专利名称：三相输电线路信号传输装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及电工技术，涉及在音频范围内传输和接收电压和电流的领域，在这些领域中，以正常方式运行和以不完全相方式运行而不要求高频处理的通信电路，更确切地说，是涉及沿三相输电线路传输信号的装置。
本装置用于将从通常设在低压电网中各监控点发出的信息，传输到供电变电站中的主控台。
三相交流电网中的各种负载、各变电站、分段点、备用的自动插入点都可用作监控点。
已知的沿三相输电线路导线传输信号的装置是用来向两相中输入信号的(SU，№860274，1019649)。
上述已知装置的共同缺点是，当有信号电流流通的一相断开(不完全相运行状态)时，装置将丧失其工作能力。
此外，由于在不完全相运行状态下，这些已知的装置丧失工作能力，因此不可能传输有关该故障状态的信息。应该指出，借助于上述已知装置，不可能测出它们的安装地点的不完全相运行状态。
工频电源电压的各种高次谐波是沿配电网导线构成的通信电路中电平最高的噪声成分之一。这些噪声源主要是负载电阻的和电源变压器伏安特性的非线性。在许多国家，其中包括美国，都开展了克服谐波噪声的工作。参见Trussell H.J，Wang J.D.的”消除通信系统配电线路中的谐波噪声”，美国电机及电子工程师学会(IEEE)关于电力设备和电力系统的会刊，1985，PAS-104，N12，3338-3344。在这篇文章中论述了抑制谐波噪声的途径。研究的结果表明，在原则上有可能制造谐波噪声抑制器。如文中所述，这方面的工作还在继续进行。在没有噪声抑制器的情况下，就必须使信号电压(电流)电平高于噪声电压(电流)电平，使其足以保证在给定条件下接收信号的可能性，这就要求采用大功率的传输装置。
还知道一种沿三相输电线路的导线传输信号的装置(SU，A，1223381)，它包括三个电感线圈、三个第一二极管、三个第二二极管和门电路。各电感线圈的第一引线与对应的输电线路各相A、B、C连接，各电感线圈的第二引线接到各第一二极管的阳极，每个第一二极管的阴极接在一起再接到门电路的第一输入端，门电路的第二输入端接到互连在一起的各第二二极管的阳极上，每个第二二极管的阴极直接接在对应的输电线路各相A、B、C上。门电路包括半导体开关元件，第二电感线圈，半导体开关元件的触发部分，电容器，电阻器。门电路的第一输入端通过电阻器接到半导体开关元件的阳极和电容器的第一极板上，电容器的第二极板与门电路的第二输入端和第二电感线圈的第一引线连接，第二电感线圈的第二引线与半导体开关元件的阴极连接，半导体开关元件的触发部分连接在半导体开关元件的控制电极和其阴极之间。
上述装置在不完全相运行状态下仍保持工作能力，但是在电流的谐波成分中，除信号电流的基谐波外，还有其它一些谐波成分，这形成这些谐波就需要电源提供额外的能量。
此外，在不完全相运行状态下，被接收的信号电流减少一半，从而降低了接收器接收来自已知装置(SU，A，1223381)的信号的抗扰性。
在所述的已知装置(SU，A，1223381)中，利用了有控制部分的半导体开关元件，第一电感线圈、电容器和电阻器作为门电路。
如果在所观察的时间间隔内，相A的电位高，相C的电位低，而来自控制部分的脉冲到达半导体开关元件的控制电极上，则电流流过导通的半导体开关元件的路径如下相A、第一电感线圈、第一二极管、电阻器、半导体开关元件、第二二极管第一电感线圈、相C。经过半导体开关元件的信号电流的瞬时值由下式决定i = (E0)/(R) (1 -e- (R)/(L) t ) (1)式中E0-整流三相电压的恒定分量R-电路有效电阻L-电路电感t-半导体开关元件处于导通状态的时间，由下述条件选择导通状态时间t = τ = (T0)/4 (2)式中T0= 1/(f0) ;f0-门电路的换向频率考虑到式(2)，式(1)有如下形式Im = (E0)/(R) (1 - e- (R)/(L) τ)(3)式中Im-时间t＝τ时的电流峰值电路有效电阻R值的选择为，在时间间隔O＜t＜ (T0)/4 内，式(1)中的信号电流形式能够最接近于正弦波的形式，也就是说，式(1)可写成i＝Imsinω0t (4)式中ω0＝2πf0;ω0-圆频率由于电容器和第一电感线圈构成的强制换向电路的作用，半导体开关元件截止，同时电容器在 (T0)/4 ＜t＜T0的时间间隔内(这时半导体开关元件截止)沿下述电路充电相A、第一电感线圈、第一二极管、电阻器、电容器、第二二极管、相C。在t = (T0)/4 瞬间，电容器的充电过程结束。在时间间隔 (T0)/2 ＜t＜T0内，电路处于稳定状态态。在下列时间t＝T0·n (n＝1、2、3…)触发脉冲重新到达半导体开关元件的控制电极，于是半导体开关元件导通，过程重复进行。因此，流过电阻器的电流值由下式决定ImSinω0t 0＜t＜ (T0)/2i＝ (5)0 (T0)/2 ＜t＜T0信号电流是一次谐波电流。将式(5)展开成傅里叶级数
根据式(6)，一次谐波的信号电流值等于
i0＝ (Im)/2 Sinω0t (7)该信号电流的有效值等于I0＝ (Im)/22 (8)由式(6)可知，在已知的装置中不仅有有效电流(式7)，还有其它一些频率为2ω0、4ω0的电流。形成其它频率电流需要消费电源的额外能量，该电源就是三相输电网，从而显著地降低了装置对输入到电网中有效功率的利用。
考虑到式(8)，输入到输入电阻为Z的电网中信号频率为ω0的有效功率等于P1= I20Z = (I2m)/8 Z(9)若在振荡电流中没有谐波成分，则该装置中的有效功率将等于Pa = (I2mz)/8 (10)看一下式(10)对式(9)之比，有(P2)/(P1) = 4(11)式(11)表明，与没有高次谐波电流的装置相比，除了基频电流外，还振荡出高频电流的已知装置中的有效功率为前者的四分之一。
已知装置工作时，产生频率为f1和f2的两种信号电流，而且f1＝f0-Ff2＝f0+F (12)
式中f0-门电路的换向频率F-电源电压频率因此，为了接收，就必须有两种接收器，这样在接收频率范围为(10-12千赫)的信号时，是不适宜的，在该范围内谐波噪声可以同起伏噪声相比较。该频率范围适合沿距离l(l＜3千米)不长的输电线路通信时选用。
在这种情况下适合使用这样的接收器，该接收器只接收一种频率f0，即门电路的换向频率。
本发明的任务为作出一种沿三相输电线路导线传输信号的装置，在该装置中通过控制门电路截止状态的持续时间，来保证当三相输电线路的任意一相断开时，仍具有抗扰性，以及借助于适当的连接接收部分的元件，来保证测定出联系着接收部分和传输部分的输电线路上不完全相运行状态的线段，此外，还用来实现在接收信号时，抑制工频电压(电流)的高次谐波成分，这些成分对于接收信号来说是噪声，以及在电源电压的谐波噪声的电平可以同起伏噪声相比较的频率范围内实现接收频率为门电路换向频率的信号。
完成这项任务的方法是，在沿三相输电线路导线传输信号的装置中，包括接收部分和传输部分，这两部分的输入端都与输电线路之间有着电耦合。传输部分包括三个第一电感线圈、三个第一二极管、三个第二二极管和门电路。各第一电感线圈的第一引线与对应的传输部分的输入端相连接，各第一电感线圈的第二引线连接在各第一二极管的阳极上，每个第一二极管的阴极连接在一起再连接到门电路的第一输入端上，门电路的第二输入端与连接在一起的各第二二极管的阳极相连接，每个第二二极管的阴极都与对应的传输部分的输入端电路相耦合。根据本发明，所制成的门电路中有控制门电路截止状态持续时间的元件，並设有控制输入端。装置中装有不完全相运行状态的测定部分。接收部分包括对称分量滤波电路和窄带滤波电路。
这样能保证信号的接收，同时抑制谐波噪声，在三相输电线路的任意一相断开时，能提高抗扰性，能测定出联系着接收部分和传输部分的输电线路上处于不完全相运行状态的部分，以及在电源电压谐波噪声的电平可以同起伏噪声相比较的频率范围内工作时，能保证接收其频率为门电路换向频率的信号。
通过第一电感线圈来实现每个第二二极管的阴极与对应的传输部分的输入端之间的电路耦合是适宜的，而且各第二二极管的阴极和对应的各第一二极管的阳极连接在各公共点上，这些公共点之间有电容耦合，这些电容耦合与各第一电感线圈一起构成各振荡回路，而且门电路必须采用半导体开关元件、第二电感线圈、半导体开关元件的控制部分、第一电容器和电阻器来实现，而且门电路的第一输入端经过电阻器连接到半导体开关元件的阳极上和第一电容器的第一极板上，该电容器的第二极板必须与第二电感线圈的第一引线连接，该电感线圈的第二引线与半导体开关元件的阴极和门电路的第二输入端相连接，半导体开关元件的控制部分连接在半导体开关元件的控制电极和它的阴极之间。
这样可以获得由传输部分振荡出来的形状较好的信号电流，由于消除了存在于信号电流中的高次谐波成分，从而保证使所需要的能量减少到原来的四分之一。
利用按星形接线法连接的三个第二电容器来实现各第二二极管的阴极和对应的各第一二极管的阳极的各连接点之间的电容耦合，这是完全有益的。
也可利用按三角形接线法连接的三个第二电容器，实现各第二二极管的阴极和对应的各第一二极管的阳极的各连接点之间的电容耦合。
当线性工频电压值为u时，“三角形”接线法要求采用电容为C的第二电容器，而当工频电压值为 (U)/3 时，“星形”接线法则要求采用电容为3C的第二电容器。
将控制门电路截止状态持续时间的元件作成继电器的形式也是适宜的，继电器的输入端与门电路的控制输入端相连接。
而且可以将继电器的正常闭合触头与第二电感线圈的一部分并联。
也可以将继电器的正常断开触头经过第三电容器与第一电容器并联。
这样，由于信号电流增大到规定值，如果在安装传输部分的地方出现不完全相运行状态时，能提高接收端的抗扰性。
制作不完全相运行状态的测定部分，最好包括对称分量电压滤波器。该滤波器的各输入端与对应的各第一电感线圈的第一引线连接，而输出端则与窄带滤波器的输入端连接，窄带滤波器的输出端与放大器的输入端连接，放大器的输出端与门电路的控制输入端连接。
而且作为对称分量电压滤波器，可以利用正序电压滤波器，其调谐频率等于门电路的换向频率扣除电源电压频率。
也可以利用负序电压滤波器作为对称分量电压滤波器，负序电压滤波器的调谐频率等于门电路换向频率与电源频率之和。
这样作可以测定出传输部分安装处存在的不完全相运行状态，並能形成控制继电器工作的信号。
下面的事实表明，实施对称分量滤波电路时，包括第一和第二对称分量滤波器是适宜的，它们的输入端与接收部分的各输入端电路相耦合，而且第一对称分量滤波器的频率调整在门电路的换向频率与电源电压频率之差，而第二滤波器的频率调整在门电路的换向频率与电源电压频率之和。而实施窄带滤波电路时，包括上述频率的第一和第二窄带滤波器，它们的输入端分别连接到第一和第二对称分量滤波器的输出端上，而第一和第二窄带滤波器的输出端必须连接在比较电路的输入端。
可以将第一和第二对称分量滤波器的输入端直接连接到接收部分的输入端上，同时第一对称分量滤波器就是负序滤波器，而第二滤波器为正序滤波器。
还可以通过两相换接器来实现第一和第二对称分量滤波器的输入端同接收部分的各输入端之间的电路耦合，同时第一对称分量滤波器是正序滤波器，而第二对称分量滤波器为负序滤波器。
接收部分与输电线路之间的电路耦合，也可以进行直接连接。
传输部分与输电线路之间的电路耦合，可以借助于第一三相电压变压器来实现，该变压器的各初级绕组连接在输电线路的各相上，而各次级绕组连接在传输部分的各输入端上。
接收部分与输电线路之间的电路耦合，既可以直接连接，也可以借助于第二三相电压变压器来实现，该变压器的各初级绕组连接在输电线路的各相上，而各次级绕组则连接在接收部分的各输入端上。同时第一和第二对称分量滤波器将是电压滤波器。
同第一 第二窄带滤波器和比较电路同时采用第一和第二对称分量滤波器，可以进行信号的双波道接收，並可在每个波道中抑制电源电压的高次谐波噪声，从而在接收电压信号(与负载并联)时，能提高信/噪比。
借助于三个电流互感器来实现接收部分和输电线路之间的电路耦合是完全有益的，每个电流互感器的初级绕组都串联在输电线路的每相中，各电流互感器次级绕组的第一引线接地，而各电流互感器绕组的第二引线与接收部分的各对应输入端连接。
这里可以利用电流滤波器作为第一和第二对称分量滤波器。这样，当供电变电站中使用能分出信号电压的补偿电容器时，可以实现电流信号的接收(与负载串联)。利用电流滤波器作对称分量滤波器，接收时能提高信/噪比。
实施对称分量滤波电路时，最好包括三个第三二极管和三个第四二极管，以及变压器。而且各第三二极管的阴极接在一起后与变压器初级绕组的第一引线电路相耦合，变压器初级绕组的第二引线与接在一起的各第四二极管的阳极相连接，各第四二极管的阴极和各第三二极管的阳极的各连接点直接接到接收部分的各输入端。而实现窄带滤波电路时，最好包括第三窄带滤波器，它的输入端连接在变压器的次级绕组上，而且第三窄带滤波器的调谐频率等于门电路的换向频率。
各第三二极管的阴极与变压器初级绕组的第一引线之间的电路耦合，可以通过附加电阻器或通过第四电容器来实现。
这样可以接收其频率为门电路换向频率的信号，使接收装置简化。适合于当信号频率于谐波噪声电平可以同起伏噪声(10-12千赫)相比较的频率范围内时进行接收。
下面将通过具体实施例的描述和附图来说明本发明，这些附图是
图1所示为三相输电线路信号传输装置，根据本发明，图中给出了实施电容耦合的方案之一和继电器触头的连接方案之一;
图2所示为根据本发明实现各第二二极管的阴极和各对应的第一二极管的阳极的各连接点之间电容耦合的另一种方案;
图3所示为根据本发明控制门电路截止状态持续时间的部件中继电器触头连接的另一方案;
图4所示为本发明中装置的接收部分实施方案之一;
图5所示为本发明装置的传输部分与三相输电线路的连接方案;
图6所示为本发明装置的接收部分与三相输电线路的连接方案;
图7所示为本发明装置的接收部分与三相输电线路连接的另一方案;
图8所示为本发明接收部分的具体制作方法;
图9所示为本发明接收部分的另一种制作方案;
图10a)、b)、c)、d)所示为输入到三相输电线路中的信号电流矢量图a)、b)为线路在正常运行状态下，c)、d)为线路在不完全相运行状态下图11所示为十三次谐波噪声的波形图;
图12所示为十七次谐波噪声的波形图。
三相输电线路信号传输装置(图1)包括接收部分1和传输部分2，这两部分的输入端与输电线路3电路相耦合。传输部分2包括三个第一电感线圈41、42、43、三个第一二极管51、52、53、三个第二二极管61、62、63和门电路7。各第一电感线圈41、42、43的第一引线与传输部分2的各对应输入端连接，各第一电感线圈41、42、43的第二引线连接在各第一二极管51、52、53的阳极上，每个上述二极管的阴极接在一起后连接到门电路7的第一输入端。门电路7的第二输入端与连接在一起的各第二二极管61、62、63的阳极连接，每个上述二极管的阴极与传输部分2的对应输入端连接。门电路7装有门电路截止状态持续时间的控制部件8，並设有控制输入端。装置中还包括不完全相运行状态的测定部分9，而接收部分1包括对称分量滤波电路10和窄带滤波电路11。
每个第二二极管61、62、63的阴极与传输部分2的对应输入端之间的电路耦合，通过第一电感线圈41、42、43来实现。各第二二极管61、62、63的阴极和各对应的第一二极管51、52、53的阳极连接在各公共点上，这些公共点之间有电容耦合，该电容耦合与各第一电感线圈41、42、43构成振荡回路。门电路7包括半导体开关元件12、第二电感线圈13、半导体开关元件的控制部分14，第一电容器15和电阻器16。门电路7的第一输入端通过电阻器16接到半导体开关元件12的阳极和第一电容器15的第一极板上，该电容器的第二极板与第二电感线圈13的第一引线连接，该线圈的第二引线与半导体开关元件12的阴极和门电路7的第二输入端相连接。半导体开关元件12的控制部分14连接在半导体开关元件12的控制电极和它的阴极之间。
各第二二极管61、62、63的阴极和各对应的第一二极管51、52、53的阳极的各连接点之间的电容耦合，借助于按“星形”接线的三个第二电容器171、172、173来实现。
各第二二极管61、62、63的阴极和各对应的第一二极管51、52、53的阳极的各连接点之间的电容耦合，也可以借助于按“三角形”接线的三个第二电容器171、172、173来实现，如图2所示。
门电路截止状态持续时间的控制部件8(图1)作成继电器18的形式，其输入端与门电路7的控制输入端连接。
继电器18的正常闭合触头19与第二电感线圈13的一部分并联。
在装置的另一实施方案(图3)中，继电器18的正常断开触头20，经过第三电容器21与第一电容器15并联。
不完全相运行状态测定部分9(图1)包括对称分量电压滤波器22，它的各输入端与各对应的第一电感线圈41、42、43的第一引线连接，而输出端则与窄带滤波器23的输入端连接，后者的输出端与放大器24的输入端连接。放大器24的输出端与门电路7(继电器18)的控制输入端连接。
利用正序电压滤波器作为对称分量电压滤波器22，其调谐频率等于门电路7的换向频率扣除电源电压频率。
在装置的另一实施方案中，该对称分量电压滤波器22是负序滤波器，其调谐频率等于门电路7的换向频率与电源电压频率之和。
对称分量滤波电路10包括第一对称分量滤波器25和第二对称分量滤波器26，它们的输入端都与接收部分1的各输入端电路相耦合。第一对称分量滤波器25被调谐在门电路7的换向频率扣除电源电压频率之值，而第二滤波器26则谐调在门电路7的换向频率与电源电压频率之和。窄带滤波电路11包括给定频率的第一窄带滤波器27和第二窄带滤波器28，这二个滤波器的输入端分别连接在第一对称分量滤波器25和第二对称分量滤波器26的输出端，而第一窄带滤波器27和第二窄带滤波器28的输出端则连接在比较电路29的各输入端。比较电路29的信息输出端用箭头表示。
第一对称分量滤波器25和第二对称分量滤波器26的输入端直接接在接收部分1的各输入端上。而且第一对称分量滤波器25是负序滤波器，而第二滤波器26则是正序滤波器。
第一对称分量滤波器25和第二对称分量滤波器26的两输入端与接收部分1的各输入端之间的电路耦合(图4)是通过两相换接器30实现的，而且第一对称分量滤波器25是正序滤波器，而第二对称分量滤波器26是负序滤波器。
传输部分2和输电线路3之间的电路耦合如图1所示，是通过直接连接实现的。
传输部分2和输电线路3之间的电路耦合(图5)是借助于第一三相电压变压器31来实现，该变压器的初级绕组连接在三相输电线路的各相上，而次级绕组则连接在传输部分2的各输入端上。
图1所示的接收部分1与输电线路3之间的电路耦合是通过直接连接来实现的。
在图6所示的装置中，接收部分1与输电线路3之间的电路耦合是借助于三相电压变压器32来实现，它的各初级绕组连接在输电线路3的各相上，而次级绕组则连接在接收部分1的各输入端上。
采用这种连接方法时，第一对称分量滤波器25和第二对称分量滤波器26都是电压滤波器。
图7示出了借助于三个电流互感器331、332、333来实现的接收部分1和输电线路3之间的电路耦合方法。每个电流互感器331、332、333的初级绕组串联在输电线路3的每相中，各电流互感器331、332、333的次级绕组的第一引线接地，而各电流互感器331、332、333的次级绕组的第二引线与接收部分1的各对应输入端相连接。
在此情况下，第一和第二对称分量滤波器25和26是电流滤波器。
接收部分1的对称分量滤波电路10(图8)包括三个第三二极管341、342、343和三个第四二极管351、352、353，以及变压器36。而且各第三二极管341、342、343的阴极连接在一起，且与变压器36的初级绕组的第一引线电路相耦合。变压器36的初级绕组的第二引线与连接在一起的各第四二极管351、352、353的阴极相接，各第四二极管351、352、353的阴极和各第三二极管341、342、343的阳极各连接点直接接在接收部分1的各输入端上。
窄带滤波电路11包括第三窄带滤波器37，其输入端接到变压器36的次级绕组，且第三窄带滤波器37的调谐频率等于门电路7(图1)的换向频率。
各第三二极管341、342、343的阴极通过附加电阻器38，与变压器36的初级绕组的第一引线电路相耦合。
各第三二极管341、342、343的阴极也可通过第四电容器39(图9)，连接到变压器36的初级绕组的第一引线上。
我们来看一下，不利用门电路截止状态持续时间控制部件8，当三相输电线路中出现不完全相运行状态时，传输部分2(图1)的工况。
假设在所观察的时间间隔内，A相电位高于C相。这时二极管5163导通，而二极管52、53、61、62截止。第一电容器15充电，如图1所示。在来自半导体开关元件控制部分14的脉冲未到达半导体开关元件12上之前，半导体开关元件12截止。当从半导体开关元件的控制部分14发出的脉冲到达半导体开关元件12的控制电极上之后，半导体开关元件12便被导通。于是信号电流开始经过电阻器16沿下述电路通过相A-第一电感线圈41-第一二极管51-电阻器16-半导体开关元件12-第二二极管63-第一电感线圈43-相C。经过电阻器16的信号电流的瞬时值等于
i = (E0)/(R) (1- e- (R)/(L) t)(13)式中E0＝ (3um)/(π) -门电路7输入端上的三相整流电压的恒定分量um＝三相输电线路线性电压的峰值R-电路的有效电阻L-电路的电感t-门电路7截止状态的时间利用由第一电容器15和第二电感线圈13构成的强制换向电路，经过时间τ，使半导体开关元件12导通，而且τ≤0.159T0(14)式中τ-半导体开关元件12处于导通状态的时间;
T0-半导体开关元件12的换向周期。
半导体开关元件12导通后，第一电容器15将沿下述电路充电相A-第一电感线圈41-第一二极管51-电阻器16-第一电容器15-第二电感线圈13-第二二极管63-第一电感线圈43-相C。第一电容器15再充电后，电路达到稳定状态。经过时间间隔T0，从半导体开关元件的控制部分14发出的控制脉冲，重新到达半导体开关元件12的控制电极上，上述过程重复进行。
考虑到式(14)，式(13)取如下形式Im = (E0)/(R) (1 - e- (R)/(L) τ)(15)式中Im-在半导体开关元件12截止瞬时测得的经过电阻器16的信号电流峰值。
利用流经第一电感线圈41和43的信号电流，在这两个线圈中积蓄电磁能，该能量在半导体开关元件12截止的瞬间将等于W = (I2mL)/2 (16)式中L＝L41+L43-第一电感线圈41和43的电感。
半导体开关元件12截止后，该能量在由下述元件构成的回路中引起振荡过程相A-第一电感线圈41-第二电容器173-第二电容器171-第一电感线圈43-相C(相AC的电源电阻忽略不计)回路的各元件被调谐在半导体开关元件的换向频率f0，即
式中C = (C171。C173)/(C171＋C173) = (C17)/2C171＝C172＝C173＝C17-第二电容器17的电容利用圆频率为Ω＝2πF的工业电压的作用，在三相输电线路3的每相中，将形成信号电流A相
B相
C相
由式(18)可知，门电路7以频率ω0＝2πf0进行工作，在线路中产生频率为ω0±Ω的两种电流，而且频率为ω0-Ω的电流是相A、C、B(图10a)负序电流，而频率为ω0+Ω的电流为相A、B、C(图10)正序电流。
频率为ω0±Ω的两种信号电流，在三相输电线路3(图1)的各相之间引起对应的正序电压和负序电压，並被接收部分1所接收。信号电压从接收部分1的输出端到达由第一和第二对称分量电压滤波器25和26构成的对称分压滤波电路10。滤波器25是负序滤波器。滤波器26是正序滤波器。信号电压从滤波器25和26的输出端到达基于第一和第二窄带滤波器27和28、以及比较电路29构成的窄带滤波电路11。第一窄带滤波器27调谐在接收频率ω0-Ω，而第二窄带滤波器28调谐在接收频率ω0+Ω。第一和第二窄带滤波器27和28的通带，由条件△F1＜F来选择。
因此由式(18)可知，当无不完全相运行状态时，向三相输电线路中输入频率为ω±Ω的两种电流。由式(18)，信号电流的有效值等于I2(f0- F) = (Im)/2 (19)I1(f0＋ F) = (Im)/2式中I2(f0-F)-该频率状态下负序电流的有效值，I1(f0+F)-该频率状态下正序电流的有效值，F-电源电压频率。
将上述要点列入表1。
表1频率 f0-F f0+F正序电流无 I1(f0+F)负序电流 I2(f0-F) 无在不完全相运行状态下(A、B、C任意一相断开时)，频率为f0-F的信号电流将与图10C一致，频率为f0+F的信号电流将与图10d一致。也就是说，每种频率都有正序和负序电流，而且每种电流的有效值将对应于表2中所列之值。
表2频率 f0-F f0+F正序电流 (I1(f0- F))/2 (I1(f0＋ F))/2负序电流 (I2(f0- F))/2 (I2(f0＋ F))/2因此，在不完全相运行状态下，电流I2(f0-F)和I1(f0+F)减小一半，並出现一些新电流，这些电流可能用于三相输电线路中的不完全相运行状态。出现频率为f0-F的电流 (I1(f0- F))/2 和频率为f0+F的电流 (I2(f0＋ F))/2 。
在不完全相运行状态下，接收部分1中所接收到的电流I2(f0-F)和I1(f0+F)减小一半，这会降低抗扰性，类似于已知装置(SU，A，1223381)中所发生的那样。为了提高不完全相运行状态下的抗扰性，必须使所接收的电流值增大一倍，即增大到与正常运行状态下的电流值一样。
式(15)可以写成如下形式Im≌ (E0τ)/(L) 因为 (Rτ)/(L) ＜＜1 (20)由式(20)可知，为了将电流值增加一倍，只要将门电路7的截止状态持续时间增大一倍就足够了。半导体开关元件12导通状态的时间由强制换向电路参量决定，即由第一电容器15和第二电感线圈13的参量决定。
在不完全相运行状态下，减小回路C15、L15的调谐频率时，将增加半导体开关元件12的导通状态时间，从而导致信号电流也按照式(20)增大到给定值。
在不完全相运行状态下，装置的工作方式如下。
在两相中有传输部分2的电流。在此情况下，形成频率为f0±F的正序和负序电流，这两种电流的峰值等于装置在正常状态下工作时所形成的电流峰值的一半。这些对称分量电压将施加于不完全相运行状态测定部分9的输入端。假设对称分量电压滤波器22是正序滤波器。这时必须将窄带滤波器23调谐在频率f0-F。频率f0-F的电压从窄带滤波器23的输出端到达放大器24，电压再从放大器24的输出端到达门电路7的控制输入端。该电压控制着继电器18的工作。继电器18动作后，正常闭合触头19被断开，因此第二电感线圈13的电感值便增大到所需要的数值。
由强制换向元件C15、L13构成的振荡回路的自由振荡频率的减小，引起半导体开关元件12的截止状态持续时间的增加。信号电流增大到规定值，因此在不完全相运行状态下，接收信号的抗扰性增大。
三相输电线路中消除不完全相运行状态后，在不完全相运行状态测定部分9的输入端上施加电压u1(f0-F)和u2(f0+F)考虑到接收延迟，常闭触头19闭合，继电器18保证第二电感线圈13的一部分进行分流，且电路处于初始状态，即输入到线路3的电流将对应于正常运行状态(表1)。
在不完全相运行状态下增大电流，可以通过增大第一电容器15(图3)的电容的方法来实现，即当继电器18动作，常开触头20闭合时，将第四电容器39并联到电容器15上。
该电路用来与图1所示的装置配合。而且不使用继电器18的常闭触头19。
现在来看一个申请专利的抑制谐波噪声的装置的工作情况。在信号电压或信号电流的传输点和接收点，向两相中输入信号电流，以及在接收点从两相中接收信号电流时，电源电压的高次谐波分量电压是进行接收信号电压的那些相间的线性噪声电压。
根据已知公式，求出线性噪声电压和正序、负序及零序对称分量噪声电压之间的联系uA＝u1eio+u2eiα+u0eiβuB＝u1eioa2+u2eiαa+u0eiβ(21)uC＝u1eica+u2eiαa2+u0eiβα-矢量u2相对于u1的旋转角β-矢量u0相对于u1的旋转角式中uA、uB、uC-相的复电压值u1、u2、u0-分别为正序、负序、零序复电压的峰值已知在三相对称电路中，N1＝3n+1次谐波对称地形成正序电压系统。N2＝3n-1次谐波形成负序电压系统。N0＝3n次谐波形成零序系统(任意整数)，即N1＝1、4、7、10、13……N2＝2、5、8、11、14…… (22)N0＝3、6、9、12、15……式中的脚标1、2、0，分别对应于正序、负序和零序谐波。
因为正序、负序和零序谐波分量在频率轴上互相交替，根据式(21)，相AB、BC、CA之间的正序谐波线性电压峰值分别等于
μAB1=μ13K11+K12+K1COSα+K13Sinα(23)]]>μBC1=μ13K1K12-2K1COSα+1(24)]]>μCA1=μ13K1K12+1+K1COSα-K13Sinα(25)]]>式中k1= (u1)/(u2)对式(23)～(25)进行极值分析，得
式中u1(极大)、u1(极小)-分别为相间正序线性极大电压和极小电压式(26)对于负序线性电压同样正确，即
式中u2(极大)、u2(极小)-分别为负序线性极大电压和极小电压根据式(26)和(27)求出极大值和极小值之差
当K1→∞，△1→0时，u1(极大)＝u1(极小)＝u1 当K2→∞，△2→0时，u2(极大)＝u2(极小)＝u2 分析式(28)和(29)可知，K1、K2对于所观察的该次谐波来说，表现出三相输电线路的不对称次数的特征。
式(22)对于对称负载来说是正确的，这在实际线路中不存在，即K1＝∞，K2＝∞。因此对于各次谐波分量来说，特征性地存在着正序、负序和零序，但它们的电平不同。最高电平将对着由式(22)决定的次数的顺序，这时其它顺序的电平低。例如，十三次谐波分量为正序(N＝13)，因此在用正序、负序、零序滤波器同时对它进行测量时，满足以下条件｜ú(13)0｜＜｜ù(13)1｜＞｜ù(13)2｜ (30)式中ú(13)1，u(13)2、u(13)0-分别为十三次谐波分量的正序、负序、零序电压电压ù(13)2及ú(13)0的出现，可用实际的三相输电线路的不对称性来解释。
作为一个实例，图11给出了所记录的十三次谐波分量的噪声。高电平对应着正序噪声电压，低电平对应着负序噪声电压。
图12给出了所记录的十七次谐波分量的噪声。高电平对应着负序噪声电压，低电平对应着正序噪声电压。
噪声的记录是借助于对称分量电压滤波器25(图1)和通带为40赫芝的窄带滤波器27进行的。电压从窄带滤波器27的输出端到达整流器，电压又从整流器的输出端到达记录器。测量为了将负序电压滤波器转换成正序电压滤波器，调接了滤波器25输入端上的任意两相。
我们对线性电压的噪声电压同对称分量的噪声电压进行一下比较。
根据式(26)，对于正序谐波有u1(极大)＝u2
(K1+1) (31)在有符合式(22)的正序谐波存在的地方接收信号时，将实现负序滤波器的接收。这时负序滤波器输出端上的噪声电压等于电压u2，即u2(输出)＝u2(32)(31)与(32)之比给出(u1(极大))/(u2(输出)) ＝ 3(K1+ 1)(33)根据式(27)，对于负序谐波有u2(极大)＝u13(K2+1) (34)在有符合式(22)的负序谐波存在的地方接收信号时，将实现正序滤波器的接收。这时正序滤波器的输出端上的噪声电压等于电压u1，即u1(输出)＝u1(35)(34)与(35)之比给出(u2(极大))/(u1(输出)) ＝ 3(K2+ 1)(36)因此，考虑到式(33)和(36)，线性电压中的噪声极大电压是对称分量噪声电压的3(K+1)倍(对于正序谐波，K＝K1对于负序谐波，K＝K2)。
为了根据多年的测定结果定量地确定K值，对正序电压与逆序电压之比进行了概率统计分析。对统计资料进行整理的结果，得到K对奇次谐波的次数N的数学期望的解析关系K＝ 100/(1.6+0.372N) (37)
对式(33)、(36)、(37)分析的结果表明，把信号接收到对称分量滤波器25、26上(图1)，在抑制谐波噪声方面，具有极大的优越性。
信号的接收频率，由负序滤波器的条件选择f2＝ (F)/2 (6P+1) (38)式中F-电源电压频率P＝1、2、3…f2-窄带滤波器27(图1)的调谐频率;对于正序滤波器来说f1＝ (F)/2 (6P+5) (39)f1-窄带滤波器28(图1)的调谐频率。
同时，门电路7(图1)的换向频率由下式确定f0＝ (F)/2 (6P+3) (40)因此，式(38)～(40)可用来选择门电路7的换向频率(式(40))，以及安装在负序对称分量滤波器输出端上的窄带滤波器的调谐频率(式(38))和安装在正序对称分量滤波器输出端上的窄带滤波器的调谐频率(式(39))。
图2示出各第二二极管(61、62、63)的阴极和各对应的第一二极管(51、52、53)的阳极的各连接点之间的电容耦合的形式，该电容耦合是借助于按“三角形”接线的三个第二电容器(171、172、173)来实现的。这样连接电容器17时，与采用“星形”接线相比，电容器171、172、173的电容额定值是后一种情况的三分之一，但同时这些电容器连接在线性电压上，不同于“星形”接线(图1)，在后一种情况下，各电容器上施加的是线性电压的一半。
该电路用来与图1所示的装置配合。而且不使用“星形”接线连接的各第二电容器171、172、173。
装置(图4)可测定传输部分2和接收部分1之间的这段三相传输线路中的不完全相运行状态。表2中列出了传输部分2工作时，在有不完全相运行状态的输电线路中产生的信号电流值。而且产生频率为(f0-F)的正序电流 (I1(f0- F))/2 和频率为(f0+F)的负序电流 (I2(f0＋ F))/2 。
为了接收这些电流，在接收部分1的输入端改变任意两相的位置就足够了，这就是两相换接器30所产生的动作。在这种情况下，第一对称分量滤波器25将是正序滤波器，而滤波器26将是负序滤波器，这些滤波器能让三相输电线路中出现不完全相运行状态时在传输线路中引起的相应的电压通过。
该电路用来与图1所示的装置配合。
在某些情况下，例如供电变电站使用补偿电容器时，信号电压将被这些电容器分流，从而不可能接收信号电压，这是一个缺点。在此情况下，必须接收信号电流。图7给出了信号电流的接收电路。流经输电线路3各相中的信号电流，在电流互感器331、332、333的次级绕组中互感后，到达对称分量滤波器25、26，这些是电流滤波器。在其它方面，接收部分1的工作与前面所述的接收信号电压时的工作情况相似。
该电路用来与图1所示的装置配合。同时不使用第二三相电压变压器32。
作为接收部分1(图1)中的对称分量滤波电路(10)和窄带滤波电路(11)，是利用第三和第四二极管341、342、343和351、352、353上的三相整流电桥(图8)。因为这些二极管的导通和截止，与传输部分2(图1)中的第一二极管51、52、53及第二二极管61、62、63同步，所以传输部分2的信号是两种频率f0±F的电流，在三相二极管式电桥的输出端出现频率f0，在传输部分1(图1)中，门电路7以频率f0进行换向。附加电阻器38(图8)和第四电容器39(图9)用来降低被整流的工频电源电压。变压器36(图8和9)用来使第三窄带滤波器37进行三相输电网的电压去耦。第三窄带滤波器37，实际上是窄带滤波器电路。图8和图9所示的电路，适用于接收这样一些信号，即信号频率处于谐波噪声电平高的频率范围内的谐波之间，或者处于谐波噪声电平可以同起伏噪声(10～12千赫)相比较的频率范围内。
与图8或图9一致的电路用来与图1所示的装置相配合，而且不使用第一和第二对称分量滤波器25、26，也不使用第一和第二窄带滤波器27、28，以及比较电路29。
所推荐的发明能最有效地将信息从通常设置在低压网路中的监控点传输到位于供电变电站的主控台。
上述两地点之间的距离l，通过选择与音频范围内的波长入对应的频率来决定，其条件为l＜ (λ)/4 。
在这种情况下，含分散参数的三相输电线路与含集中参数的线路一样，都可看作传输信号时在线路中引起的波动过程，可以忽略。
作为各监测点，可以是三相交流网路中的各种负载、各变电站、各分段点、各备用自动投入点。
利用上述的沿三相输电线路设置通信电路的原理，可以在主控台和监控点之间有效地建立双向通信电路。而且有可能保证沿摇控电路把信号从主控台传输到监控点。
权利要求
1.三相输电线路信号传输装置包括接收部分(1)和传输部分(2)，这两部分的输入端与输电线路(3)电路相耦合，而且传输部分(2)包括三个电感线圈(41、42、43)、三个第一二极管(51、52、53)、三个第二二极管(61、62、63)和门电路(7)，各第一电感线圈(41、42、43)的第一引线与传输部分(2)的各对应的输入端连接，各第一电感线圈(41、42、43)的第二引线连接在各第一二极管(51、52、53)的阳极上，每个上述二极管的阴极接在一起再接到门电路(7)的第一输入端，门电路(7)的第二输入端与接在一起的各第二二极管(61、62、63)的阳极连接，每个第二二极管的阴极与传输部分(2)对应的输入端电路相耦合，其特征为门电路(7)装有门电路截止状态持续时间的控制部件(8)，並设有控制输入端，还装有不完全相运行状态测定部分(9)，而接收部分(1)包括对称分量滤波电路(10)和窄带滤波电路(11)。
2.根据权利要求1所述的装置，其特征为每个第二二极管(61、62、63)的阴极通过第一电感线圈(41、42、43)实现与传输部分(2)的对应输入端之间的电路耦合，而且各第二二极管(61、62、63)的阴极和各对应的第一二极管(51、52、53)的阳极连接在各公共点上，这些公共点之间有电容耦合，该电容耦合与各第一电感线圈(41、42、43)一起构成振荡回路，而且门电路(7)包括半导体开关元件(12)、第二电感线圈(13)、半导体开关元件控制部分(14)、第一电容器(15)和电阻器(16)，而且门电路(7)的第一输入端通过电阻器(16)连接在半导体开关元件(12)的阳极上和第一电容器(15)的第一极板上，该电容器的第二极板与第二电感线圈(13)的第一引线连接，该电感线圈的第二引线与半导体开关元件(12)的阴极和门电路(7)的第二输入端相连接，半导体开关元件的控制部分(14)连接在半导体开关元件(12)的控制电极和它的阴极之间。
3.根据权利要求2所述的装置，其特征为各第二二极管(61、62、63)的阴极和各对应的第一二极管(51、52、53)的阳极的各连接点之间的电容耦合，借助于“星形”接线的三个第二电容器(171、172、173)来实现。
4.根据权利要求2所述的装置，其特征为各第二二极管(61、62、63)的阴极和各对应的第一二极管(51、52、53)的阳极的各连接点之间的电容耦合是借助于“三角形”接线的三个第二电容器(171、172、173)实现。
5.根据权利要求1所述的装置，其特征为门电路截止状态持续时间控制部件(8)作成继电器(18)，其输入端与门电路(7)的控制输入端连接。
6.根据权利要求5所述的装置，其特征为继电器(18)的常闭触头(19)与第二电感线圈(13)的一部分并联。
7.根据权利要求5所述的装置，其特征为继电器(18)的常开触头(20)，通过第三电容器(21)与第一电容器(15)并联。
8.根据权利要求1所述的装置，其特征为不完全相运行状态测定部分(9)包括对称分量电压滤波器(22)，其各输入端与各对应的第一电感线圈(41、42、43)的第一引线连接，而输出端则与窄带滤波器(23)的输入端连接，该窄带滤波器的输出端与放大器(24)的输入端连接，该放大器的输出端与门电路(7)的控制输入端连接。
9.根据权利要求8所述的装置，其特征为对称分量电压滤波器(22)是正序电压滤波器，其调谐频率等于门电路(7)的换向频率减去电源电压频率。
10.根据权利要求8所述的装置，其特征为，对称分量电压滤波器(22)是负序滤波器，其调谐频率等于门电路(7)的换向频率与电源电压频率之和。
11.根据权利要求1所述的装置，其特征为对称分量滤波电路(10)包括第一和第二对称分量滤波器(25)和(26)，它们的输入端与接收部分(1)的各输入端电路相耦合，而且第一对称分量滤波器(25)调谐在门电路(7)的换向频率减去电源电压频率，而第二滤波器(26)则调谐在门电路(7)的换向频率与电源电压频率之和，而窄带滤波电路(11)包括第一和第二给定频率的窄带滤波器(27)和(28)，每个窄带滤波器的输入端分别连接在第一和第二对称分量滤波器(25)和(26)的输出端，而第一和第二窄带滤波器(27)和(28)的输出端连接在比较电路(29)的输入端。
12.根据权利要求11所述的装置，其特征为第一和第二对称分量滤波器(25)和(26)的输入端直接连接在接收部分(1)的输入端，而且第一对称分量滤波器(25)是负序滤波器，而第二滤波器(26)则是正序滤波器。
13.根据权利要求11所述的装置，其特征为第一和第二对称分量滤波器(25)和(26)的输入端与接收部分(1)的各输入端之间的电路耦合是通过两相换接器(30)来实现，而且第一对称分量滤波器(25)是正序滤波器，而第二对称分量滤波器(26)则是负序滤波器。
14.根据权利要求1所述的装置，其特征为传输部分(2)与输电线路(3)之间的电路耦合是通过直接连接实现的。
15.根据权利要求1所述的装置，其特征为传输部分(2)与输电线路(3)之间的电路耦合借助于第一三相电压变压器(31)来实现，变压器(31)的初级绕组则连接在传输部分(2)的输入端。
16.根据权利要求1所述的装置，其特征为接收部分(1)与输电线路(3)之间的电路耦合是通过直接连接实现的。
17.根据权利要求1所述的装置，其特征为接收部分(1)与输电线路(3)之间的电路耦合借助于第二三相电压变压器(32)来实现，该变压器的初级绕组连接在输电线路(3)的各相上，而次级绕组则连接在接收部分(1)的输入端。
18.根据权利要求第11项同第16项，或根据第11项联同第17项所述的装置，其特征为第一和第二对称分量滤波器(25)和(26)是电压滤波器。
19.根据权利要求1所述的装置，其特征为接收部分(1)与输电线路(3)之间的电路耦合借助于三相电流互感器(331、332、333)来实现，每个电流互感器(331、332、333)的初级绕组串联在输电线路(3)的每相中，各电流互感器(331、332、333)的次级绕组的第一引线连接在一起，而各电流互感器(331、332、333)的次级绕组第二引线与接收部分(1)的各对应输入端连接。
20.根据权利要求第11项联同第19项所述的装置，其特征为第一和第二对称分量滤波器(25)和(26)是电流滤波器。
21.根据权利要求第1项联同第16项，或者根据第1项联同第17项所述的装置，其特征为对称分量滤波电路(10)包括三个第三二极管(341、342、343)、三个第四二极管(351、352、353)和变压器(36)，而且各第三二极管(341、342、343)的阴极连在一起，並与变压器(36)的初级绕组的第一引线电路耦合，变压器(36)的初级绕组的第二引线与连接在一起的各第四二极管(351、352、353)的阳极相连接，各第四二极管(351、352、353)的阴极和各第三二极管(341、342、343)阳极的连接点 直接连接在接收部分(1)的各输入端，而窄带滤波电路(11)包括第三窄带滤波器(37)，其输入端连接在变压器(36)的次级绕组上，而且第三窄带滤波器(37)的调谐频率等于门电路(7)的换向频率。
22.根据权利要求21所述的装置，其特征为各第三二极管(341、342、343)的阴极与变压器(36)的初级绕组的第一引线之间的电路耦合是通过附加电阻器(38)实现的。
23.根据权利要求21所述的装置，其特征为各第三二极管(341、342、343)的阴极与变压器(36)的初级绕组的第一引线之间的电路耦合，是通过第四电容器(39)实现的。
全文摘要
三相输电线路信号传输装置包括接收部分(1)、传输部分(2)，后者装有带门电路截止状态持续时间控制部件(8)的门电路和不完全相运行状态测定部分(9)。接收部分(1)包括对称分量滤波电路(10)和窄特滤波电路(11)。
文档编号H04B3/54GK1048959SQ89104819
公开日1991年1月30日 申请日期1989年7月15日 优先权日1989年7月15日
发明者科拉夫迪·伊奥西夫维奇·古丁, 西维里安·亚力山大罗维奇·特萨戈雷西维利 申请人:乌塞苏玫兹尼自然调查研究所电气化光电管联合体