专利名称：校正光栅失真的偏转电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种偏转电路，在这种偏转电路中，偏转电流的幅度可以在很大范围内改变或受到调制以校正光栅失真。例如，为了校正外部和内部的东西枕形失真，对于偏转电流的幅度进行调制可能是合乎理想的。
水平偏转电路典型地包括具有偏转开关、水平偏转线圈和扫描电容的输出级，该扫描电容在每一扫描时间内向偏转线圈提供偏转电流。在回扫时间内，把第一回扫电容耦合到偏转线圈两端上以形成回扫谐振电路。在回扫时间内，通过回扫变压器来补充能量。
在显示时间内，回扫变压器次级绕组所提供的大束电(例如，图5所示网状图案中的每一白色水平条)，代表在回扫时间内回扫变压器的重负载。
在某些先有技术的电路中，在整个回扫时间内把回扫谐振电路通过东西控制电路的较小输出阻抗耦合到回扫变压器的初级绕组上。在这种先有技术的电路中，在回扫时间内上述负载使得回扫电容可能稍微放些电。这可能形成从扫描电容通过偏转线圈流入回扫电容中的放电电流，而且由于网状图案中白色水平条的作用在扫描电容两端可能形成少量的合成电压降。
扫描电容上的电荷在显示为网状白色条下面黑色图像部分的那些扫描行的回扫时间内来补充。这产生了在扫描时间内，以很低频率、沿相反方向通过偏转线圈流动的一个很小电流。扫描电容的主电电流和放电电流产生了光栅的小移动，并导致调制偏转线圈的扫描电流的低频振荡，这种低频调制可能使网状图案的每个垂直条呈现为锯齿形而不是直线的样子。这种锯齿形以已知的垂直方向出现于紧接在与水平条相交之点的下方。以这种很低频率出现的这种失真有时称为“鼠齿”失真，示于图5的网状图案中。
这样，在出现大的电子束电流瞬变的时间内或在这种瞬变刚刚过去以后，代表在回扫时间内低阻储能的、由于偏转电路而出现的“鼠齿”失真满足了高压阳极电路中所需能量瞬时增大的需要。这样，从偏转电路传送到高压阳极电路上的能量有引起偏转线圈中扫描电流发生变动的趋势。“鼠齿”失真的特点及其相应的解决方法在美国专利第4429257、4634937、4780648和4794307号中作了说明。
在实施本发明一个方面的水平偏转电路中，利用双向调制开关在回扫时间内形成调制开关电流。耦合到包括第一回扫电容的回扫谐振电路上的这种调制开关具有导通时间，该导通时间受到在水平回扫时间内根据场频抛物线电压而进行的相位调制。第二回扫电容器与调制开关并联连接。在扫描时间内调制开关是导通的，在回扫时间内的某一可控瞬间调制开关断开。当导通时，调制开关在第二回扫电容两端形成低阻抗，把第二回扫电容两端的电压箝位到零。结果是，当调制开关在部分回扫时间内处于不导通状态时，在第二回扫电容两端产生了具有可控幅度、可变宽度的可控回扫脉冲电压。第二回扫电容两端的回扫电压改变第一回扫电容两端所产生回扫电压的大小，并且用这种方法来提供偏转线圈所需的电流调制，以便校正外部和内部枕形失真。
由于调制开关仅在部分水平回扫时间内导通，所以有利地减小了“鼠齿”失真。“鼠齿”失真的减小是由于在水平回扫的另一部分时间内调制开关不导通时，回扫变压器的初级绕组通过第二回扫电容所形成的阻抗耦合到回扫谐振电路上去了。在与“鼠齿”失真有关的低频率上，这一阻抗是很高的。这种频率大大低于回扫谐振频率。因为调制开关工作于开关状态下，所以有利地减小了功率损耗。
回扫变压器次级绕组上的回扫电压可以用来提供同步反馈信号，该同步反馈信号用来对相位控制电路提供定时信息。相位控制电路产生使水平偏转电流同步于水平同步输入信号的控制信号。
根据本发明的特点，第二回扫电容使回扫变压器的反馈信号与偏转线圈两端所产生的回扫电压保持同相。因此，反馈信号在整个垂直扫描期间内提供水平偏转电流的正确水平定时信息。如果在回扫变压器中有回扫电压并且在整个垂直扫描期间内偏转线圈中没有保持同相，就可能出现在垂直方向上形成了轻微抛物线弯曲光栅的光栅失真。
实施本发明一个方面的电视偏转设备包括第一输入信号的源和回扫谐振电路，该第一输入信号源的频率与第一偏转频率有关。回扫谐振电路包括偏转线圈和第一回扫电容。在偏转线圈中产生偏转电流;在给定的偏转周期的回扫时间内，在第一回扫电容上产生第一回扫脉冲电压。把第二回扫电容耦合到回扫谐振电路上，用来在回扫时间内在第二回扫电容上产生第二回扫脉冲电压。通过与输入供电电源耦合的供电电感，第一和第二回扫脉冲电压耦合到负载电路上。频率与第二偏转频率有关的、调制第二输入信号的源耦合到开关结构上。开关结构根据第二输入信号来改变第二回扫脉冲电压开始的时间与第一回扫脉冲电压开始的时间之差，以产生对于偏转电流的调制。当第二回扫脉冲电压产生时，把阻抗结构插入到供电电感与回扫谐振电路之间，该阻抗结构包括第二回扫电容，当频率大大低于回扫谐振电路的回扫谐振频率时，该阻抗结构的阻抗较高。这个高阻抗在频率低时把供电电感与回扫谐振电路隔离开来。
图中
图1a-1h示出说明图2电路的理想化波形;
图2示出实施本发明一个方面的、包括外部枕形失真校正的偏转电路;
图3a-3b示出说明图2电路的，出现在水平回扫时间内的波形;
图4示出说明图2电路工作的其它波形;
图5示出未校正“鼠齿”失真的网状图案;
图6a-6d示出说明图2电路中电流保护特性的波形;
图7示出本发明的第二实施例，它包括内部枕形失真校正;以及图8a-8c示出与图7电路有关的波形。
图2中实施本发明一个方面的水平偏转电路250，对例如A66EAS00×01型FS彩色显像管(CRT)提供水平偏转。电路250包括工作于水平频率的开关晶体管Q1和反并联阻尼二极管DQ1，Q1和DQ1像作为一个集成电路那样构成。回扫电容器C1与晶体管Q1和二极管DQ1并联连接。偏转线圈LH与S成形扫描电容CS串联连接以形成一个电路支路，该电路支路与晶体管Q1、二极管DQ1和回扫电容C1中的每一个都是并联连接的，以便形成在水平回扫时间内的回扫谐振电路100。
包括水平振荡器和鉴相器的相位控制级101(图中未详细示出)响应于水平同步信号Hs。信号Hs从例如电视接收机的视频检波器(图中未示出)得出。级101通过晶体管Q6把激励电压101a加到激励变压器T2的初级绕组T2a上。变压器T2的次级绕组T2b通过包括电阻R1和R2的分压器耦合到晶体管Q1的基极一发射极结上，以产生水平频率fH的基极激励电流ib。回扫变压器T1的初级绕组W1耦合到B+电压源与晶体管Q1的集电极之间。变压器T1的次级绕组W2耦合到级101上，以提供用来产生激励信号101a的反馈回扫信号Hr，Hr使线圈LH中的水平偏转电流i2同步于信号Hs。
实施本发明一个特点的开关式光栅校正电路200包括东西控制电路300，300控制开关晶体管Q2的开关定时。在整个扫描时间内晶体管Q2是导通的;在回扫时间内的某一可控瞬间，Q2变成不导通的。晶体管Q2的集电极连接到晶体管Q1的发射极与回扫电容C1之间的连接端50上。晶体管Q2的发射极通过小的电流取样电阻R101连接到地上。与晶体管Q2并联连接的阻尼二极管DQ2和晶体管Q2在结构上像是一个集成电路那样。第二回扫电容器C2耦合于晶体管Q2的集电极与地之间。在变压器T1的绕组W4两端所产生的回扫电压Vr提供用来在高压阳极电源556中产生高压阳极电压的高压，556包括图中未示出的整流二极管。
用作说明的第一假想实施例代表第一种极端工作情况，其中晶体管Q2在整个扫描和回扫时间内保持导通。在此情况下，偏转电路250以除了东西校正以外都是周知的方法结束产生偏转电流i2。正如下面继续所说明的那样，在此情况下，电流i2为最大峰-峰幅度。
还是用作说明的第二个假想实例代表第二种极端工作情况，其中开关晶体管Q2在整个回扫时间内处于截止状态下。在第二个实例中，在回扫时间内形成了一对谐振电路。第一个是图2中的谐振电路100，100包括回扫电路C1、线圈LH和扫描电容Cs。第二个谐振电路包括回扫变压器的绕组W1和回扫电容C2，W1与C2是串联连接的。分别加以考虑，这一对回扫谐振电路中的每一个调谐到低于所需标称回扫频率的频率上。把谐振电路耦合起来以形成组合的谐振电路。所以，组合谐振电路中形成的公共回扫频率高于其每一个构成成分的回扫频率并使之等于所要求的标称回扫频率，即，在PAL系统中作为例证为43KHz。
正如以前所说明的那样，变压器T1的次级绕组W2提供水平同步回扫信号Hr。信号Hr的每一个脉冲代表偏转线圈LH中的回扫时间。水平同步信号Hr耦合到用来提供反馈同步信号的相位控制级101上。包括在信号Hr脉冲中的同步信息是偏转线圈LH中电流i2相位的指示。信号Hr和水平同步脉冲Hs用来调节级101中所包括的水平振荡器输出信号的相位和频率。
在第二个假想实例中，变压器T1的初级绕组W1通过包括电容C1和C2的电容分压器耦合到回扫谐振电路100上，以形成组合的谐振电路。这种组合的回扫谐振电路允许正确的同步而不产生“鼠齿”失真。在申请人为P.E.哈菲尔(Haferl)、题为“东西校正电路”(“EAST-WESTCORRECTIONCIRCUIT”)的美国专利46349317号中，详细地说明了形成这种组合回扫谐振电路的优点。
在扫描时间内，绕组W1中的电流i1流经晶体管Q1，并且通过晶体管Q2到地。在回扫时间内，电流i1流经电容C1，还作为回扫电流i4流经电容C2，并且在回扫电容C2两端产生回扫电压V2。
利用稳压电源的B+电压来稳定在串联连接的电容C1和C2两端所产生回扫电压V1的幅度。因此，电压V1实际上有利地不受东西调制的影响。在线圈LH两端和电容C1两端产生的回扫电压V4确定了偏转电流i2的幅度。回扫电压V4等于回扫电压V1减掉回扫电压V2。因为在回扫的第二部分时间内，当晶体管Q2不导通时，晶体管Q2中的电流i3为零，回扫电流i1实际上全部作为电流i4而流经电容C2并且产生回扫电压V2。由此得出，在第二个假想实例(其中，晶体管Q2在整个回扫时间内不导通)中，电压V2为最大幅度。因此，在第二假想实例中，电压V4的幅度为最小值，偏转电流i2的幅度也是最小值。
根据本发明的一个方面，通过在回扫时间的前一半内，对于晶体管Q2的截止瞬间进行调制来实现对于偏转电流的调制，用这种方法来减小“鼠齿”失真。通过选择电容C1的值(例如，使C1近似为电容C2的两倍)和绕组W1的电感值(例如，使W1近似为电感LH的两倍)，使回扫频率在回扫的第一部分时间内(当晶体管Q2导通时)和在回扫的第二部分时间内(当晶体管Q2不导通时)保持相等。因此，在绕组W1中电压V1的相位相对于偏转电流i2的相位来说，不受晶体管Q2导通状态的影响。对于截止瞬间进行调制是可以允许的，因为根据变压器T1中绕组W4上的电压V1而产生的回扫时间和回扫电压Vr实际上有利地不受晶体管Q2在回扫时间内导通状态的影响。
图1a-1h示出可用于说明图2电路工作的理想化波形。图2和图1a-1h中，类似的符号和数字指示类似的元件或功能。
东西控制电路300产生激励晶体管Q2基极的脉冲电压V3。电压V3使晶体管Q2在整个扫描时间内导通。在回扫时间内，电压V3的下降沿在图1a中t2-t3的范围内受到相位调制。这样，图2中开关晶体管Q2在图1a中时间t2以前导通;在时间t2以后的t2-t3的范围内，在相位调制的时刻，Q2开关到截止状态。当导通时，晶体管Q2把回扫电压V2箝位到零，并改变电压V2产生的时刻。
图2中变压器T1的绕组W1中的电流i1流入包括线圈LH和电容C1的谐振电路100中。当图2的晶体管Q2不导通时，来自谐振电路100的电流分裂开来，形成电流i3和i4。当晶体管Q2截止时，图1d中逐渐减小的电流i4对于图2的电容C2进行充电，充到图1d中的时间t4，t4出现在回扫时间的中心，这时电流i1和i4变成零。结果是，在回扫中心时图1e的电压V2达到其峰值幅度。在回扫的后一半时间内，图1d中减小到更负的负电流i4使图2中电容C2进行放电，放到电压V2变负。当电压V2变成足够负时，二极管DQ2开始导通，把电压V2箝位到-0.6伏，即二极管DQ2的正向电压。
当扫描行位于光栅中心比位于光栅顶部或底部时，外部枕形失真的校正要求偏转电流i2具有更大的幅度。在光栅顶部，晶体管Q2最早在时间t2时截止。在时间t2以后，图1e的电压V2开始减小。在回扫中心出现以后，电压V2减小，减到时间t6时，V2变成零。因为在光栅顶部、时间t2时，晶体管Q2截止，电压V2的峰值幅度为最大值，所以，图1f中电压V4的峰值幅度为最小值。从光栅顶部向着光栅中心，由图1a中电压V3下降沿所确定的、晶体管Q2的截止时间在时间t2-t3范围内越来越延迟。结果是，图2中电压V2的峰值幅度减小，电压V4的峰值幅度增大，偏转电流i2的峰值幅度增大。在光栅中心，在图1e中时间t3时电压V2开始增大，在每一个水平周期的时间t5时V2变成零。从光栅中心向着光栅底部，图2中晶体管的截止时间在图1a中从时间t3到时间t2的范围内越来越领先，结果是，图2中电压V2增大，电压V4减小，偏转电流i2减小。这样，偏转电流i2正比于回扫电压V4并且反比于回扫电压V2，对于i2是根据晶体管Q2的截止瞬间进行调制的。
图1a中电压V3的下降沿以抛物线方式受到场频相位调制，以获得波形1e、1f和1h所示的场频包络。图2中晶体管Q2截止时间的变动也有利地调制了图1e中电压V2在回扫近于结束时变成零的时间。
根据本发明的一路特点，在水平回扫时间内电压V2回扫脉冲波形的中心相对于水平回扫时间的中心t4来说，在整个垂直扫描时间内保持相同。这样，图2中电压V4和V2与电压V1保持同相。由此得出，信号Hr有利地与偏转电流保持同相。
在绕组W2两端产生的信号Hr提供偏转电流i2相位信息。信号Hr加到级101上，用来使级101的水平振荡器同步于视频信号的同步脉冲Hs。因为电容C2把绕组W1耦合到线圈LH上以形成组合的谐振电路，所以，信号Hr的相位信息实际上与偏转电流i2的相位信息相同。晶体管Q2工作于开关状态所提供的另一个优点是，不需要有感性分量与晶体管Q2串联连接。还有，晶体管Q2工作于开关状态使晶体管Q2的功率损耗低。所以，晶体管Q2不需要散热器。超过其它东西电路(例如，传统的二极管调制器)的另一个优点是，在扫描的后一半时间内，偏转电流i2并不流经阻尼二极管，这使偏转损耗和不对称线性误差都较小。
正如前面所说明的那样，在回扫时间内、晶体管Q2变成不导通以后，偏转谐振电路100通过高阻尼电容C2耦合到回扫变压器T1上。晶体管Q2变成不导通的时候，高压阳极电压的整流二极管(未示出)导通。电容C2的高阻抗实际上在回扫时间内、在与“鼠齿”失真有关的频率(“鼠齿”失真的频率大大低于谐振电路100的频率)上，把线圈LH和绕组W1隔离开来，从而防止了称为“鼠齿”光栅失真的出现。
根据本发明的一个特点，在整个扫描时间内利用晶体管Q2把电容C1与C2之间的连接端箝位到地电位。因此，不出现称为“风琴管”型的光栅干扰。如果不采用这种箝位，则由于回扫变压器初级电流中的振荡电流或振铃就可能出现“风琴管”型光栅干扰。因为利用晶体管Q2在整个扫描时间内把晶体管Q1箝位到地，所以抑制了这种振铃。
为了进一步减少所需分立元件的数量，阻尼二极管DQ1和DQ2可以采用集成电路技术与相应的晶体管有利地构成在一起。
保护二振管D1耦合到晶体管Q2的集电极与变压器T1初级绕组W1的W1a端子之间。二极管D1保护晶体管Q2免受在开始接通电源时可能出现过大峰值电压的影响。利用二极管D1把电压V2的最大值限制到350伏从而保护晶体管Q2。变压器T2在初级绕组与次级绕组之间最好有400伏的绝缘能力。
遥控接收机201产生通/断控制信号201a，201a耦合到+12伏稳压电源的通/断晶体管开关Q7上。当晶体管Q7不导通时，产生输出电源电压+12伏，这使相位控制级101在通电工作期间被激励。当晶体管Q7导通时，级101断电，这使设备工作于准备状态下。在转换到准备状态工作的期间内，相位控制级101对晶体管Q6的基极提供基极激励，使变压器72的激励器晶体管Q6截止。
例如，当从正常或通电工作状态转换到准备状态工作以后，仍然有能量存储在图2中变压器T2的初级绕组T2a内。这一能量可以在偏转晶体管Q1中继续产生基极电流ib，直到变压器T2中初级绕组T2a两端电压101a的数值减小到零。结果是，可以产生具有已延长，但不确定的持续时间(当晶体管Q1停止导通时，该持续时间即告结束)的最终偏转周期。因此，电流i1、i2和i4可能过分增大，并且使晶体管Q1和Q2破坏。
为了防止这种可能性，通/断控制信号通过电阻R81和导线555耦合到对晶体管Q2提供基极激励的晶体管Q5的基极上，使得在完成了从电源通到准备状态的转换以后晶体管Q2立刻截止。因为晶体管Q1和Q2是串联连接的，所以，晶体管Q2的截止就使这两个晶体管中的电流都停止了。这样，保护了晶体管Q1和Q2。但是，这种快速关断结构可能需要快速光点抑制电路(未示出)，以防止电子束的有关光点损坏显像管。
图2中，还示出了可能有利地不需要快速光点抑制电路的另一种保护结构。在这种更好的结构中，包括二极管D10和电阻R91串联结构的反馈结构，通过导线555耦合到虚线所示晶体管Q2的发射极与晶体管Q5的基极之间。当采用这种反馈结构时，晶体管Q2的发射极通过电流取样电阻R101连接到地，使电流i3在电阻R101两端被取样。在电阻R101两端产生的合成电压VOC控制晶体管Q5的基极电压。当电阻R101两端的电压VCC超过+1.8伏时，电压Voc使晶体管Q5导通，晶体管Q5减小了晶体管Q2的基极激励。这样，例如当电阻R101等于1欧时，电流i3被限制到峰值为1.8安。
二极管D10和电阻R91所提供的反馈有利地保护了晶体管1和Q2;在工作期间，特别是在从电源到准备状态的转换期间内，Q1和Q2是串联连接的。当然，应当了解，这种反馈结构也可以与以前说明过的、把信号201a耦合到晶体管Q5基极上的那种结构一道使用或者取而代之。例如，当这两种结构一道使用时，电流i3可能变成实际上减小到例如等于零，以便提供所需要的过流保护或提供通/断工作。
图6示出当没有保护电路时，在刚刚完成正常工作的电源通状态和准备状态之间的相应转换以后，图2中电流i3波形的包络;如果为了禁止保护电路工作而把导线555断开时，就出现上述没有保护电路的情况。类似地，图6b示出当连接着允许保护电路工作的导线555时，图2中电流i3波形的包络。注意，图6b中电流i3被限制到最大值为1.8安。同样地，图6c示出当保护电路被禁止时，图2中晶体管Q1集电极电流的包络;图6d示出当保护电路被允许时，图2中晶体管Q1集电极电流的包络。在1988年3月10日、同一申请人P.E.哈菲尔提交的、题为“偏转电路的保护结构”(“PROTECTIONARRANGEMENTOFADEFLECTIONCIRDUIT”)的美国专利申请书第880575号中，对于保护电路的工作也作了讨论。
图2的东西控制电路300包括由晶体管Q3、Q4和激励开关晶体管Q2的达林顿激励器晶体管Q5所形成的差分放大器。包括晶体管Q3和Q4的差分放大器把垂直抛物线电压V6、与具有图2所示波形的电压V5中指数型斜坡部分V5a加以比较。这两个比较电压的交点确定了图1a中控制电压V3的定时。
为了产生图2中电压V5，在变压器T1的绕组W3中产生的图2中水平回扫脉冲HW3通过电阻R4耦合到齐纳二极管D3上。包括电容C4、电阻R5和二极管D2的加速网络在二极管D3两端产生具有快速上升前沿的门脉冲VD3。较快的前沿有利于形成东西控制电路300较大的动态范围。二极管D3两端的脉冲VD3通过电阻R6和R7加到电容C5和电阻R9上，用来产生电压V6的指数型斜坡部分V5a。包括指数增大的顶部V5a的脉冲电压V5加到晶体管Q4的基极上。包括被叠加锯齿波电压的、图2中场频抛物线电压Vp从传统垂直偏转电路350的隔直流电容Cc通过电容C8、电阻R20和电阻R19耦合到晶体管Q3的基极上。电阻R14、R15和R16提供晶体管Q3基极的直流偏置。通过电阻R13耦合到晶体管Q3基极和积分电容C6上的电压V2提供负反馈，使电压V2的场频包络跟踪于电容Cc上产生的抛物线电压Vp。
在取样电阻R5两端产生的垂直锯齿波电压通过电阻R10和电阻R9耦合到电容C5上，用来产生在由电压VRS所确定的峰值幅度处具有指数向上斜坡部分的电压V7。电压V7耦合到东西控制电路300中晶体管Q4的基极上。因此，电压VRS还通过电容Cc耦合到晶体管Q3的基极上。因为电压VRS是以不同方法加上去的，所以防止了电压VRS对于晶体管Q3和Q4开关工作的显著影响。晶体管Q3基极上产生的垂直抛物线电压V6与水平斜坡电压V5相比较。电压V5和V6的交点确定了电压V3前沿和后沿的定时，正如以前所指出的那样。
电压V5的指数型斜坡部分V5a，通过补偿图1b中电流i1在回扫时间内电平的降低，使东西光栅校正或调制器电路200线性化了。因为电压V3在图1a中时间t2前后的小调制度与电压V3图1a中时间t3前后的同一调制度相比，所形成的图1e中电压V2的幅度调制较大，所以出现了线性化。这是因为图1b和图1d的电流i1和i4中每一个电流在时间t2时的幅度分别高于在时间t3时的幅度，并且因为电压V2正比于∫i4dt数值的缘故。图1g中，指数型斜坡电压V5在时间t2前后比在时间t3前后更为陡峭。因此，对于一个给定的晶体管Q3基极上的电压变动，电压V3在时间t2前后的调制比在时间t3前后的调制要小。这样，电压V5的指数型斜坡部分V5a使东西光栅校正电路200的工作线性化了。电阻R15提高了电压V5的直流平均值。作为电子束电流函数的图像宽度变动的补偿(可以称为“反呼吸(anti-breathing”))可以通过晶体管Q3的基极加上去。
图3a-3b和图4示出在图2中水平偏转电路250工作时所获得的波形。图1a-1h、图2、图3a-3b和图4中，相同的符号和数字指示相同的元件或功能。图3a中电压V1和电流i1实际上有利地没有被调制。在图3b中时间t2与t3之间，图2中晶体管Q2开关到截止状态。在图3b中时间t5与t6之间，二极管DQ2开始导通。图3b中电压V2的中心最好处于图3a中电压V1的中心左右。当图3b中电压V2产生时，图3b中电流i3为零。注意，为了提供外部枕形失真校正，要对图4中偏转电流i2进行调制。
图2中基极耦合到晶体管Q3集电极与其负载电阻R12的连接点上的晶体管Q5，经过自身集电极上的负载电阻R17对于晶体管Q2提供基极激励。晶体管Q5的集电极通过电容C7和电阻R18的并联结构耦合到晶体管Q2的基极上，用来产生电压V3下降沿部分的快速过渡，以实现晶体管Q2的快速截止。这种快速截止使在图1c中时间t1以后立刻中断电流i3，并且容许采用在时间t1与t4之间的整个调制范围。作为例证，图2中晶体管Q2的截止延时小于1微秒。如果采用金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)来代替Q2，就可能进一步减小截止延时。在要求偏转电流例如2fH的较高频率的情况下，快速截止的特点是合乎理想的。
图7示出水平偏转电路250′，250′类似于图2的电路250，250′用来在例如飞利浦45AX型显像管(未示出)上提供水平扫描。图7和图2中，类似的符号和数字指示类似的元件或功能。但是，图7的电路250′除了像以前相应于图2所说明的那样来提供外部枕形校正以外，还提供内部枕形校正。通过包括电感L1和电容Cs′的、耦合到电阻R22上的谐振电路60的工作来实现内部枕形校正。被电压V2′调制了的内部枕形校正调制电流i5流经扫描电容Cs和晶体管Q2。电流i5调制电容Cs两端的扫描电压。通过调节电感L1的数值可以调节内部校正的大小。但是，这种调节是不临界的，可以使用例如2.2毫亨的固定线圈。图7中电容C2的所需数值大于图2电路中的数值，因为图7的电感L1在回扫时间内与变压器T1的绕组W1是并联连接的。在申请人为P.E.哈菲尔，题为“光栅校正电路”(“RASTER CORRECTION CIRCUIT”)的美国专利第4719392号中，更为详细地描述了对于例如电流i5进行调制以提供内部枕形校正的方法。
图8a-8c示出在操作图7中电路250′期间所获得的波形。图8a-8c和图7中，相同的符号和数字指示相同的元件或功能。注意，由于图7中电流i5的结果，图8b中电流i3在扫描时间内为反S型的。如果没有内部枕形校正，电流i3应基本上以线性方式增大，理论上如图1c所示。图7的晶体管Q2，在扫描时间内还为电流i5提供电流通路。应该指出，为了提供内部枕形失真校正对于图8a中电流i5和图8b中电流i3都进行了调制。
权利要求
1.一种电视偏转设备，这种设备包括第一输入信号的源，其频率与第一偏转频率有关包括偏转线圈和第一回扫电容的回扫谐振电路；响应于所述第一输入信号并且耦合到所述回扫谐振电路上的第一开关装置，用来在给定偏转周期的回扫时间内在所述偏转线圈中产生偏转电流，以及在所述第一回扫电容上产生第一回扫脉冲电压；耦合到所述回扫谐振电路上的第二回扫电容，用来在所述回扫时间内在所述第二回扫电容上产生第二回扫脉冲电压输入供电电压源；负载电路；耦合到所述输入供电电压源和所述第一开关装置上的供电电感，用来把所述第一和第二回扫脉冲电压耦合到所述负载电路上，并且用来补充在所述回扫时间内在所述回扫谐振电路中的能量损耗；以及对于第二输入信号进行调制的源；这种设备的特征在于，响应于所述第一(101a)和第二(V3)输入信号并且耦合到所述第二回扫电容(C2)上的第二开关装置(Q2)，用来根据所述第二输入信号(V3)来改变在所述第二回扫脉冲电压(V2)开始与所述第一回扫脉冲电压(V1)开始之间的时间差，以产生对所述偏转电流(i2)的调制，从而，当所述第二回扫脉冲电压(V2)产生时，把阻抗结构插入到所述供电电感(W1)与所述回扫谐振电路(100)之间，所述阻抗结构包括所述第二回扫电容(C2)并且在大大低于所述回扫谐振电路(100)中回扫谐振频率的频率上呈现为高阻抗，以便在所述较低频率时把所述供电电感(W1)与所述回扫谐振电路(100)隔离开来。
2.根据权利要求1的一种设备，其特征在于，当所述负载电路(556)中出现变化时，所述高阻抗结构减小“鼠齿”失真。
3.根据权利要求1的一种设备，其特征在于，在所述第二回扫脉冲电压(V2)产生的时间间隔内，所述第二回扫电容(C2)和所述供电电感(W1)形成一个串联结构，该串联结构与一个包括所述第一回扫电容(C1)和所述偏转线圈(LH)的并联结构并联起来。
4.根据权利要求1的一种设备，其特征在于，所述第二开关装置(Q2)在所述第一回扫脉冲电压(V1)的部分时间〔除掉所述第二回扫脉冲电压(V2)产生的时间间隔〕内，把所述第二回扫电容(C2)旁路;其中，在整个所述第一回扫脉冲电压的时间内，组合谐振电路的谐振频率基本上相同，该组合谐振电路包括所述供电电感(W1)、所述偏转线圈(LH)、所述第一回扫电容(C1)和所述第二回扫电容(C2)。
5.根据权利要求1的一种设备，其特征在于，所述第二开关装置(Q2)根据所述第二输入信号(V3)产生所述第二回扫脉冲电压(V2)的脉冲宽度的变化;从而，当所述第二回扫脉冲电压(V2)的所述脉冲宽度变化时，所述第一回扫脉冲电压(V1)与所述第二回扫脉冲电压(V2)的相应预定部分之间的相位差保持基本上恒定;以保持当所述第二回扫脉冲电压(V2)的脉冲宽度变化时，所述供电电感(W1)中产生的第三回扫脉冲电压(Hr)正确同步于所述偏转电流(i2)。
6.根据权利要求1的一种设备，其特征在于，所述供电电感包括回扫变压器(T1)的初级绕组(W1);其中，所述负载电路包括高压阳极电压源(556)，把556耦合到高压上并由该高压加电，该高压产生于所述变压器(T1)的次级绕组(W4)中;556形成了以大大低于所述回扫谐振频率的频率、根据电子束电流变化而变化的负载。
7.根据权利要求1的一种设备，其特征在于，在所述第一回扫脉冲电压(V1)的第一部分时间内，所述第二开关装置(Q2)工作于导通状态下，用来把延迟所述第二回扫脉冲电压(V2)的产生的低阻抗加到所述第二回扫电容(C2)两端上;其中，在所述第一回扫脉冲电压(V1)的第二部分时间内，所述第二开关装置(Q2)工作于不导通状态下，用来把所述低阻抗去掉，以便允许所述第二回扫脉冲电压(V2)产生出来。
8.根据权利要求7的一种设备，其特征在于，在给定的回扫时间内，所述第二部分时间紧接在所述第一部分时间之后。
9.根据权利要求7的一种设备，其特征在于，包括所述偏转线圈(LH)、所述供电电感(W1)、所述第一回扫电容(C1)和所述第二回扫电容(C2)的组合谐振电路的回扫谐振频率，当所述第二开关装置(Q2)在导通状态下以及当所述第二开关装置(Q2)在不导通状态下，保持基本上相同。
10.根据权利要求7的一种设备，其特征在于，在所述第一回扫脉冲电压〔V1，其长度根据所述第二输入信号(V3)而变化〕的所述第一部分已经过去以前，所述第二开关装置(Q2)是导通的，以便在所述第一部分时间内、在所述第二回扫电容(C2)的一对端子之间形成低阻抗，用来防止所述第二回扫脉冲电压(V2)根据所述第二输入信号(V3)产生出来，只要所述第二开关装置(Q2)是导通的;其中，紧接在所述第一部分之后，所述第二开关装置(Q2)是不导通的，用来允许所述第二回扫脉冲电压(V2)产生出来。
11.根据权利要求1的一种设备，其特征在于，所述供电电感(W1)包括回扫变压器(T1)的一个绕组，当所述第二开关装置(Q2)不导通时，该绕组通过所述第二回扫电容(C2)耦合到所述回扫谐振电路(100)上;当所述第二开关装置(Q2)导通时，该绕组通过所述第二开关装置(Q2)耦合到所述回扫谐振电路(100)上，以便形成组合回扫谐振电路，该组合回扫谐振电路的谐振频率当所述第二开关装置(Q2)导通以及当第二开关装置(Q2)不导通时基本上不变。
12.根据权利要求1的一种设备，其特征在于，所述第二开关装置(Q2)在给定偏转周期的部分时间内与所述第一开关装置(Q1)串联连接，并且与所述第二回扫电容(C2)并联连接其中，所述第二回扫电容(C2)连接到所述第一开关装置(Q1)与第二开关装置(Q2)之间的第一连接端(50)上，并且与所述第一回扫电容(C1)串联连接。
13.根据权利要求1的一种设备，其特征在于，耦合到所述偏转线圈(LH)上以便在所述偏转周期的扫描时间内形成第一扫描谐振电路的扫描电容(Cs);还在于，耦合到所述扫描电容(Cs)上，以便提供内部枕形失真校正的第二扫描谐振电路(60)，其中，当所述第二开关装置(Q2)不导通时，在所述第二扫描电容(C2)上产生的所述第二回扫脉冲电压(V2)在所述第二扫描电路(60)中产生内部枕形失真校正调制电流，对于该电流根据所述第二回扫脉冲电压(V2)进行了调制。
14.根据权利要求1的一种设备，其特征在于，所述第一开关装置(Q1)和第二开关装置(Q2)中的每一个都以行频工作;其中，所述第二开关装置(Q2)在所述回扫时间内的某一时刻变成不导通的，该时刻以抛物线方式、以场频变化，用来以提供枕形失真校正的方式来改变所述第二回扫脉冲电压(V2)的幅度。
15.根据权利要求1的一种设备，其特征在于，耦合到所述回扫谐振电路(100)上，用来在水平回扫时间内产生具有指数型顶部的、基本上为矩形波脉冲(V5)的装置;所述矩形波脉冲被耦合到东西光栅校正控制电路(300)中差分放大器(Q3、Q4)的第一输入端(Q4的基极)上，所述放大器的第二输入端(Q3的基极)响应于场频信号(V6)，用来在所述差分放大器的输出端(Q3的集电极)上产生耦合到所述第二开关装置(Q2)控制端(基极)上的、具有某一相位的调制信号，该相位根据场频信号(V6)而变化;其中，所述矩形波脉冲电压(V5)的顶部以相对于所述场频信号(V6)的变化来改善东西光栅校正控制电路(300)的线性的方式而变化。
16.根据权利要求1的一种设备，其特征在于，所述第二开关装置(Q2)调制所述偏转电流(i2)以便提供内部和外部枕形失真校正。
17.根据权利要求1的一种设备，其特征在于，用来产生具有行频的控制信号(V3)的装置，该信号(V3)的相位在回扫时间内以场频抛物线方式而变化;其中，所述第二开关装置(Q2)响应于所述控制信号(V3)，用来当所述控制信号(V3)的相位变化时改变所述第二回扫脉冲电压(V2)的脉冲宽度。
18.根据权利要求1的一种设备，其特征在于，所述第二回扫脉冲电压(V2)具有某一相位，该相位相对于所述第一回扫脉冲电压(V1)保持基本上恒定。
19.一种具有光栅失真校正的偏转设备，这种设备包括第一输入信号的源，其频率与水平偏转频率有关包括偏转线圈和第一回扫电容的回扫谐振电路响应于所述第一输入信号并且耦合到所述回扫谐振电路上的第一晶体管开关，用来在所述偏转线圈中产生水平偏转电流，以及在所述第一回扫电容上产生第一回扫脉冲电压;与所述回扫谐振电路串联连接的第二回扫电容，用来在所述第二回扫电容上产生第二回扫脉冲电压;第二输入信号的源，其频率与垂直偏转频率有关;响应于所述第一和第二输入信号的装置，用来产生具有某一相位的行频控制信号，该相位根据所述垂直偏转频率而变化;这种设备的特征在于，耦合到所述第一晶体管开关(Q1)上的第二开关(Q2)，使得在所述偏转电流(i2，i2在扫描时间内出现)的给定周期的一部分时间内，所述第一晶体管开关(Q1)与所述第二开关(Q2)串联连接;响应于所述控制信号(V3)并且耦合到所述第二回扫电容(C2)上的所述第二开关(Q2)，用来产生所述第二回扫脉冲电压(V2)开始时间相对于所述第一回扫脉冲电压(V1)开始时间的变化，同时保持这两个回扫脉冲电压之间基本上恒定的相位差。
20.根据权利要求19的一种设备，其特征在于，所述第二回扫脉冲电压(V2)的所述开始时间与所述第二回扫脉冲电压(V2)结束时间之间的中心点，与所述第一回扫脉冲电压(V1)保持基本上同相。
全文摘要
水平偏转电路(250)的偏转开关(Q
文档编号H04N3/233GK1036676SQ89101248
公开日1989年10月25日 申请日期1989年3月9日 优先权日1988年3月10日
发明者彼得·爱德华·哈费尔 申请人:Rca许可公司