频率误差估计装置和方法、频率误差补偿装置和光接收器的制造方法

频率误差估计装置和方法、频率误差补偿装置和光接收器的制造方法
【专利摘要】一种频率误差估计装置和方法、频率误差补偿装置和光接收器。本发明提供了一种用于相干光接收器的频率误差估计装置，所述频率误差估计装置确定从用相移键控和振幅键控调制的接收到的光信号所转换的基带数字电信号的振幅；基于N个在先符号的相位噪声估计值和频率误差估计值，针对各个确定的振幅，确定基带数字电信号的调制的相位分量，N是正整数；以及基于通过从基带数字电信号消除了调制的相位分量而获得的信号的符号间相位差，来计算频率误差。
【专利说明】频率误差估计装置和方法、频率误差补偿装置和光接收器

【技术领域】
[0001] 实施方式致力于频率误差估计装置和方法、频率误差补偿装置和光接收器。

【背景技术】
[0002] 作为实现大容量光通信与长距离传输的技术，数字相干接收技术受到关注。在数 字相干接收技术中，根据利用局部振荡光的相干光接收方案，利用相干前端电路来提取接 收信号的强度信息和相位信息。然后，基于所提取的强度信息和所提取的相位信息，利用数 字信号处理对接收到的信号在传输路径中出现的波形失真执行补偿，然后解调接收到的信 号。
[0003] 在采用相干光接收的情况下，消除接收到的信号与局部振荡光之间的频率误差 (频偏）的装置是重要的。
[0004] (频偏补偿）
[0005] 作为消除接收信号与局部振荡光之间的频偏的方法，已知一种例如 JP2009-135930A中提出的技术。该技术执行：从接收到的数字信号检测频偏；并且通过将 与检测到的频偏对应的反相位旋转施加于接收到的信号，来对频偏进行补偿。
[0006] (频偏估计）
[0007] 同时，作为频偏估计方法，已知在Andreas Leven等人，Frequency Estimation in Intradyne Reception, IEEE Photonics Technology Letters, Vol. 19, No. 6, Marchl5, 2007 ,pp. 366-368 和 JP2009-130935A 中提出的技术。
[0008] (N次幂方法）
[0009] 在Andreas Leven等人公开的估计技术中，在通过对输入的N相位PSK信号的基 带电信号（复信号）执行延迟、共轭和乘法来消除相位噪声的同时，对每个延迟量的相位旋 转量进行计算，并且通过使获得的信号自乘到N次幂并消除数据相位(调制的相位分量）来 获得因频偏引起的每延迟量的相位旋转量。这里，N表示多值的等级，并且在QPSK中N是 4。在QPSK中，数据相位的可能的值是0、土 ji/2、土 π和±3π/4中的任意一个。
[0010] 这里，通过上述的N次（=4)幂来消除数据相位，然而，频偏成为四倍。在通过平均 化来消除噪声的影响之后，经由1/4辐角计算使频偏经过1/4辐角运算，所以获得频偏估计 值。
[0011] (PADE 技术）
[0012] 同时，与上述N次幂方法不同，在JP2009-130935A中所讨论的估计技术中，未使用 复信号的共轭计算和N次幂，并且将频偏的可估计范围增大，以大于N次幂方法中的可估计 范围。该估计技术也被称为基于预判决的角度差分频偏估计（PADE)。
[0013] 在PADE技术中，为了去除符号相位项(在QPSK的情况下是n3I/4(n=l，2,3,4))， 通过使用一个符号时间之前的激光相位噪声估计量和频偏估计值，执行符号相位值的临时 性确定，以去除符号相位项。
[0014] N次幂方法是仅支持PSK的技术。同时，PADE技术通过使用临时确定器作为支持 各个调制方案的识别电路，可以支持所有的调制方案。
[0015] 然而，当频偏估计值与实际的频偏明显不同时，难以将适当的频率误差设置到临 时确定器，并且在临时确定中出现误差。例如，如图13所示，当存在频率估计误差时，在 16QAM的确定阈值中，错误地确定为相邻的符号，因而相位误差小于正确的相位误差，或者 看起来不存在误差。
[0016] 因此，在诸如16QAM这样的相移键控和振幅键控方案中，频偏估计值可能是不稳 定的，因而该值会收敛为错误的频偏估计值，或者针对频偏变化的跟踪性能会明显地恶化。


【发明内容】

[0017] 本发明的目的是提高频偏估计精度。
[0018] 频率误差估计装置的一方面是用于相干光接收器的频率误差估计装置，并且包 括：振幅确定器，所述振幅确定器被配置为确定从用相移键控和振幅键控调制的接收到的 光信号所转换的基带数字电信号的振幅；按照振幅的相位确定器，所述按照振幅的相位确 定器被配置为相对于由所述振幅确定器确定的各个振幅，利用1至N个在线的符号的相位 噪声估计值和频率误差估计值来确定基带数字电信号的调制的相位分量；以及频率误差计 算器，所述频率误差计算器被配置为基于通过从所述基带数字电信号消除所述调制的相位 分量而获得的信号的符号间相位差，来计算频率误差。
[0019] 频率误差补偿装置的一个方面包括上述的频率误差估计装置和频率误差补偿器， 所述频率误差补偿器被配置为生成用于对由所述频率误差估计装置获得的频率误差进行 补偿的信号。
[0020] 光接收器的一个方面包括前端处理器，所述前端处理器被配置为将用相移键控和 振幅键控调制的接收到的光信号转换为基带数字电信号；并且上述频率误差补偿装置被配 置为对由所述前端处理器获得的所述基带数字电信号执行频率误差补偿。
[0021] 一种频率误差估计方法的一个方面是在相干光接收器中的频率误差估计方法，并 且包括以下步骤：确定从用相移键控和振幅键控调制的接收到的光信号所转换的基带数字 电信号的振幅；针对各个经确定的振幅，通过利用N个在线的符号（N是正整数)的相位噪声 和频偏估计值确定基带数字电信号的调制的相位分量；以及基于通过从所述基带数字电信 号消除所述调制的相位分量所获得的信号的符号间相位差来计算频率误差。
[0022] 可以提商频率误差估计精度。

【专利附图】

【附图说明】
[0023] 图1是例示了应用了根据实施方式的频率误差估计装置的相干光接收器的示例 的框图；
[0024] 图2是例示了图1所例示的载波频率误差补偿器的示例性构造的框图；
[0025] 图3是例示了图2所例示的频率误差估计器的示例性构造的框图；
[0026] 图4是用于对经由图3所例示的频率误差估计器进行的振幅确定（16QAM)进行说 明的的星座图；
[0027] 图5A和图5B是用于对经由图3所例示的频率误差估计器进行的振幅确定 (16QAM)进行说明的图；
[0028] 图6A和图6B是用于对经由图3例示的频率误差估计器进行的振幅确定（16QAM) 进行说明的图；
[0029] 图7A和图7B是用于对经由图3例示的频率误差估计器进行的振幅确定（16QAM) 进行说明的图；
[0030] 图8是用于对经由图3例示的频率误差估计器进行的振幅确定（8QAM)进行说明 的星座图；
[0031] 图9A和图9B是用于对经由图3例不的频率误差估计器进彳丁的振幅确定（8QAM)进 行说明的图；
[0032] 图10A和图10B是用于说明经由图3例示的频率误差估计器进行的振幅确定 (8QAM)的图；
[0033] 图11是例示了图3所例示的频率误差估计器的修改例的框图；
[0034] 图12是例示了与将图3例示的电路构造从1至Μ (1:M) (M是2或更大的整数） 进行并行化得到的电路构造相对应的示例性构造的框图；以及
[0035] 图13是用于说明相关技术的问题的星座图。

【具体实施方式】
[0036] 下文中，将参照附图来描述本发明的示例性实施方式。以下描述仅是示例而不旨 在排除下面未描述的各种修改例或技术应用。除非本文以其他方式进行阐述，否则在以下 实施方式中使用的附图中，由相同的附图标记表示的组件是相同或类似的组件。
[0037] 图1是例示应用了根据实施方式的频率误差估计装置的相干光接收器的示例的 框图。
[0038] 例如，图1例示的相干光接收器10 (光接收器的示例)包括局部振荡光11、相干前 端电路12、模拟/数字转换器13和信号处理器14。信号处理器14包括例如波形失真补偿 /偏振复用信号分离处理器141、载波频率误差补偿器142、载波相位同步器143和误差校正 /识别处理器144。
[0039] 相干前端电路12执行接收的光信号的相干接收。具体地，相干的前端电路12将 从传输路径输入的信号光、从局部振荡光11输出的局部振荡光以及相位相对于信号光偏 移90°的局部振荡光混合，并且提取两个彼此正交的相位分量。然后，相干前端电路12用 光电转换将相位分量转换为电信号，并且向模拟/数字转换器13输出同相分量I和正交分 量Q。
[0040] 模拟/数字转换器13对同相分量I和正交分量Q执行采样，并且获得基带数字电 信号（I+jQ)。用相干前端电路12和模拟/数字转换器13配置的块可以被视为前端处理 器。
[0041] 信号处理器14通过利用从模拟/数字转换器13输出的同相分量I和正交分量Q， 执行包括以下处理的信号处理：诸如（1)波形失真补偿和偏振复用信号分离、（2)载波频率 误差补偿、（3)载波相位同步、（4)误差校正和识别。通过该信号处理获得恢复(解调）后的 接收的数据信号。分别由波形失真补偿/偏振复用信号分离处理器141、载波频率误差补偿 器142、载波相位同步器143和误差校正/识别处理器144来执行（1)至（4)的处理。
[0042] 载波频率误差补偿器142是频率误差补偿装置的示例，并且如图2所示地包括例 如，频率误差估计器1421、积分器1422、相反数计算器1423和（复）乘法器1424。
[0043] 频率误差估计器1421根据作为主信号的基带数字电信号(下文中，可 以称作"基带数字信号")，从一个符号周期内的相位差估计频率误差。可以由 A*exp (j ( Θ d+2 η Δ ft+ θ ρη))来表示主信号。这里,Α表示常数，Qd表示经调制的数据相 位，Λ f表示频率误差，θ ρη表示局部振荡光11的激光相位噪声，j表示虚数单位,并且t 表示符号周期。
[0044] 积分器1422在符号周期t期间，对由频率误差估计器1421获得的频率误差的估 计值进行积分。
[0045] 相反数计算器1423通过将积分器1422的输出乘以_1，来计算频率误差的相反数 (exp(-j(·))，即θ=-2π Aft.这里，"相反数"是颠倒正负号的数。例如，相对于"a"， "_a"是"a"的相反数。
[0046] 乘法器1424通过使主信号乘以由相反数计算器1423获得的相反数，来补偿主信 号的频率误差。由此，可以由A*exp (j ( Θ d+θ ρη))来表不乘法器1424的输出信号。
[0047] 下面，图3例示了频率误差估计器1421的示例性构造。图3例示的频率误差估 计器1421是频率误差估计装置的示例，并且包括例如数据相位消除器31、频率误差计算器 32、平均化处理器33、(复)乘法器34和复共轭计算器35。在图3中，数据相位消除器31和 频率误差计算器32可以以相反的顺序排布。
[0048] 数据相位消除器31从输入的基带数字信号消除数据相位。因此，数据相位消除器 31包括例如（复）乘法器311、振幅确定器312、按照振幅的相位确定器（ADPD) 313、相反数 计算器314和（复）乘法器315。
[0049] 频率误差计算器32从通过用数据相位消除器31将调制的数据相位消除而获得的 基带数字信号来计算频率误差。因此，频率误差计算器32包括例如延迟电路(寄存器)321、 复共轭计算器322和(复）乘法器323。
[0050] 在数据相位消除器31中，乘法器311使输入的基带数字信号乘以复共轭计算器35 的输出。复共轭计算器35对将利用平均化处理器33进行了平均化的Ν个在先符号（Ν是 正整数）的频率误差的估计值乘以从乘法器315输出的去除了调制数据相位的基带数字信 号的结果计算复共轭。通过从输入的基带数字信号消除数据相位来获得去除了调制数据相 位的基带数字信号，并且对应于相位噪声估计值。用乘法器311将复共轭乘以基带数字信 号给出了将因相位噪声和频率误差引起的相位旋转消除的信号。该信号被输入到振幅确定 器312和按照振幅的相位确定器313。
[0051] 振幅确定器312确定(识别)乘法器311的输出的振幅Ra。作为非限制性的示例， 当输入的基带数字信号是16QAM信号时，振幅确定器312如图4的IQ平面(星座)上所示地 确定振幅Ra是否在以下三个范围中的任意一个范围内。这里，在IQ平面中穿过最靠近原 点的四个信号点的等幅圆的半径被称作"R"。可以根据输入的基带数字信号的多值度来限 定等幅圆。
[0052] (1)0 ^ Ra ^ R
[0053] (2) R〈Ra 彡 V 5R
[0054] (3) V 5R〈Ra ( 3R
[0055] 按照振幅的相位确定器313基于经由振幅确定器312获得的确定结果，针对各个 振幅执行沿不同的角方向的识别，并且临时确定信号相位。例如，当如图5A所示振幅Ra在 范围（1)内时，如图5B所示，根据IQ平面的四个象限中信号点所处的象限获得四种信号相 位Θ中的一种，作为临时确定结果。
[0056] 类似地，当如图6A所示振幅Ra在范围（2)内时，如图6B所示，根据在通过沿相位 角方向将IQ平面划分为8个区域而获得的区域中信号点所处的区域，获得八种信号相位Θ 中的一种，作为临时确定结果。进一步地，当如图7A所示振幅Ra在范围（3)内时，如图7B 所示，根据IQ平面的四个象限中信号点所处的象限获得四种信号相位Θ中的一种，作为临 时确定结果。
[0057] 由于执行临时确定，所以即使在输入的基带数字信号包括由频率误差造成的相位 旋转时，可以减小确定误差率，并且可以提高频率误差估计精度。由此，可以使频率误差的 估计值稳定，从而防止估计值收敛于错误的估计值，并且提高对于频偏变化的跟踪性能。
[0058] 进一步地，当输入的基带数字信号是8QAM信号时，振幅确定器312可以如图8的 IQ平面（星座）上所示地确定振幅Ra是否在以下两个范围中的任意一个内。在IQ平面中 穿过最靠近原点的四个信号点的等幅圆的半径被称作"R"。
[0059] (4) 0 彡 Ra 彡 R
[0060] (5)R〈Ra 彡{( V 3+1)/ V 2}R
[0061] 例如，当如图9A所示振幅Ra在范围（5)内时，如图9B所示，根据在通过沿相位角 方向将IQ平面划分为4个区域而获得的区域中信号点所处于的区域，获得四种信号相位Θ 中的一种，作为临时确定结果。
[0062] 类似地，当如图10A所示振幅Ra在范围（4)内时，如图10B所示，根据在IQ平面 的四个象限中信号点所处于的象限获得四种信号相位Θ中的一种，作为临时确定结果。
[0063] 返回参照图3,相反数计算器314计算相反数(该相反数是由上述按照振幅的相 位确定器313获得的信号相位Θ的临时确定结果)，并且将所计算的相反数输入到乘法器 315。
[0064] 乘法器315使输入的基带数字信号乘以相反数计算器314的输出，以消除信号(数 据）相位，并且将得到的信号输入到频率误差计算器32。
[0065] 在频率误差计算器32中，通过用延迟电路321将数据相位消除器31的输出信号 延迟1个符号时间而获得的信号的复共轭由复共轭计算器322来计算，并且用乘法器323 使获得的复共轭乘以数据相位消除器31的输出信号。因此，获得了符号时间内的频率偏 差，即，频率误差的估计值。
[0066] 所获得的频率误差的估计值被输入到平均化处理器33。平均化处理器33对多个 连续符号的频率误差估计值进行平均化，以消除噪声分量。
[0067](频率误差估计器的修改例）
[0068] 下面，图11例示了图3所例示的频率误差估计器1421的修改例。图11例示的频 率误差估计器1421基于信号相位的辐角来计算频率误差，从而在不使用复乘法和复共轭 计算的情况下实现与图3例示的构造等价的构造。
[0069] 换言之，例如，图11例示的频率误差估计器1421包括辐角计算器317,该辐角计算 器317例如计算数据相位消除器31中的输入基带数字信号的辐角（atan(I/Q))。由此，复 共轭计算器35和乘法器311的功能可以由减法器318实现，并且相反数计算器314和乘法 器315的功能可以由减法器319来实现。
[0070] 类似地，在频率误差计算器32中，复共轭计算器322和乘法器323的功能可以由 减法器324实现，并且乘法器34的功能由加法器325来实现。
[0071] 凭借这样的构造，在图11例示的频率误差估计器1421中，可以在不使用运算负荷 高的复乘法和复共轭计算的情况下实现与图3例示的频率误差估计器1421的功能等价的 功能。由此，与图3例示的构造相比，可以简化电路。
[0072] (并行化电路构造）
[0073] 光通信系统处理信号的速度比信号处理器14的处理速度快地多，由此当实现电 路时，并行化是重要的。图3和图11所例示的电路构造是前馈型，并且容易并行实现。
[0074] 图12例示了与将图3例示的电路构造从1至Μ (1:M) (M是2或更大的整数）进 行并行化所得到的电路构造相对应的示例性构造。要注意的是，可以类似地将图11例示的 电路构造并行化。
[0075] 如图12所示，用1至Μ并行化器30从1至Μ对接收到的信号（基带数字信号）进 行并行化，并且并行化信号被分别输入到并行通道(分支）#1至#Μ。
[0076] 在并行通道#1至#Μ中，两个并行通道充当通道对。该通道对可以是如图12中例 示的一对奇数通道和偶数通道或者一对奇数通道。
[0077] 并行通道#1至#Μ中的每一个具有类似于图3例示的构造。换言之，并行通道#i (i=l至Μ)中的每一个包括振幅确定器312、按照振幅的相位确定器313和相反数计算器 314。然而，通道对中的一个通道（图12的示例中是奇数通道）在振幅确定之前不需要乘法 器311，即不需要由相位噪声和频率误差引起的相位旋转。在另一个通道（图12的示例中是 偶数通道）中，通过将一个通道（图11的示例中是奇数通道）中计算出的相位噪声量乘以Ν 个在先的符号（Ν是正整数）的频率误差量而获得的值经历由复共轭计算器35进行的复共 轭处理，并且在振幅确定之前直接输入至乘法器311。
[0078] 进一步地，输入到构成通道对的并行通道中的一个通道(在图12的示例中是偶数 通道)的基带数字电信号被延迟电路327延迟1个符号时间，然后输入到乘法器311。因而， 一个通道对执行振幅确定、根据各个振幅执行相位确定并且针对不同的符号时间执行相反 数计算。
[0079] 利用乘法器315将构成通道对的各个并行通道中所获得的相反数乘以基带数字 信号。结果，从不同符号时间的基带数字信号消除了调制的相位分量。
[0080] 由复共轭计算器322来计算已经消除了数据相位分量的信号中的一个信号（图12 的示例中是奇数通道中所获得的信号）的复共轭，然后由对一个并行通道中的操作延迟进 行补偿的延迟电路326将该信号延迟预定的时间。由乘法器323使延迟信号乘以由另一个 并行通道（图12的示例中是偶数通道)获得的信号(乘法器315的输出信号)。结果，每一通 道对获得一个频率误差估计值。
[0081] 由平均化处理器33对由各个通道对所获得的频率误差估计值进行平均化，从而 消除噪声分量。平均化了的频率误差估计值通过乘法器34和复共轭计算器35输入到构成 另一个平行通道的乘法器311，并且用于并行通道中的一个通道（图12的示例中是偶数通 道）中的振幅确定、根据各个振幅的相位确定以及相反数计算。
[0082] 凭借上述并行化处理，可以在一个通道对中并行执行针对不同的符号时间的频率 误差估计处理。由此，与顺序处理相比，可以减小因临时变化造成的估计误差的影响，并且 可以提商频率误差估计精度。
[0083] (并行化电路构造的修改例）
[0084] 可以执行控制，使得基于由振幅确定器312获得的振幅确定结果来限制由平均化 处理器33执行的平均化处理中所使用的信号(参见图12中的虚线箭头)。
[0085] 例如，当在16QAM中R〈Ra彡V 5R时(参见图7A)，确定的相位的范围比其他情况 (参见图6A和图8B)更窄，由此容易出现相位确定误差。
[0086] 关于这一点，例如，当构成通道对的并行通道中的一个通道(例如，奇数通道）的振 幅确定结果在R〈Ra < V 5R的范围内时，对应的并行通道的频率误差估计值不用于平均化 处理。换言之，仅当振幅确定结果不在R〈Ra<V 5R的范围内时，频率误差估计值才用于平 均化处理。
[0087] 进一步地，当构成通道对的两个并行通道的振幅确定结果在R〈Ra < V 5R的范围 内时，可以防止两个并行通道的频率误差估计值用于平均化处理。
[0088] 如上所述，因为从上述的平均化处理中排除了当振幅确定结果在R〈Ra彡V 5R的 范围内时获得的频率误差确定值(其中，容易出现相位确定误差)，所以，可以提高频率误差 估计精度。
[0089] 可以由使计算机执行装置的上述功能的或使计算机执行上述方法的步骤的计算 机软件来实现根据上述实施方式的装置。例如，包括CPU、ROM、输入/输出装置、硬盘、RAM 等的通用计算机或专用计算机可以用作计算机。计算机程序可以是单一的计算机程序或者 包括多个计算机程序的一组程序。
[0090] 计算机程序或一组程序可以存储在计算机可读存储介质中。计算机可读存储介质 的示例包括硬盘装置、ROM、RAM、⑶、DVD、软(注册商标）盘、闪存、磁盘和本领域技术人员已 知的任何介质。
【权利要求】
1. 一种用于相干光接收器的频率误差估计装置（1421)，该频率误差估计装置包括： 振幅确定器（312)，所述振幅确定器被配置为确定从用相移键控和振幅键控调制的接 收到的光信号所转换的基带数字电信号的振幅； 按照振幅的相位确定器（313)，所述按照振幅的相位确定器被配置为相对于由所述振 幅确定器（312)确定的各个振幅，确定通过从所述基带数字电信号消除了 N个在先的符号 的相位噪声估计值和频率误差估计值而获得的信号的调制的相位分量，N是正整数；以及 频率误差计算器（32 )，所述频率误差计算器被配置为基于通过从所述基带数字电信号 消除所述调制的相位分量而获得的信号的符号间相位差，来计算频率误差。
2. 根据权利要求1所述的频率误差估计装置，所述频率误差估计装置还包括： 并行化处理器（30)，所述并行化处理器被配置为将所述基带数字电信号并行化成Μ个 信号，Μ是2或更大的整数；以及 Μ个并行分支（#1至#Μ)，向所述Μ个并行分支分别输入从所述基带数字电信号并行化 的所述Μ个信号， 其中，各个并行分支（#1至#1)包括所述振幅确定器（312)、所述根据振幅的相位确定 器（313)和所述频率误差计算器（32)， 所述并行分支（#1至#Μ)被配置为使得两个并行分支形成一个分支对，并且 针对形成分支对的并行分支之间的不同的符号时间的所述基带数字电信号获得所述 符号间相位差。
3. -种频率误差补偿装置，所述频率误差补偿装置包括： 根据权利要求1或2的频率误差估计装置（1421);以及 频率误差补偿器（1424)，所述频率误差补偿器被配置为生成用于对由所述频率误差估 计装置（1421)获得的频率误差进行补偿的信号。
4. 一种光接收器，所述光接收器包括： 前端处理器（12和13)，所述前端处理器被配置为将用相移键控和振幅键控调制的接 收到的光信号转换为基带数字电信号；以及 根据权利要求3所述的频率误差补偿装置（142)，所述频率误差补偿装置被配置为对 由所述前端处理器（12和13)获得的所述基带数字电信号执行频率误差补偿。
5. -种在相干光接收器中的频率误差估计方法，该方法包括以下步骤： 确定从用相移键控和振幅键控调制的接收到的光信号所转换的基带数字电信号的振 幅； 针对各个经确定的振幅，确定所述基带数字电信号的调制的相位分量；以及 基于通过从所述基带数字电信号消除所述调制的相位分量所获得的信号的符号间相 位差，计算频率误差。
【文档编号】H04L25/03GK104052693SQ201410088222
【公开日】2014年9月17日 申请日期:2014年3月11日 优先权日:2013年3月12日
【发明者】中岛久雄 申请人:富士通株式会社