是，在发射序列中插值已知符号，即所谓导频符号。诸导频符号可以作为单符号分配，或者可以被集聚在一起，形成符号的短序列。在基于正交频分复用(OFDM)的系统中，在某些不同载波上发射离散导频符号以帮助信道估算是一般作法。这是例如数字视频广播(DVB)的情况，其中基本上12个发射符号中的一个为导频。在DVB中，仅仅在每第三载波发射导频，并且在这些载波上，每第四个符号是导频。当确定导频在时间和频率上应当多么接近时的设计目的之一是，不使用过多导频就得到良好性能。也就是，应当有足够的导频，以便使信道估算具有合理的复杂性，并仅仅造成少量性能损失，并且不会因发射不必要的许多导频而浪费带宽。导频按时间的布置基本上由奈奎斯特采样理论确定，该理论暗示必需以最高多普勒频率的至少两倍的频率采样信道，以避免混叠。例如，如果多普勒频率是50Hz，则必需以IOOHz的采样频率fs采样信道，即，必需每IOms必需存在一个导频符号。如果符号周期是1ms，则意味着每10个符号必须有一个导频，以避免混叠。正如奈奎斯特采样理论所述，在时间上存在可以处理的涉及采样频率的最大频率，存在频率方向的模拟结果，该理论表明，存在可以处理的涉及采样之间频差fdist的信道脉冲响应的最大持续时间。这被描述在F. Claessen等人的“适于移动通信的OFDM系统的信道估算单兀” (ITG Conf. on Mobile Radio, Neu-ULm, Germany (Sept. 1995)) —文中。如果信道脉冲响应的持续时间被表示为Tm，则Tm必需不超过l/fdist，以免混叠。在插值的信道估算环境中，采样点对应于已经进行信道估算的导频或者载波。US专利申请公开US2003/0012308 (H. Sampath等人的)还描述了通过接收嵌入在数据符号中的训练符号的信道估算，以及通过插值训练信道响应生成数据符号的数据信道响应的自适应插值器。根据该公开，可根据估算延迟扩展适应信道估算。无线系统中信道估算的不同方面，包括OFDM和DVB系统，在以下文件中描述授权给Mostafa等人的美国专利US6381290 ;授权给Y. ikeda等人的US6449245 ;授权给 T. Onizawa等人的US6608863 ；国际专利申请W002/23840 (R. Weber);欧洲专利申请公开EP1296473 (G. Li等人)；K. Ramusubramanian等人的“具有固有延迟扩展估算的OFDM定时恢复方案”，IEEE GLOBECOM'Ol, vol. 5, pp. 3111-3115 (2001) ;A. A. Hutter 等人的“移动 OFDM 系统的信道估算”，Proc. IEEE Vehicular TCechnologyonf, vol. I, pp. 305-309,Amsterdam, Netherlands (Sept. 1999);以及3.丫 park等人的“时变多径瑞利衰落信道下的OFDM系统的导频符号安排的性能分析”，IECE Trans, on Communication, vol. E84-B,pp.36-45(Jan. 2001)。当执行信道估算的插值时，原则上可以使用二维滤波器，即同时操作在时间和频率，以得到最佳性能。然而，实际中更一般的是，通过改用时间或者频率操作的一维滤波器，降低复杂性。作为选择，可以在两步处理中使用两个滤波器，一个用于时间插值，一个用于频率插值。当使用两步方案时，时间与频率插值之间的次序是设计选择的实质。一旦已经决定按照某个顺序(也就是，先时间后频率)执行信道估算，就可以彼此独立地选择滤波器。尽管在理论上，只要在时间方向履行奈奎斯特判据和保持频率方向的相应要求，就能够估算信道，但是需要不可实现的理想插值滤波器。因此，诸多导频在时间和频率上位于比理论需要更接近的地方，以便允需实际插值滤波器的使用。
对于时间插值，将会看到，如果导频定位于使合理复杂性的插值滤波器适合于多普勒频率(即50Hz)的位置，则当实际多普勒频率更小时，将会制造更简单的滤波器。也就是说，如果很少经历最大多普勒频率，则更简单滤波器在大多数时间将是足够的，并且通过使用足够好的(但不是最好的)滤波器，可以降低功率消耗。较少复杂的滤波器意味更少操作，还意味着可以降低功率消耗，并且在接收机内执行计算的可用资源可以用于另外事情。如下面将更详细讨论的那样，时间操作的更复杂插值滤波器通常还意味着更多缓存。其原因是，插值滤波器通常是对称的，所以如果使用阶10滤波器，则该滤波器必需缓存具有对应于5个导频的缓存器数据，以便执行插值。如果此类复杂的插值滤波器仅仅对于甚最高多普勒频率是需要的，则它暗示在大多数情况中，可以使用更少缓存。当执行频率插值时,如果Tm = I微秒(μ s),则fdist = IMHz足以,但是如果Tm =IOOysJUfdist必需降低到10kHz。另外，如果通过使用相当复杂的插值滤波器使导频处理Tm = 100 μ s的情况，则在Tni = I μ s时可以使用相当不复杂的滤波器。此外，少量复杂滤波器意味着更少操作，还意味着可以降低功率消耗，在接收机中执行计算的可用资源可以用于其它事情。当副载波的数量大时，存在问题的一个特定情况出现在基于OFDM的系统中，类似于DVB的示例。由于副载波数量大的事实，因此符号周期也将是大的，这意味着如果用作导频的符号部分保持相同，则在时间上导频将相隔更远，插值变得更难，从而需要更复杂的滤波器。进而，由于副载波数量大，每个OFDM必需缓存的数据量也将是很大的。事实上，在考虑DVB的某些情况下，甚至已经表明由与缓存原因，只有线性插值才是可行的。因此，需要使用根据信道条件适当调整的插值滤波器执行信道估算。特别是，对于时间插值，存在可以要求最大缓存的滤波器的需要。
发明内容
存在不使用不必要复杂插值滤波器就可以实现良好的信道估算的需要。通过使用为实际信道条件特制的插值滤波器，而不使用理想插值滤波器的近似，可以充分降低复杂性，还可以降低功率消耗。此外，还可以通过允许插值滤波器是非对称的，可以最小化执行插值所需的存储器，从而导致较少成本的插值。根据一个方面，接收机中信号的自适应插值滤波的方法包括确定信道的至少一个相关函数参数，以及根据相关函数参数确定滤波器配置。随后利用已确定的滤波器配置对信号执行插值滤波。根据另一方面，接收机中信号的自适应插值滤波的设备包括确定信道的至少一个相关函数参数的逻辑；根据相关函数参数确定滤波器配置的逻辑；以及利用已确定的滤波器配置对信号执行插值滤波的逻辑。可以在时间方向执行插值，其中多普勒频移可以充当相关函数参数，或者在频率方向执行插值，其中均方根(rms)延迟扩展可以充当相关函数参数，或者这两者。根据另一方面，信噪比可以被随意确定，并用来确定滤波器配置。作为选择，可以
使用低于它的信号不能被处理的预定阈值信噪比。根据另一个方面，滤波器配置可以实时确定，或者从具有不同复杂性的多个预定配置之一选出。
通过阅读结合附图的说明，将会理解本发明的若干特征、目的和优点。图I显示了一种通信系统，包括本发明的可以实施自适应插值得通信单元；图2 显示了为 fD = 10、20、40、60、80、100和 120Hz 以及 C/N = 40dB 而设计的，具有M = 4的插值滤波器的振幅函数；图3显示了为SNR = 5、10、20、30和40dB以及fD = 60Hz而设计的，具有M = 4的
插值滤波器的振幅函数；图4显示了作为多普勒频率和C/N = 20dB的函数的某些不同维纳(Wiener)滤波器的性能损失；图5显示了作为用于C/N = 20dB的多普勒频率的函数的不同维纳滤波器的额外损失;图6显示了作为用于C/N = 20dB的多普勒频率的函数的不同维纳滤波器的额外损失;图7显示了作为用于C/N = 20dB的多普勒频率的函数的不同维纳滤波器的额外损失;图8显示了作为用于C/N = 20dB的多普勒频率的函数的不同维纳滤波器的额外损失;图9显示了作为用于C/N = 20dB的多普勒频率的函数的不同维纳滤波器的额外损失;图10显示了作为fD的函数的SNR，用于为fD的80%和C/N = 20dB而设计的不同维纳滤波器；图11显示了作为fD的函数的SNR，用于为fD的120%和C/N = 20dB而设计的不同维纳滤波器；图12显示了具有延迟=O和C/N = 20dB的作为多普勒频率的函数的不同非对称维纳滤波器的性能损失；
图13显示了具有延迟=I和C/N = 20dB的作为多普勒频率的函数的不同非对称维纳滤波器的性能损失；图14显示了具有延迟=2和C/N = 20dB的作为多普勒频率的函数的不同非对称维纳滤波器的性能损失；图15显示了具有延迟=3和C/N = 20dB的作为多普勒频率的函数的不同非对称维纳滤波器的性能损失；图16显示了具有C/N = 20dB的作为额外延迟的函数的M = 4的不同复合维纳滤波器的性能损失；图17显示了具有C/N = 20dB的作为额外延迟的函数的M = 4的额外损失；图18是显示根据一个方面的自适应插值滤波器的设备的方框图；
图19是显示根据另一方面的自适应插值滤波器的设备的方框图；图20是根据一个方面的自适应插值滤波的方法的流程图；图21是根据另一方面的确定和使用信噪比的自适应插值滤波的方法的流程图；图22是根据另一方面的使用二维滤波器的自适应插值滤波的方法的流程图；图23是根据另一方面的连续使用两个一维滤波器的自适应插值滤波的方法的流程图；图24是在时间和频率上显式OFDM载波的曲线图。
具体实施例方式为了便于理解所公开的方法和设备，该说明书基于其数据非常类似于DVB-T中的参数的实例，欧洲电信标准研究所(ETSI)EN 300744V. I. 4. I (Jan. 2001)数字电视广播(DVB)公布的陆地数字电视广播的标准；数字陆地电视的成帧结构，信道编码和调制。具体地，假设符号速率&为IK符号/秒，不同载波之间的距离为1kHz，对于时间插值，每第四个符号是导频，并且在时间方向执行插值之后，每第三载波是导频。此外，设C/N代表载噪比或载干比，设fD代表(最大)多普勒频移，以及设Tm代表(最大)延迟扩展。显而，本发明不限于DVB或这种参数，而是可应用于宽泛的通信系统。在单载波系统的情况中，通过利用上述导频，可以用时间插值估算信道。对于类似DVB-T的多载波系统，通常通过首先执行时间插值(就像用于单载波系统)再执行频率插值，为所有载波估算信道。作为选择，也可以首先执行频率插值再执行时间插值，估算信道。如果只涉及时间插值，则本发明可适用单载波和多载波系统，但是如上所述，使用本发明产生了多载波系统所需的缓存方面的更大增益，其中该多载波系统的载波数大于1000。一般来说，插值滤波器的目的是尽可能精确地重建在采样点之间的信号。当按频率执行插值滤波时，导频所在的诸频率之间的频率上的载波振幅和相位被估算。更一般地说，当插值滤波器用于信道估算时，导频符号之间的信道被尽可能精确估算。因而，信道估算的问题密切涉及合适的插值滤波器的设计。在开始说明本申请的插值滤波器的细节之前，先根据US6381290描述可以使用的这种滤波器的通信系统，文件US6381290已在上提及并在此引用以资参考。如图I所述，发射机14向通信单元20广播包括导频和其它符号的信号16。通信单元20将所接收的导频符号与已知符号进行比较，并确定校正导频的信号降级的适当因子。这些因子随后用来通过适当插值确定用于所有符号的适当校正因子。通常，通信单元20包括接收机24和存储关于导频符号的信息的存储器28，并如下所述，还包括多个插值滤波器。通信单元20还包括适当处理器40，该处理器使用插值滤波器函数根据接收的导频进行插值，并且由解调器50根据插值信道估算解调适当接收的符号，所述解调器50在输出54提供输出信号。解调器50可以是处理器的一部分，或者由处理器40实现，如虚线40a所示由处理器解调，或者解码器可以与处理器分离。人们将会明白，数据符号通常通过纠错编码和检错编码的某组合来保护，单元20包括处理这种编码的适当装置和/或程序。如下所述，存储在存储器28中的插值滤波器的信息可以包括使处理器40把预期滤波应用于已接收符号的适当程序步骤，数学表达、算法等。特定情况中选择的信息可以依赖于发射机和通信单元的相对速度，因而，单元20还包括用于确定这种条件的适当传感器60。依赖于发射机和通信单元的相对速度的多普勒扩展，可以使用例如水平交叉速率方法和/或零交叉速率方法来估算。平面交叉速率方法在给定时间间隔期间，考虑信道响应的绝对值并计数次数，绝对值交叉给定平面。零交叉速率方法在给定时间间隔，考虑信道响应的实部或虚部并计数次数，实部或虚部交叉零。此外，本领域一般技术人员将会理解，开发维纳滤波器的算法记述在W. Kuo等人的“衰落和频率不确定性的导频符号辅助突发方式通信”，Int'I .I. of WirelessInformation Networks, vol. I, no. 4,pp.239-252(1994)。现在回到用于合适插值滤波器的申请人的设计，一个方案是基于时间和频率的理想插值滤波器的信道估算。在时间方向，由下式给出理想滤波器
权利要求
1.一种在接收机中自适应插值滤波信号的方法，包括 把信道的一个相关函数参数确定为最大延迟扩展和均方根延迟扩展之一，所述之一是根据信道轮廓的形状的估算被选择的； 根据相关函数参数确定滤波器配置；以及 利用已确定的滤波器配置对信号执行频率插值滤波。
2.根据权利要求I所述的方法，包括 确定与该信号相关的信噪比；和 根据相关函数参数和信噪比，确定滤波器配置。
3.根据权利要求I所述的方法，其中确定滤波器配置包括以关联于信号的预定阈值信噪比为基础进行确定，低于该预定阈值信噪比的信号不能被处理。
4.根据权利要求I所述方法，其中，确定滤波器配置包括，选择具有不同复杂性的多个预定配置之一。
5.根据权利要求4所述的方法，其中 多个预定配置之每个对应于最大延迟扩展和均方根延迟扩展中选择的一个； 所选预定配置的复杂性随着延迟扩展增加而增加。
6.根据权利要求I所述的方法，其中，执行插值滤波包括频率和时间的二维插值。
7.根据权利要求I所述的方法，其中，信号是正交频分复用(OFDM)信号。
8.根据权利要求I所述的方法，其中，信号是数字视频广播(DVB)信号。
9.一种在接收机中自适应插值滤波信号的设备，包括 把信道的一个相关函数参数确定为最大延迟扩展和均方根延迟扩展之一的逻辑单元，所述之一是根据信道轮廓的形状的估算被选择的； 根据相关函数参数确定滤波器配置的逻辑单元；以及 利用已确定的滤波器配置对信号执行频率插值滤波的逻辑单元。
10.根据权利要求9所述的设备，包括 确定与该信号相关的信噪比的逻辑单元；和 根据相关函数参数和信噪比，确定滤波器配置的逻辑单元。
11.根据权利要求9所述的设备，其中确定滤波器配置的逻辑单元以关联于信号的预定阈值信噪比为基础进行确定，低于该预定阈值信噪比的信号不能被处理。
12.根据权利要求9所述设备，其中，确定滤波器配置的逻辑单元选择具有不同复杂性的多个预定配置之一。
13.根据权利要求12所述的设备，其中 多个预定配置之每个对应于最大延迟扩展和均方根延迟扩展中选择的一个； 所选预定配置的复杂性随着延迟扩展增加而增加。
14.根据权利要求9所述的设备，其中，执行插值滤波的逻辑单元在频率和时间上二维插值。
15.根据权利要求9所述的设备，其中，信号是正交频分复用(OFDM)信号。
16.根据权利要求9所述的设备，其中，信号是数字视频广播(DVB)信号。
全文摘要
本发明公开了一种不利用不必要复杂插值滤波器，实现良好信道估算的方法和设备。接收机中的信号的自适应插值滤波包括，确定信道的至少一个相关函数参数，以及根据相关函数参数确定不对称滤波器配置。当多普勒频移可充当相关函数参数时，插值滤波可以在时间上执行，并且当均方根或最大延迟扩展或者两者可充当相关函数参数时，可以执行频率插值滤波。在确定滤波器配置时，可以使用最坏情况的信噪比，或者随意地，可以实时确定信噪比。滤波器配置可以被实时确定或者从具有不同复杂性的多个预定配置之一选出。
文档编号H04L27/26GK102710561SQ20121016454
公开日2012年10月3日 申请日期2004年11月11日 优先权日2003年11月13日
发明者B·伯恩哈松, L·威廉松, L·安德松 申请人:艾利森电话股份有限公司