专利名称：采用差分四级移频键控的数字通信设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及诸如数字无线电收发机等数字通信设备。具体地，本发明涉及扩展频谱数字无线电收发机及采用差分编码的四态调制的数字无线电收发机。
近年来，已广泛使用无线局域网(“LAN”)。在无线LAN中，采用数字无线电收发机将移动的或静止的各种计算机链接在一起。1985年，FCC(联邦通信委员会)制订了在采用扩展频谱技术时允许某些频带的没有许可证的使用的条例。在扩展频谱传输中，无线电传输中发射的能量是散布在宽阔的频谱上的，并因此不大可能导致与其它无线电通信的明显干扰。FCC扩展频谱条例允许来经特别许可便采用较大的传输功率，这便增加了没有许可证系统可得到的通信范围。
存在着两种原理性扩展频谱传输技术，直接排序与跳频。在直接排序中，扩展是通过在数据上乘以修整率为数据率的许多倍的一个二进制伪随机序列而达到的。在跳频中，载频在给定的频率上保持一段时间，然后跳到扩展带宽中某处的一个新的频率上。
直接排序允许相干解调，在相干解调中，接收机利用载波的相位基准的知识来检波信号。然而，对于跳频，相位相干性是难于保持的；因此通常是非相干解调的。非相干解调是指不知道相位所执行的解调，即无相位估计的处理，而言。非相干解调得到比相干解调复杂性小的优点，但其代价为出错的概率增加。
跳频与直接排序相比提供其它优点。跳频能达到较高的速率而无须等效的直接序列系统所需的那种极高速逻辑。用来通过多频传输数据与多径衰落进行战斗并从而提高数据不受破坏地通过信道的可能性的频率分集技术能够无额外代价地达到。
随着数据文件变得越来越大，高数据率的支持在数字通信中变成越来越重要的因素。然而，高数据率需要较大的带宽。FCC除了规定传输功率之外，还公布了频谱占有率条件。在跳频无线电收发机的情况中，90％以上的传输能量必须出现在其中心频率fc所定义的±500KHz的一兆赫兹带宽内。这一频谱占有率要求定义了所谓“传输屏蔽”。
在较低的数据率上，在符合给定的传输屏蔽范围内时，可采用相对简单的调制方案。这种调制方案之一便是二进制移频键控(BFSK)。在直接序列扩展频谱无线电收发机中已使用BFSK达到每秒数十万位(Kbps)的数据率。对于每秒兆位范围内的数据率，采用BFSK会导致不在允许带宽范围内的信号或导致不适用于对成本敏感的应用的过于昂贵的设计。因此需要更复杂的调制方案。
这种调制方案的一个实例便是差分四相移相键控(“DQPSK”)。在DQPSK中，通过以90°的增量改变载波信号的相位，定义四种信息状态。因此，DQPSK为一种四态调制方案，与双态调制相比，通过同一信道能够达到两倍的数据率。在DQPSK中，前一信号间隔的载波相位用作解调的相位基准。因此，信息是由两个连续的波形之间的相位差携带的。与将所接收的信号与载波基准相比的非差分QPSK比较，在DQPSK中，实际上将两个噪声信号互相比较。因而，DQPSK表现较大的噪声但能够降低系统复杂性。DQPSK能用所谓“差分相干”解调法解调，它不需要传统的相干解调技术，但仍需要较复杂的(IQ)解调。此外，DQPSK为一种相位调制，并从而易受诸如室内环境等多经传播环境中经常遇到的倒相损害。
移频键控(FSK)调制方案实现起来通常比移相键控(PSK)调制方案经济。虽然DQPSK在较低的信噪条件下执行得较好，但由于需要知道载波相位而不适用于跳频，在跳频系统中，载波总是改变频率，由于小的频率误差转化成大的相位误差，而会在DQPSK系统中产生问题。此外，在多径室内环境中操作中当收发机移动过零时会产生载波颠倒。移相键控系统难于处理这一情况。
那末所需要的便是一种既能达到与DQPSK或QPSK频谱等效的，又不依赖于载波相位知识的数字通信系统。传统上已将移频键控用于跳频系统，但并未达到期望的频谱效率。本发明瞄准这一问题。
本发明包括发送数字位流的一台通信发送机及接收数字位流的一台通信接收机。通信发送机与通信接收机组合在一起构成一台通信收发机。本发明称作差分编码的四电平移频键控(D4FSK)收发机，并在其较佳实施例中提供低成本、小型化、低功耗与高频谱效率的数字通信设备。
按照本发明的一个实施例，一台用于发送与接收表示为二进制数字位流的数字信息的通信收发机包括将待发送的二进制数字位流转换成多位符号流的电路；差分编码多位符号流以生成差分编码的符号流的电路；按照差分编码的符号调频载波信号，以便用数目上与多位符号中所表示的位数相关的多个频率之一来表示各差分编码符号的电路；频率解调这一调制的载波而在解调器的输出端上生成一个多电平模拟信号的电路，其中各电平对应于发送的频率之一(它又依次对应于发送的符号之一)；将解调的模拟多电平信号转换成供进一步处理的数字表示的电路用从所发送的符号的这一数字表示导出的自适应确定的判断阈值处理发送的符号的这一数字表示及用于确定所收到的是哪一符号的电路；差分解码所接收的符号的电路；将差分解码的符号映射到对应于发送的位组的位组中的电路；以及将位组组合成与发送的原始位流相对应的一个接收的位流的电路。此外，在一个较佳实施例中，该通信收发机具有按照预定义的跳频序列改变载频的装置。
从下面结合附图的描述中，可以进一步理解本发明。
附图中
图1a为按照本发明的跳频D4FSK无线电发送机的总体方框图；图1b为按照本发明的跳频D4FSK无线电接收机的总体方框图；图2a为图1a的差分编码器的更详细的方框图；图2b为图1b的差分解码器部分的更详细的方框图；图3a为图1b的自适应数字差分脉冲限幅器的更详细的方框图；图3b为图3a的平均器的更详细的方框图；图4a为图1b的自适应差分脉冲限幅器的定时信号发生部分的方框图；图4b为图1b的锁相NCO(数控振荡器)及锁定检测部件的更详细的方框图；图5a、5b与5c为展示图4的锁定检测电路的进一步细节的方框图；图6更详细地示出图1a与1b的跳频合成器；以及图7为基带电压“眼”图的示意图。
在一个无线局域网(LAN)中，各网络节点上通常装设有包含一台数字数据发送机及一台数字数据接收机的数字数据收发机。将数据输入到一个节点的发送机，在其中调制一个射频载波，及传播到另一节点中的接收机。接收机恢复该信号并作为一个数字二进制数据流输出之。
本数字数据收发机采用跳频的扩展频谱技术。它还来用差分四级(4电平)移频键控(D4FSK)。在D4FSK发送机中，将串联的二进制位流排列成接连的位对流。例如，将位流100111100100…配对成流10，01，11，10，01，00…。接着，将位对流映射到符号流中，各符号具有对应于整数0、1、2与3的四种可能值之一。在上述实例中，位对流映射到符号流1，2，0，1，2，3中。其它映射布置也是可能的且工作得一样好。通过将下一位对生成的下一符号与前面的差分编码符号执行加(MOD4)运算而差分编码得出的符号流。结果便是要发送的下一个差分编码符号。因此，包含在位对中的信息是携带在两个接连的差分编码符号之间的差中的，而不是一个符号的绝对值。假定前面的差分编码符号为2，则上述实例得出以下的差分编码符号流3，1，1，2，0，3…。(2+1＝3，3+2＝1，1+0＝1，1+1＝2，2+2＝0，0+3＝3…所有加法都是(MOD4)的)。然后将差分编码符号转换成与符号的数值成正比的电压，并以若干种通用方法中任何一种调频到载波上。
D4FSK接收机寻找两个接连的调频差分编码符号之间的差，来确定发送了哪一位对以重构原始位流。
应当指出DFSK方案能用于包含多于或少于每一个符号两位的其它位布置，并对于每一个符号一位以上的布置特别有利，然后将符号调频并将系统跳频。符号的数目越大，用来表示符号的频率之间的间隔越小。而系统对由诸如频率噪声、频率漂移、频率失真等频率波动引起的误差更为敏感。在跳频系统的情况中，这尤其重要，因为加在载波上的频率快变通常导致上述各种频率误差。上述差分编码技术通过令接收机消除在两个接连的符号之间并不变化的任何信号分量，而极大地帮助调频信号的检波。因此，通过允许出现某些误差同时达到精确的信号解调与检波，便能用较简单的电路及较低的成本实现跳跃载波的发生。
参见图1a，其中示出了跳频D4FSK无线电发送机的总体方框图，一个时钟发生器11通过分频晶体基准频率而产生时钟及位数据率。时钟发生器还在位率一半的符号率上生成一个时钟信号。该符号时钟信号为所有处理符号的电路计时，即串行到符号转换器、差分编码器及符号到4FSK转换器。同时将位率时钟信号TX_CLOCK提供给串行到符号转换器，以及给扰频器及主设备。
主设备产生输入到扰频器13的传输数据TX_DATA。扰频器高效地随机化传输数据，因此维护所有类型的数据转换。如下面对图16的跳频D4FSK接收机所讨论的，自适应数字脉冲限幅器需要三级转换来求最大信号值的平均值，而锁相NCO需要二与三级转换来恢复时钟。扰频器还改进在给定的跳跃信道上的扩展，并减少跳频合成器中的载波漂移。在数据接收机中，采用逆算法去掉最终位流的扰频。
将随机化传输数据输入到串行到符号转换器15。串行到符号转换器简单地取出一对串行输入位并构成一个并行的两位符号。然后将得出的两位符号输入差分编码器17。在差分编码器中，用MOD4运算求出新符号与输出的上一个符号之和以形成下一个符号。在接收机上，用减法器来解码差分编码符号。为了示例假定要按次序发送符号00、01、10、11。采用MOD4运算将第一个符号00与蕴含的上一个符号00求和而生成00作为要输出的符号。求下一个符号01与上一个符号00之和得出01作为要输出的符号。求下一个符号10与上一个符号01之和得出要输出的11。最后求下一个符号11与上一个符号11之和得出要输出的符号10。
然后在符号到4FSK转换器19中将差分编码符号转换成具有四个电压电平的阶梯型电压信号。这便是，符号到4FSK转换器将待发送的符号(位对)转换成能用于调制跳频合成器21的电压。最高电压电平用来表示符号11，次最高电压电平用来表示符号10，下一个电压电平用来表示符号01而最低电压电平用来表示符号00。得出的阶梯形电压波形通过频谱整形器20生成一个用于跳频合成器21的调制信号，频谱整形器保证得出的RF(射频)输出信号符合所要求的传输窗口，如上面所讨论的。
虽然扰频器13协助扩展一个给定信道内的频谱，但主扩展来自以特定的模式在信道之间跳动的跳频合成器21。利用正交跳跃序列可建立不同的网络。利用作用在跳频合成器上的一个控制信号来指定一个特定的跳跃信道。随着控制信号的改变，跳频合成器在信道之间跳动。
参见图1b，在无线电接收机中，采用与无线电发送机相同的特定模式在信道之间跳动的相同的跳频合成器23去掉诸如图1a的无线电发送机等无线电发送机传播的扩展频谱射频信号的扩展。跳频合成器控制一个调谐成只接收当前跳跃信道的频带内的无线电信号的调谐器25。随着发送机与接收机同步地在信道之间跳动，实际上使一系列不同的信道呈现为好象一个单一的不中断的信道。
操作中，调谐器输入射频信号并将其与跳频合成器输出混合以去掉信号的扩展。因此，去掉扩展在中频(IF)滤波与调制之前进行，其结果为跳频法呈现比等效的直接序列法更好的内在灵敏度。在一个示范性实施例中，发送机输出的射频信号在2400MHz左右，而调谐器输出的中频信号则在44MHz左右。
将IF信号输入到一个FM解调器27，它将频率状态变化转换成称作“眼”图的基带电压，如图7所示。因此，FM解调器再生符号到4FSK转换器在发送机中产生的阶梯形模拟电压波形。然而，眼图的峰-峰电压随发送机的调制指数及部件容差改变。此外，眼图的DC电平根据接收机与发送机两者中的晶体振荡器的频率漂移以及部件变化而改变。
为了在得到一个眼图之后快速恢复数据，所有数据处理是利用数字电路的非线性本质的优点数字地进行的。因此用一个A-D转换器29来10倍附加抽样进入的眼图。附加抽样操作产生一个数字化FM视频信号，即其中不同的信号电平对应于四种D4FSK频率中不同的一种。
在已知的BFSK系统中，通常用一个模拟比较器来判定送来的数据是一还是零，将一个基准电压连接在模拟比较器的一个输入端上而将FM视频信号连接在模拟比较器的另一输入端上。这一方法在带有大的FM偏移的BFSK系统中产生满意的性能。
在当前的D4FSK系统中，比较器(脉冲限幅器)观察FM视频信号来判定送来的数据是否是00、01、10、11。若干因素使模拟的BFSK型方法不适用于当前的高性能D4FSK系统中。恢复4FSK的问题明显地比BFSK更难，因为接收机事先并不知道应将阈值设在何处。阈电压是根据峰偏移并用于载波中心频率的，因此必须是适应性强的。为了用模拟电路计算阈值，必须找出FM视频信号的最大与最小峰值，然后强滤波以产生稳定的比较电压。这种滤波可能需要若干毫秒来稳定。反之，快速系统要求在数十微秒中稳定阈值。
再者，在小偏移系统中，FM视频信号呈现低劣的信噪比，使得阈电压必须非常精确地设定。用具有相对地低的精度容差的电阻器与电压源及具有偏移电压与电流的比较器不能达到这种精度。此外，模拟系统对于诸如发送机合成器中的载波漂移等低频变化是极度敏感的。因此要求合成器在发送时具有非常窄的环路带宽，这增加了复杂性。再者，当输入信号从有噪声的输入改变到接收信号输入时，信号的DC电平通常与噪声的DC电平不同。这一差别在FM视频信号上产生大的DC瞬变，而使低廉的模拟比较器产生错误的操作。因此，采用模拟方法接受D4FSK不是不可能也是不现实的。
反之，当前的D4FSK接收机的自适应数字脉冲限幅器31作为其输入接收一个数字化附加抽样的眼图(FM视频信号)并输出高、中与低位，对应于它们，高、中与低阈值被附加抽样的FM视频信号的值所超过，如下面表1中所示。在较佳实例中，在每一符号周期中，“眼”图被附加抽样十次，但其它附加抽样率也是可能的。
表1
自适应数字脉冲限幅器部件还执行差分解码及内在地执行类拟于模拟FSK系统中的自动频率控制的功能。数字化的眼图案首先被差分解码器处理。差分解码器用一个减法器来解码差分编码符号。由于一个特定的符号是作为该符号与前面发送的符号之和差分编码的，同一符号是通过从表示该符号的电压值中减去表示前一个接收的符号的电压值而差分解码的。将得出的电压值与从数字化FM视频信号的平均最大值中计算出的高、中与低阈值进行比较。根据比较结果，按照表1设定HML位并将其输入到4FSK到符号转换器33中，在其中将位转换成对应的符号，也如表1中所示。如果来自脉冲限幅器部件31的差分解码器部分的一个符号位表示负值，则在一个求补器35中求补4FSK到符号转换器的输出以考虑进去差分编码的求模性质。求补器的输出为与输入到无线电发送机的差分编码器中的符号序列相同的符号序列。
4FSK到符号转换器及求补器是由锁相NCO37响应从FM解调器与指定的“眼”的模拟眼输出信号所导出的一个定时信号所生成的一个符号时钟信号SYM_CLK计时的。将符号时钟乘以2生成输入到符号到串行转换器39及去扰频器41的接收时钟RX_CLK。锁相NCO还与相位检波部件43合作产生载波检波信号CD。将载波检波信号输入到脉冲限幅器部件，以便使脉冲限幅器只在出现信号后操作。否则，脉冲限幅器将找到出现在RF输入端上的噪声峰-峰电压而无限期地锁定脉冲限幅器，如下面将了解的。下面极详细地讨论时钟恢复与载波检波。
符号到串行转换器39将求补器输出的2位符号转换成运行在两倍符号率上的一个串行数据流。最后，去扰频器41去掉扰频数据的扰频而给出与TX_DATA流相同的RX_DATA流。
所描述的D4PSK调制的目的为在出现叠加在调制上的低频噪声时能够恢复数据。低频噪声是在各种地方进入通信系统的。低频噪声的一个源便是由在存在来自要发送的数据的随机FM调制时的非零环路带宽所引起的发送机合成器中的载波漂移。另一个低频噪声源为AC耦合电容器，它在系统从无信号(噪声)状态进入信号输入状态时能导致大的DC摆动。在强干扰信号的情况中，眼图是在FM解调器输出端上的示波器所不能检测的。然而一旦数字化及计算出视频信号的差别，差分眼图是基本上“清洁”的。
差分法的优点在于由干扰调制引起的信号电平差在小的时间间隔中保持不变这一事实。因此，如果干扰调制的速率大大小于符号率，它不会影响接收机的图案。例如，如果当前符号为11而前一符号为00，则差分解码器的输出将为FM视频眼图的峰-峰电压。无论眼图的绝对DC电平如何，峰间值保持不变。
参见图2a，可采用一个2位加法器45及接收该2位加法器的输出的一个2位锁存器47来实现图1a的发送机差分编码器7。将来自图1a的串行到符号转换器15的2位符号连同存储在2位锁存器中的2位加法器的前一输出一起输入到2位加法器中。用这一装置，将当前符号加在前一符号上并作为一个差分编码符号输出。
接收机抽样时钟10次附加抽样进入的眼图。从而，在接收机差分解码器中采用10个锁存器51的一个链50从前一符号中减去当前符号，如图2b中所示。减法是由生成输入到求补器的6位差值及一个符号位的一个6位减法器53执行的，如图1b中所示。
参见图3a，6位减法器的差值输出是输入到图1b的自适应数字脉冲限幅器31的。更具体地，差分解码器的输出进入峰值检波器55。峰值检波器的目的为在差值是一个峰-峰电压值时输出一个信号。需要这一峰-峰值来计算用于数据分片的阈值。在满足下述两个条件时峰值检波器输出一个脉冲(a)差通过最大值，即它从上升边进入下降边；及(b)该最大值大于高阈值。这一条件保证最大值为峰-峰最大值。
当峰值检波器检测到一个峰-峰最大值时，它便输出一个信号AVG到平均器57。平均器输入这时出现在差值总线DIFF上的差值并将其与一个前面计算的平均值结合以达到最大峰-峰值的进行中的平均值。将指示为MAX_VAL的平均最大峰-峰值输入到阈值计算机59。
脉冲限幅器的差分性质允许用非常低的选通计数来实现平均值。反之，非差分方法将需要一个最大平均峰值及一个最小平均峰值。阈值的计算也将更为复杂。采用差分脉冲限幅器，可以非常简单地计算阈值，如下表2中所示。
表2
在脉冲限幅器部件61中，将差值与从阈值计算机输入的阈值进行比较，以生成上面图1中所示的H、M与L位。
参见图3b，差分脉冲限幅器的平均器可用一个6位减法器63、一个7位锁存器65、一个9位加法器67及一个9位锁存器/多路复用器69实现。
在平均器的输入端上，6位减法器63从存储在9位锁存器69中的最高6位中减去进来的峰-峰值。如果差为零，不改变任何东西。如果差非零，便将差首先除以8之后加在9位锁存器67的内容上。因此，需要具有误差+1的8个峰值才能将最大值寄存器向上移动1。得出一种滤波动作，即使在严重噪声条件下也能使最大值记录平均峰-峰值。
快速查阅电路使接收机能在20μs中查阅一个接收的信号。快速查阅电路生成一个输入到平均器的9位锁存器/多路复用器69的FAST LOAD(快速加载)信号。如果进来的峰-峰值与存储的值差别非常大，脉冲限幅器便认为MAX_REG是错误的，而将新值直接放入MAX_REG中。
用在接收机中的通用时钟恢复方法为在出现二与三级转换时检测与生成一个脉冲，将得出的脉冲串输入到锁相NCO37(图1b)中。大致上每一个符号周期中出现脉冲。但是某些脉冲将丢失(由于噪声及由于未检测到一级转换)，并且这些脉冲是容易出现明显的脉冲抖动的。锁相NCO的功能为从脉冲串中抽取一个干净的时钟信号。
参见图4a，指定为“眼”的脉冲串是由图1b的脉冲限幅器31以类拟于峰值检波信号AVG的方式并部分地使用同一电路生成的。延时10移位寄存器的第七锁存器51a的输出连同数字化FM视频信号一起输入到与图3a中的6位减法器53分开但相同的6位减法器71中。将得出的差信号输入到与图3a中的峰值检波器55相似的峰值检波器73中，峰值检波器73与55的不同点在于峰值检波器73不只检测三级转换，而检测二与三级转换。峰值检波器73输出一个基本上规则的脉冲串“眼”。
图4b极详细地示出图1b的锁相NCO及相位检波部件。将脉冲串眼输入到乒乓相位检波器75。乒乓相位检波器包含两个流水线相位检波器。脉冲串启动一个计数器(未示出)，该计数器计算在脉冲串中出现的一个脉冲与来自数控振荡器77的一个反馈信号中出现的一个脉冲之间的时间差。数控振荡器(NCO)设置成作为反馈信号生成具有标称频率800KHz的一个脉冲串。如果在时间差计算完成以前出现一个新眼脉冲，则第二相位检波器将在新到达的眼脉冲上操作。时间差误差是用一个符号位与三个数值位E0、E1与E2表示的，将所有这些位输入到环路带宽模块79及载波检波电路81中。
环路带宽模块主要是发送一个调谐数到NCO的增益部件。如果误差为零，则NCO调谐数为1。如果误差大于零，则NCO相位超前而必须减慢。便将一个小于1的调谐数送至NCO持续一个主时钟周期，引发NCO输出中的一个小的相移而不改变输出的频率。类似地，如果符号位指示误差小于零，则NCO相位滞后而必须加速。因此将一个大于1的调谐数送至NCO持续一个主时钟周期。
将锁相NCO配置成一个无存储器环路，原因在于相位检波器输出所控制的是NCO相位而不是其频率。这一特征防止可能的过冲或不稳定振荡条件。标准锁相环路并不使用真正的相控振荡器，而使用频率控制振荡器。因为它试图使用频率来控制相位，这种环路具有“记住”其前面的状态的内在积分器。如果控制得不正确，包含存储器的环路可能过冲甚至到达不稳定状态。
在每秒兆位范围内的高数据率上，网络节点的中央处理器跟不上数据。因此采用一个专用通信处理器来处理RX_DATA。这时采用直接存储器存取传送将数据放置在中央处理器的存储器中。因此这些数据必须是正确的。为此，接收机必须能生成一个可靠及无低频干扰的载波检波信号CD。在传统的无线电系统中，通过将一个无线电信号强度指示器(RSSI)测定值与一个阈值进行比较而生成载波检波信号。然而RSSI测定信号强度而不管源是否干扰。在一个较佳实施例中，为了保证只接收有用的无干扰信号，本发明采用有些类似于位误差估计器的一个电路作为载波检波电路。
仍参见图4b，将相位检波器误差信号的值位E0、E1与E2与眼信号一起使用来生成载波检波信号。将误差信号在相位误差检波部件83中加权。例如，±3的误差对一个解锁的(无载波)测定比±2的误差提供较大的权，等。
在眼稀疏性检波器85中检验眼信号的稀疏性，由于对眼脉冲的出现而加在输入信号上的严格规则，随机噪声在眼线上产生比真实信号少的脉冲。因此，眼稀疏性检波对于协助测定解锁条件是有用的。眼脉冲之间的时间越长，对解锁条件的测定的影响越大。稀疏的眼信号还可指示诸如接收信道上的干扰连续波信号。
在只有连续波干扰信号的情况中，眼信号将消失。通常这一条件将产生一个零误差信号，由于如果在眼信号上不出现数据，相位检波指示无误差。然而，眼稀疏性检波器将显示不会错的解锁条件，并将正确地报告系统是解锁的。
当相位误差在界限以内且未检测到眼脉冲是稀疏的，“或非”门87便生成一个输入到位滤波器89的二进制低电平信号。
传统无线电接收器中的原始载波检波线是“低频干扰的”。为此，位滤波器89是必要的。来日“或非”门87的输入信号馈入计数器的增/减线，其MSB(最高位)构成载波检波输出信号。在五级计数器的情况中，在高信噪比条件下，计数器从一种状态改变到另一种要用16个符号次。从而在一个示范性实施例中，上升时间大约为20μs，给出简单的数字低通滤波器功能。将无线电协议的传输报头设计成便于无错误操作。载波检波器的相位检波器83、眼稀疏性检波器85及位滤波器89分别极详细地示出在图5a、5b及5c中。
参见图5a，为了获得足够的误差信息来保证正常操作，将相位检波器误差信号的值位E0、E1与E2加权，使得较大的相位误差比较小的相位误差产生不成比例地更长的解锁指示。如果不加权，便得不到足够的误差信息而基本上在所有时间内电路都呈现为锁定的。加权是用一个适当的查阅电路101完成的。
每当比较器105判定加权误差信号W[30]超过已在计数器103中的值时，便将其输入该三位计数器103。计数器103随各符号时钟周期向下计数。当计数器到达零时(终端计数TC)，载波检波电路81的相位误差检波器部分83便指示锁定条件。
参见图5b，眼稀疏性检波器85可用一个由符号时钟计时的简单的四位向下计数器实现。在眼脉冲的每一次出现时，将常数值1111加载进计数器中，然后随各符号时钟周期向下计数。只要在下一个眼脉冲重新加载计数器之前，计数器不到达终端计数，便由载波检波电路81的眼稀疏性检波器部分85指示锁定条件。
如图4B中所见，当它们各自的输出信号为低时都指示锁定条件的相位误差检波器与眼稀疏性检波器的输出信号被“或”门87进行“或”运算。当“或”门87的输出为逻辑低信号时，独立地由相位误差检波器与眼稀疏性检波器检测到的各自的锁定条件相符。
参见图5C，位滤波器89从“或”门87的输出中消除瞬时低频干扰。事实上，位滤波器判定“或”门87的输出大部分为高(指示解锁条件)还是大部分为低(指示锁定条件)。位滤波器可用一个五位增/减计数器109及一个启动与停止计数器的逻辑电路110实现。计数器由符号时钟计时，并且在输入IN为0时向下计数而在IN为1时向上计数。计数器的最高位构成位滤波器的输出信号OUT。
逻辑电路110包含一个电路111，它在计数(除外MSB)为0000且输入符号IN为零时停止计数器；及一个电路113，它在计数(含MSB)为1111且输入信号IN为1时停止计数器。用“或”门115将电话111与113的输出信号进行“或”运算，并将结果输入到计数器109的芯片启动输入端CE。
假定在操作中计数器的内容刚被初始化到零且输入信号IN指示解锁条件。计数器将被停用并保持在零计数上直到输入信号IN指示锁定条件为止，此时计数器将开始向上计数。在断言计数的MSB而给出载波检波指示之前，输入信号IN必须连续指示锁定条件100002(1610)个符号时钟周期。如果输入信号IN连续指示锁定条件15个附加的符号时钟周期，计数器将达到11111而被逻辑电路13停止使用。如果出现低频干扰且输入信号IN指示瞬时解锁条件，计数器便开始向下计数，但直到解锁条件持续一个给定的时间间隔为止，MSB将不受影响。以相同的特征，如果解锁条件持续了一定时间，令计数器到达一个低或零计数，输入信号上的暂时锁定指示将不影响位滤波器的输出信号。反之，锁定指示必须持续一个时间间隔来导致位滤波器的输出改变，以便指示锁定条件。
再参见图1a与1b，用在无线电发送机与无线电接收机两者中的跳频合成器的一种设计提供了快速跳频，同时使调制失真最小。快速频率转换要求合成器具有非常宽的环路带宽。例如，为了在200μS中跳动，需要大于20KHz的环路带宽。另一方面，为了执行FM调制，需要非常窄的环路带宽，由于宽的带宽会导致滤波及调制失真。环路带宽最好应小于1KHz。
参见图6，所示出的可交换的环路带宽合成器部分允许宽与窄环路带宽模式之间的无低频干扰转换。将一个基准频率及来自电压控制的振荡器(VCO，未示出)的分频反馈信号输入到产生数字相位误差数的数字相位处理部件91。将数字相位误差数转换成模拟信号并在抽样与保持相位检波器93中对其抽样。将抽样的模拟信号输入到由两个运算放大器构成的环路滤波器94，一个运算放大器95在环路滤波器输入端上，另一个97在环路滤波器输出端上。第一运算放大器95的输出直接反馈到运算放大器的反相输入端。该输出还通过两电阻器的串联组合连接到第二运算放大器滤波器97的反相输入端上。串联电阻器之一R1可通过控制一个场效应晶体管(FET)Q1而分路。为了接通FETQ1而有效地从电路中消除电阻器R1或者断开FETQ1而允许电阻器R1留在电路中，而将一个带宽控制信号BW控制馈入一个双极型晶体管与关联的偏置的电阻器。
第二运算放大器滤波器97的非反相输入端连接在基准电压(+2V)上。运算放大器输出端通过两个电阻器与一个电容器的串联组合连回反相输入端。串联电阻器之一R2可由带关联的双极型晶体管与偏置电阻器的第二FETQ2分路。第二运算放大器滤波器的输出通过一个电阻器产生一个VCO调谐输出。调制输入通过另一个电阻器连接在VCO调谐输出上以实施调制。
在大多数可交换环路带宽单环路合成器中，当将环路从宽模式切换到窄模式时，便出现瞬变效应并由于将能量耦合进系统而持续可观的时间，尤其是由于窄模式中的环路的长的过渡过程时间。通过采用在输入与输出端上低阻抗驱动的运算放大器有源环路滤波器，避免了瞬变问题。(注意，在图6的可交换环路带宽合成器中，在切换中能量存储设备(回路电容器C)是不变的。
在FETQ1与Q2完全接通的宽模式中，环路改变频率并固定在稳态上。在稳态中，由于运算放大器的性质，通过R1与R2的电流是极小的。从而，在断开FETQ1与Q2而使R1与R2不再被分路时，电路DC输出电压上的作用是可以忽略不计的(即输出频率不改变)。然而AC特征改变若干千倍的因子。
上文描述了本发明的原理、较佳实施便及操作模式。然而，本发明不应认为局限于所讨论的特定实施例。因此，上述实施例应视为示范性的而不是限制性的。可在这些实施中加以变化而不脱离以下的权利要求书所定义的本发明的范围。例如，采用3或4或更多位/符号的多电平FSK调制能从差分编码技术中得益。
权利要求
1.一种用于发送数字位流的通信发送机，包括用于将所述数字位流转换成多位符号流的装置；用于差分编码所述多位符号流以生成差分编码的符号流的装置；以及用于按照所述差分编码符号调频载波信号，以便用数目上与所述多位符号中的位数相关的多个频率之一来表示各差分编码符号的装置。
2.权利要求1的装置，其中频率数至少为4。
3.一种用于接收数字位流的通信接收机，该数字位流是通过形成多位符号并差分编码所述多位符号的接连的对以生成差分编码符号，及调频以便用在数目上与所述多位符号的位数相关的多个频率之一表示各差分编码符号而被编码的，所述接收机包括用于响应一个模拟射频输入信号生成一个解调FM信号的装置，其中不同的信号电平对应于所述多个频率中不同的频率；响应所述解调的FM信号，用于自适应地确定对应于所述多个频率中不同的频率的多个信号电平阈值，及用于将所述解调的FM信号与所述阈值比较以确定正在接收的是哪一个特定符号并生成一个指示它的信号的装置；响应所述信号，用于将所述信号差分解码成一个多位符号流的装置；以及响应所述多位符号流，用于生成所述数字位流的装置。
4.权利要求3的装置，其中频率数至少为4。
5.一种用于发送与接收表示为数字位流的数字信息的通信收发机，包括用于将待发送的数字位流转换成多位符号流的装置；用于差分编码所述多位符号流以生成差分编码符号流的装置；用于按照所述差分编码符号调频载波信号，以便用在数目上与所述多位符号中的位数相关的多个频率之一来表示各差分编码符号的装置；用于响应一个模拟射频输入信号生成一个解调FM信号的装置，其中不同的信号电平对应于所述多个频率中不同的频率；响应所述解调FM信号，用于自适应确定对应于所述多个频率中不同的频率的多个信号电平阈值，及用于将所述解调FM信号与所述阈值比较以确定正在接收的是哪一个特定符号并生成指示它的一个信号的装置；响应所述信号，用于将所述信号差分解码成多位符号流的装置；以及响应所述多位符号流，用于生成接收的位流的装置。
6.权利要求5的装置，其中频率数至少为4。
7.权利要求6的装置，其中收发机采用D4FSK编码/调制。
8.权利要求6的装置，其中所述用于自适应确定所述多个信号电平阈值的装置包括用于确定所述解调FM信号的一个平均峰值的装置，及用于从所述平均峰值中算术计算出所述多个信号电平阈值的装置。
9.权利要求6的装置，其中收发机采用跳频，并还包括第一跳频合成器装置，响应第一控制信号，用于以预定的图式改变所述载波信号的发送中心频率；以及第二跳频合成器装置，响应第二控制信号，用于以预定的图式改变接收中心频率。
10.权利要求9的装置，其中所述第一与第二跳频合成器各包括一个锁相环路，包括一个电压控制的振荡器；一个基准频率源；连接在所述基准频率源及所述电压控制的振荡器的分频输出端上的一个相位检波器；以及连接在所述相位检波器及所述电压控制的振荡器上，并可在用于快捷跳频的宽带宽与用于跳动之间的频率稳定性的窄带宽之间切换的一个环路滤波器。
11.权利要求10的装置，其中所述环路滤波器包括一个运算放大器有源环路滤波器。
12.权利要求11的装置，其中所述运算放大器有源环路滤波器包括一个运算放大器；连接在所述运算放大器的第一输入端上的一个电压源；连接在所述运算放大器的第二输入端及与所述基准频率与所述反馈信号之间的相位差成正比的一个信号上的一个可变电阻；以及连接在所述运算放大器的一个输出端与所述第二输入端之间的一个可变电阻与一个电容器的串联组合，所述输出端上产生的一个信号用于调谐所述电压控制的振荡器。
13.权利要求6的装置，其中所述用于生成解调FM信号的装置包括一个调谐器，用于有选择地接收所述模拟射频输入信号在以接收中心频率为中心的频带内的部分；响应所述模拟射频输入信号的所述部分，用于生成模拟FM信号的装置，其中不同的信号电平对应于所述多个频率中不同的频率；以及用于抽样所述模拟FM信号以生成所述解调FM信号的装置。
14.权利要求13的装置，其中所述抽样装置以一定倍数附加抽样所述模拟FM信号。
15.权利要求14的装置，其中所述倍数至少为10。
16.权利要求13的装置，还包括时钟恢复装置，响应所述解调FM信号，用于生成与接收的符号率同步的时钟信号。
17.权利要求16的装置，其中所述时钟恢复装置包括一个锁相环路，包含相位检波装置。
18.权利要求17的装置，其中所述锁相环路包括一个数控振荡器。
19.权利要求17的装置，其中所述时钟恢复装置包括响应所述解调FM信号，用于检测所述解调FM信号中的转移，及在出现所述转移时用于输出一个脉冲到所述锁相环路的装置。
20.权利要求19的装置，其中所述用于检测转移的装置只检测大于一级转移的转移。
21.权利要求19的装置，还包括响应所述相位检波装置的相位差输出，用于生成指示所述时钟恢复装置相对于所述模拟射频输入信号的锁定/解锁状态的第一信号的装置；响应所述检测转移的装置，用于生成指示所述时钟恢复装置的锁定/解锁状态的第二信号的装置；以及用于逻辑地组合所述第一与第二信号以生成指示所述时钟恢复装置相对于所述模拟射频输入信号的锁定/解锁状态的第三信号的装置。
22.权利要求21的装置，其中所述第三信号为一个一位数字信号。
23.权利要求22的装置，还包括位滤波器装置，用于滤波所述第三信号以生成指示所述时钟恢复装置相对于所述模拟射频输入信号的锁定/解锁状态的最终信号。
24.权利要求23的装置，其中所述位滤波器装置包括一个增/减计数器，由所述时钟信号计时，并响应所述第三信号的一种逻辑状态在第一方向上计数，及响应所述第三信号的相反逻辑状态在反方向上计数，以及其中所述计数器的最高输出位提供所述最终信号。
25.权利要求24的装置，还包括响应所述第三信号与所述计数器的输出计数，有选择地停止使用所述计数器的装置。
全文摘要
一种数字无线电收发机采用差分四电平移频键控(D4FSK)调制方案来达到低成本、小型化、低功耗及高频谱效率的无线电。自适应数字“脉冲限幅器”(31)注视接收机中生成的数字化FM视频信号来确定送来的数据是00、01、10还是11。数字化FM视频信号首先由差分解码器(31)处理，其输出被输入到一个峰值检波器。峰值检波器在出现三级转移时输出一个信号。二与三级转移是分开检波的并用于执行数字时钟恢复。载波检波电路利用一个数字位滤波器来生成一个可靠与无低频干扰的载波检波信号(CD)。数字无线电收发机采用跳频扩展频谱传输(23)。一个可切换的环路带宽频率合成器提供宽跳动带宽与跳动间的窄带宽之间的无低频干扰的切换。
文档编号H04L27/10GK1138394SQ94194504
公开日1996年12月18日 申请日期1994年10月17日 优先权日1993年10月15日
发明者杰夫·雷诺兹·萨顿, 小胡安·格罗 申请人:普罗克西姆公司