用于正交幅度调制系统中的盲均衡和载波相位恢复的系统和方法

用于正交幅度调制系统中的盲均衡和载波相位恢复的系统和方法
【专利摘要】提供用于QAM信号的盲均衡的系统和方法。使用特征在于成本函数的算法来取得均衡，其中该成本函数作为与QAM信号关联的星座的点之间的欧几里德距离、例如最小欧几里德距离、即符号之间的距离的函数。
【专利说明】用于正交幅度调制系统中的盲均衡和载波相位恢复的系统 和方法
[0001] 本申请要求2012年2月20日提交的美国临时申请序号61/600991的提交日期的 权益，通过引用将其教导结合于此。
[0002] 本申请涉及信息的光传输，以及更具体来说，涉及用于正交幅度调制系统中的盲 均衡和载波相位恢复的系统和方法。

【背景技术】
[0003] 在波分复用（WDM)光通信系统中，采用数据分别调制多个不同的光载波波长，以 产生调制光信号。调制光信号组合为聚合信号，并且通过光传输路径传送给接收器。接收 器对数据进行检测和解调。
[0004] 可用于光通信系统中的一种类型的调制是相移键控（PSK)。按照PSK的不同变化， 通过调制光波长的信号，使得光波长的相位或相位转换（phase transition)表示对一个或 更多位进行编码的符号，来传送数据。在二进制相移键控（BPSK)调制方案中，例如，两个相 位可用来表示每个符号的1位。在正交相移键控（QPSK)调制方案中，四个相位可用来对 每个符号的2位进行编码。其它相移键控格式包括差分相移键控（DPSK)格式以及PSK和 DPSK格式的变化，例如归零DPSK(RZ-DPSK)和相分复用QPSK(PDM-QPSK)。
[0005] 调制格式、例如其中将多个数据位编码在单个传送符号上的QPSK -般可称作多 级调制格式。多级调制技术一直例如用于允许增加的传输速率和降低的信道间隔，由此增 加 WDM系统中的各信道的谱效率（SE)。一种谱有效多级调制格式是正交幅度调制（QAM)。 在QAM信号中，使用PSK和幅度相移键控（ASK)的组合来调制信息，例如以对每个符号的多 个位进行编码。16QAM调制格式可例如用来对每个符号的4位进行编码。某些PSK调制方 案（例如BPSK和QPSK)可称作QAM的一级（例如分别为2QAM和4QAM)。
[0006] 偏振复用（P0LMUX)可采用调制格式来实现，以使格式的谱效率加倍。在P0LMUX 格式中，例如使用QAM调制格式、采用数据分别调制光载波的偏振的两个相对正交状态，并 且然后相结合供传输。例如，在P0LMUX-QAM信号中，使用QAM调制格式、采用不同数据流来 调制同一光载波的正交偏振。
[0007] 在调制信号通过传输路径的传输期间，路径中的非线性度可将诸如色散（CD)、偏 振模式色散（PMD)和偏振相关损失（PDL)之类的传输减损引入信号中。在接收器，相干检 测可用来检测调制光信号。数字信号处理（DSP)可应用于相干接收器的输出，以对偏振复 用信号进行解复用，补偿诸如PMD、PDL和其它残余减损之类的传输减损，以及对数据进行 解调。
[0008] -般来说，接收器中的DSP可配置成通过采用具有传输路径的逆传递函数的自适 应滤波器对接收信号进行滤波，来恢复传送信号。这种自适应滤波器可称作均衡器。理想 均衡器恢复经过传输路径的信号，并且完全去除传输路径所赋予的减损。
[0009] 本文中又称作"抽头权重"的均衡器的系数确定均衡器的传递函数。动态调整抽 头权重，使均衡器的输出处的误差为最小。均衡器的输出处的误差是均衡器的实际输出与 预计输出之间的差。获取均衡器的经调整的抽头权重的一种方式是传送发射器和接收器均 已知的训练序列，并且从训练序列来检测传输路径的脉冲响应。接收器然后可通过从训练 序列脉冲响应计算传输路径的逆传递函数，来得到新抽头权重。
[0010] 获取均衡器的经调整的抽头权重的第二方式是以抽头权重的初始值开始，并且按 照接收信号的特性来设计成本函数。通过降低成本函数的成本，直到使误差为最小，来连续 调整抽头权重。在使误差为最小时，均衡器被说成是"收敛"。实现获取经调整的抽头权重 的这种第二方式的均衡器称作"盲均衡器"。盲均衡器被认为比非盲均衡器更为有效，因为 它连续更新其传递函数，以补偿传输路径的传递函数的任何变化，而无需同步训练符号。 [0011] 恒模算法（CMA)是盲均衡中使用的一种已知算法。CMA算法定义成本函数，以估计 接收信号中的噪声。成本函数的输出（成本）越高，则接收信号中的噪声和信号失真越大。 均衡器通过相加接收信号和抽头权重的乘积，来计算均衡信号。在得到均衡信号之后，均衡 信号的成本使用成本函数来计算。成本用来调整均衡器的抽头权重。均衡器然后使用经调 整的抽头权重来计算新的均衡信号，并且从新的均衡信号来得到新成本。预计成本函数的 成本通过重复进行这个过程来降低。
[0012] CMA结合PSK信号是特别有用的，因为它，CMA中的均衡信号在星座图上以分布于 同心圆的星座点进行收敛。对于偏振解复用和盲均衡的P0LMUX-QPSK信号成功实现了 CMA 算法。但是，CMA对于QAM信号的均衡不是最佳的，因为它甚至当均衡器收敛时也产生高均 方误差（MSE)。
[0013] 提出了对CMA的若干改进，包括半径导向判定辅助（radius-directed decision-aided)多模算法（MMA)，其中进行关于接收符号最可能所属的星座环的判 定并且然后调整环半径。在Yang等人的"The Multimodulus Blind Equalization and Its Generalized Algorithms，' （发表于 IEEE Journal on Selected Areas in Communications，vol.，No. 5,第 997-1015 页，2002 年 6 月）中描述 MMA 的示例。这种类 型的MMA的一个缺点在于，它依靠环半径的正确判定。另外，例如，16 QAM信号中的环间隔 能够小于最小符号间隔。相应地，这种类型的MMA对于低信噪比（SNR)和/或严重信号失 真能够产生大误差。
[0014] 与已知CMA和MMA均衡器关联的另一个难题在于，它们对接收光信号的载波相位 不敏感。因此，当使用CMA和MMA均衡器时，要求接收信号的载波相位的估计，以确保数据的 可靠解调。已经开发用于在接收器的DSP中执行载波相位估计（CPE)的多种方式。但是， 这些方式是复杂的，并且利用DSP的计算资源。

【专利附图】

【附图说明】
[0015] 现在将通过举例、参照附图来说明本发明，附图包括： 图1是符合本公开的系统的一个示范实施例的框图。
[0016] 图2是符合本公开的接收器的一个示范实施例的框图。
[0017] 图3是图2所示的Hxx子均衡器的一示范实施例的框图。
[0018] 图4是图2所示的Hxy子均衡器的一示范实施例的框图。
[0019] 图5是图2所示的Hyx子均衡器的一示范实施例的框图。
[0020] 图6是图2所示的Hyy子均衡器的一示范实施例的框图。
[0021] 图7是示出符号之间的欧几里德距离的示范16QAM信号的星座图。
[0022] 图8是符合本公开的算法的成本函数的负值（-log(J))与均衡信号的实分量 (Re(y))和虚分量（Im(y))的图表。
[0023] 图9是现有技术MMA的成本函数的负值（-log (J))与均衡信号的实分量（Re (y)) 和虚分量（Im(y))的图表。
[0024] 图10是示出使用符合本公开的算法的系统的性能的星座图。
[0025] 图11是示出使用现有技术MMA算法的系统的性能的星座图。

【具体实施方式】
[0026] -般来说，符合本公开的系统实现一种算法，其取得QAM信号的高性能盲均衡，而 无需独立载波相位估计（CPE)。符合本公开的算法可称作平方模算法（SMA)，并且计算成本 函数，其作为与QAM信号关联的星座的点之间的欧几里德距离、例如最小欧几里德距离、即 符号之间的距离的函数。
[0027] 图1是符合本公开的WDM传输系统100的一个示范实施例的简化框图。传输系统 用来通过光信息路径102将多个光信道从发射终端104传送到一个或更多远程定位接收终 端106。示范系统100可以是长距离水下系统，其配置用于将信道从发射器传送到距离为 5000 km或以上的接收器。虽然示范实施例在光系统的上下文中描述并且结合长距离WDM 光系统是有用的，但是本文所述的广义概念可在传送和接收其它类型的信号的其它通信系 统中实现。
[0028] 本领域的技术人员将会知道，为了便于说明，系统100示为极为简化的点对点系 统。例如，发射终端104和接收终端106当然均可配置为收发器，由此各可配置成执行发射 和接收功能。但是为了便于说明，本文中仅针对发射或接收功能来示出和描述终端。要理 解，符合本公开的系统和方法可结合到大量网络组件和配置中。本文的所示示范实施例仅 作为说明而不是限制来提供。
[0029] 在所示示范实施例中，多个发射器TX1、ΤΧ2···ΤΧΝ的每个在关联输入端口 108-1、 108-2…108-Ν接收数据信号，并且在关联波长λ2···λΝ传送数据信号。发射器ΤΧ1、 ΤΧ2…ΤΧΝ的一个或更多可配置成通过使用QAM调制格式、例如P0LMUX-QAM在关联波长上 调制数据。为了便于说明，发射器当然以极为简化形式示出。本领域的技术人员将会知道， 各发射器可包括电和光组件，其配置用于在其关联波长传送具有预期幅度和调制的数据信 号。
[0030] 传送波长或信道分别在多个路径110-1、110-2···110-Ν上携带。数据信道由复用 器或组合器112组合成光路102上的聚合信号。光信息路径102可包括光纤波导、光放大 器、光滤波器、色散补偿模块以及其它有源和无源组件。
[0031] 聚合信号可在一个或更多远程接收终端106接收。解复用器114将在波长λ ρ λΝ的传送信道分离到与关联接收器RX1、RX2*"RXN耦合的关联路径lie-Uliei- iie-N 上。 接收器 RX1、RX2?"RXN 的一个或更多可配置成对传送信号进行解调 ，并且在关联 输出路径118-1、118-2、118-3··· 118-N来提供关联输出数据信号。
[0032] 图2是符合本公开的一个示范接收器200的简化框图。所示示范实施例200包 括：偏振分集相干接收器配置202,用于在路径116-N接收输入信号；以及数字信号处理 (DSP)电路204,用于处理相干接收器的输出，以在路径118-N提供输出数据信号。按照 POLMUX-QAM调制格式在光输入信号的载波波长λΝ上调制数据。相干接收器202将所接 收的光输入信号转换为一个或更多数字信号，其作为输入来耦合到DSP电路204。DSP电路 204对来自数字信号的数据进行解调，以在路径118-Ν提供表示在载波波长λ Ν上调制的数 据的输出数据流。
[0033] 相干接收器202可采取多种配置。在所示示范实施例中，接收器包括偏振分束 器（PBS) 206、第一和第二90°光混合器208和210、本地振荡器（L0) 212、平衡检测器214、 216、218和220以及模数（A/D)转换器222、224、226和228。相干光信号接收器中的这些 组件的操作简述如下。一般来说，输入光信号的正交X和y偏振由PBS 206分离到独立路 径上。各偏振稱合到关联90°光混合器208、210。每个光混合器将其输入信号与复场空间 中的L0振荡器信号的四个四边状态混合。每个光混合器然后将四个混合信号传递给两对 平衡检测器214、216、218、220。平衡检测器的输出由A/D转换器222、224、226、228转换成 数字信号。A/D转换器222和224的输出可分别指定为X偏振的I和Q输出（S卩，图2中的 Iz、Qx)，以及A/D转换器226和228的输出可分别指定为y偏振的I和Q输出（S卩，图2中 的 Iy、Qy)。
[0034] A/D转换器的数字输出作为输入耦合到DSP电路204。一般来说，DSP涉及使用一 个或更多专用集成电路（ASIC)和/或用于例如直接和/或在软件指令的控制下执行特定 指令序列的专用处理器来处理信号。在所示示范实施例中，DSP电路204示为包括前端校正 功能230、色散补偿功能232、时钟恢复功能234、再取样功能236、频率补偿功能238、SMA/ DD-LMS均衡器功能239和前向纠错（FEC)功能256。这些功能可使用硬件、软件和/或固 件的任何组合、按照多种配置来实现，以及虽然示出特定顺序，但是功能能够按照不同顺序 来运行。虽然单独示出功能，但是要理解，功能的任何一个或更多可在单个集成电路或处理 器中或者在集成电路和/或处理器的组合中执行。另外，实现DSP功能的集成电路和/或 处理器可整体或部分在所示功能之间共享。
[0035] 前端校正功能230接收A/D转换器222、224、226、228的输出Ix、Qx和Iy、Qy。按 照已知方式，前端校正功能230去除I与Q信道之间的偏斜以及所有波形的任何DC偏移。 前端校正功能230提供X偏振的单个输出以及y偏振的单个输出，如所示。色散补偿功能 232接收前端校正功能230的输出。按照已知方式，色散功能232可补偿赋予输入信号的色 散的影响。色散功能232可例如实现为两个不同有限脉冲响应（FIR)滤波器，其中之一执 行对X偏振的补偿，而其中另一个执行对y偏振的补偿。时钟恢复功能234接收色散功能 232的输出，并且按照已知方式从其中恢复数据时钟。再取样功能236接收时钟恢复功能 234的输出，并且按照已知方式以较高速率、例如两倍或四倍于每符号的样本数量的速率对 于X和y偏振处的数据再取样。频率补偿功能238接收再取样功能236的输出，并且按照已 知方式来补偿本地振荡器212的频率与接收信号的频率之间的任何差。频率补偿功能238 提供X偏振的单个输出（图2中的X)以及y偏振的单个输出（图2中的y)，如所示。
[0036] 如将更详细论述，SMA/DD-LMS均衡器功能239从频率补偿功能238接收经补偿的 输出X和y，并且应用符合本公开的算法（即，SMA)以用于执行X和y输出的盲均衡，以及 提供独立输出u和V，而无需DSP电路204中的载波相位估计功能。输出u对应于第一偏振 (在发射器处将数据调制在其上），以及输出ν对应于与第一偏振正交的第二偏振（在发射 器处将数据调制在其上）。这些输出作为输入提供给前向纠错功能256。
[0037] 前向纠错（FEC)功能256可包括用于对于在发射器应用于数据的FEC代码进行解 码的已知功能。因此，前向纠错功能256的输出可表示在载波波长λ N的两种偏振上调制 的数据，并且可耦合在路径118-N的输出上。
[0038] 如所示，SMA/DD-LMS均衡器功能239包括子均衡器240、242、244、246。在所示实 施例中，子均衡器240和244各接收作为输入的、频率补偿功能238的X输出（其对应于X 偏振）。子均衡器242和246各接收作为输入的、频率补偿功能238的y输出（其对应于y 偏振）。子均衡器240、242、244和246分别具有传递函数Hxx、Hxy、Hyx和H yy。
[0039] 图3是示出具有传递函数Hxx的子均衡器240的一个实施例的框图。如所示，子 均衡器240是抽头延迟均衡器，其中Μ是抽头数量。子均衡器包括：延迟302,其中包括延 迟 302-U302-2... 302-Μ ;乘法器 304,包括乘法器 304-1、304-2、304-3... 304-Μ ;以及加法 器306。对子均衡器240的输入信号是来自频率补偿功能238、与X偏振对应的输出。乘法 器304-1、304-2、304-3?"304，的每个从存储器（未示出）接收相应滤波器系数（抽头权 重）h xx (k) (k=l至Μ)，并且将滤波器系数与从输入信号或者延迟的关联延迟所接收的值相 乘，如所示。所产生的抽头权重乘积由加法器306来求和，并且将结果作为子均衡器240的 输出来提供。连续提供该输出，其中连续更新h xx(k)的值，如下面将描述。
[0040] 图4是示出具有频域的传递函数Hxy或者时域的hxy(k) (k=l至M)的子均衡器242 的一个实施例的框图。如所示，子均衡器242是抽头延迟均衡器，其中Μ是抽头数量。子均 衡器包括：延迟402,其中包括延迟402-U402-2... 402-Μ ;乘法器404,包括乘法器404-1、 404-2、404-3…404-Μ ;以及加法器406。对子均衡器242的输入信号是来自频率补偿功能 238、与y偏振对应的输出。乘法器404-1、404-2、404-3...404，的每个从存储器（未示出） 接收相应滤波器系数（抽头权重）h xy (k) (k=l至M)，并且将滤波器系数与从输入信号或者 延迟的关联延迟所接收的值相乘,如所示。所产生的抽头权重乘积由加法器406来求和，并 且将结果作为子均衡器242的输出来提供。连续提供该输出，其中连续更新h xy(k)的值，如 下面将描述。
[0041] 图5是示出具有传递函数Hyx的子均衡器244的一个实施例的框图。如所示，子 均衡器244是抽头延迟均衡器，其中Μ是抽头数量。子均衡器包括：延迟502,其中包括延 迟 502-U502-2...502-M ;乘法器 504,包括乘法器 504-1、504-2、504-3...504-Μ ;以及加法 器506。对子均衡器244的输入信号是来自频率补偿功能238、与X偏振对应的输出。乘法 器504-1、504-2、504-3?"504，的每个从存储器（未示出）接收相应滤波器系数（抽头权 重）h yx (k) (k=l至Μ)，并且将滤波器系数与从输入信号或者延迟的关联延迟所接收的值相 乘，如所示。所产生的抽头权重乘积由加法器506来求和，并且将结果作为子均衡器244的 输出来提供。连续提供该输出，其中连续更新h yx(k)的值，如下面将描述。
[0042] 图6是示出具有传递函数Hyy的子均衡器246的一个实施例的框图。如所示，子 均衡器246是抽头延迟均衡器，其中Μ是抽头数量。子均衡器包括：延迟602,其中包括延 迟 602-U602-2... 602-Μ ;乘法器 604,包括乘法器 604-1、604-2、604-3... 604-Μ ;以及加法 器606。对子均衡器246的输入信号是来自频率补偿功能238、与y偏振对应的输出。乘法 器604-1、604-2、604-3*"604-]\1的每个从存储器（未不出）接收相应滤波器系数（抽头权 重）h yy (k) (k=l至M)，并且将滤波器系数与从输入信号或者延迟的关联延迟所接收的值相 乘，如所示。所产生的抽头权重乘积由加法器606来求和，并且将结果作为子均衡器246的 输出来提供。连续提供该输出，其中连续更新hyy(k)的值，如下面将描述。
[0043] 如所示，对于任何符号n，SMA/DD-LMS均衡器功能239的输出u和v提供如下：

【权利要求】
1. 一种光接收器系统（200)，包括： 数字信号处理器（DSP) (204)，包括配置成对表不通过光传输路径（116-N，118_N)所传 送的正交幅度调制（QAM)光信号的信号进行均衡的均衡器（239)， 所述均衡器（239)配置成通过将均衡算法应用于所述信号来均衡所述信号，所述均衡 算法的特征在于成本函数， 所述成本函数是所述均衡器（239)的输出处的所述QAM光信号的所检测符号之间的欧 几里德距离的函数。
2. 如权利要求1所述的光接收器系统（200)，其中，所述欧几里德距离是所述所检测 符号之间的最小欧几里德距离。
3. 如权利要求1所述的光接收器系统（200)，其中，所述DSP(204)没有包括用于估计 所述QAM信号的载波相位的载波相位估计功能。
4. 如权利要求1所述的光接收器系统（200)，所述系统还包括用于接收所述QAM光 信号的相干接收器（202)，以及其中，表示所述QAM信号的所述信号作为经过至少一个 DSP(204)功能耦合到所述均衡器（239)的所述相干接收器（202)的输出来提供。
5. 如权利要求1所述的光接收器系统（200)，其中，QAM光信号是偏振复用QAM光信 号。
6. 如权利要求1所述的光接收器系统（200)，其中，所述均衡器（239)包括至少一个子 均衡器滤波器（240, 242, 244, 246)，所述至少一个子均衡器滤波器（240)包括用于产生所 述信号的连续延迟版本的多个延迟（302-1，…，302-M)和多个乘法器（304-1，…，304-M)， 所述乘法器的每个将所述信号或者所述信号的所述延迟版本中的关联版本与关联滤波器 系数相乘，以产生关联抽头权重乘积，对所述抽头权重乘积求和以提供所述均衡器的所述 输出。
7. 如权利要求1所述的光接收器系统（200)，其中，所述成本函数为：
其中，J表示所述成本函数值E [.]表示期望值，D是所述欧几里德距离并且是所述符号 之间的最小欧几里德距离，R2等于所述均衡器的所述输出处的平均符号功率的t Re (u (η)) 是当前更新周期的所述均衡器的所述输出的实部，以及Im(u(n))是所述当前更新周期的 所述均衡器的所述输出的虚部。
8. 如权利要求7所述的光接收器系统（200)，其中，所述均衡器包括至少一个子均衡 器滤波器（240, 242, 244, 246)，所述至少一个子均衡器滤波器（240)包括用于产生所述信 号的连续延迟版本的多个延迟（302-1，…，302-M)和多个乘法器（304-1，…，304-M)，所述 乘法器的每个将所述信号或者所述信号的所述延迟版本中的关联版本与关联滤波器系数 相乘，以产生关联抽头权重乘积，对所述抽头权重乘积求和以提供所述均衡器的所述输出。
9. 如权利要求8所述的光接收器系统（200)，其中，所述至少一个子均衡器（240, 242， 244,246)的所述滤波器系数按照下式来计算：
其中，η是所述当前更新周期，n+1是下一个更新周期，μ是步长，X (η)是所述当前更 新周期的所述信号，上标*表示复共轭，以及esma(u(n))计算为：
10. -种光接收器系统（200)，包括： 相干接收器（202)，用于接收偏振复用正交幅度调制（QAM)光信号，并响应所述光信号 的第一偏振而提供第一多个输出并且响应所述光信号的第二偏振而提供第二多个输出；以 及 数字信号处理器（DSP) (204)，包括均衡器，其配置成将均衡算法应用于响应所述第一 多个输出而建立的第一数字信号和响应所述第二多个输出而建立的第二数字信号，以提供 表示在其调制数据的所述QAM光信号的第一偏振状态和在其调制数据的所述QAM光信号的 第二偏振状态的第一和第二数字输出， 所述均衡算法的特征在于成本函数，其作为所述均衡器的所述第一数字输出中的所述 QAM光信号的所检测符号之间的欧几里德距离的函数。
11. 如权利要求10所述的光接收器系统（200)，其中，所述欧几里德距离是所述所检 测符号之间的最小欧几里德距离。
12. 如权利要求10所述的光接收器系统（200)，其中，所述DSP (204)没有包括用于估 计所述QAM信号的载波相位的载波相位估计功能。
【文档编号】H04B10/61GK104115423SQ201380010057
【公开日】2014年10月22日 申请日期:2013年2月5日 优先权日:2012年2月20日
【发明者】张宏宾, Y.孙, A.N.皮利佩茨基 申请人:泰科电子海底通信有限责任公司