专利名称：用于数字接收机中自动增益控制的方法和设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及自动增益控制电路。本发明尤其涉及在数字接收机中提供自动增益控制的新方法和设备。
背景技术：
在用于窄带FM蜂窝式通信系统的模拟接收机中，使用FM解调器来提取以入射波形的相位编码的信息。现存的FM解调器常包括加上模拟限幅器的模拟频率鉴别器，该限幅器用于使输入信号的功率保持在恒定水平。于是，在FM输入信号的整个动态范围，在频率鉴别器的输入端可保持最大的信噪比。然而，这样的模拟信号处理技术一般包括广泛的信号滤波，并且常使用大量的分立元件来实现。此外，已证实使用线性数字波形解调而非模拟解调可使性能得到改善。不幸的是，常规的解调技术常常不能应用于数字接收机中，因为接收到的信号的削波将导致从其中所获数据的损坏。
用于接收数字式调制的信息信号的数字接收机一般包括由控制信号调节增益的可变增益放大器。使用控制信号调节接收到的信号增益的过程叫做自动增益控制(AGC)。在数字接收机中，AGC过程一般包括测量可变增益放大器的输出信号功率。把测量值与代表所需信号功率的值进行比较，并产生用于可变增益放大器的控制信号。然后用此误差值控制放大器的增益，从而调节信号强度使其符合所需的信号功率。为了实现具有最佳信噪比的数字解调，使用自动增益控制，以保持基带波形的大小接近基带模数转换器的整个动态范围。然而，这一般需要对接收到的信号功率的整个动态范围提供自动增益控制。
在蜂窝式环境中，数字接收机可以接收信号功率经受快速和较宽变化的信号。在用于码分多址(CDMA)移动蜂窝式电话的数字接收机中，为了进行适当的信号处理必须控制解调信号的功率。然而，在既适用于CDMA也适用于常规FM的数字接收机，即双模式CDMA/FM接收机中，必须对宽带CDMA信号和窄带FM信号都提供功率控制。由于接收到的FM和CDMA信号功率的动态范围不同，所以使控制过程变得复杂。即，接收到的FM信号的大小可在大于100dB的动态范围内变化，而CDMA系统一般导致较小的动态范围，即大约80dB。
对每个模式提供单独的AGC电路增加了硬件的复杂性和此接收机的成本。相应地，想要提供既能在窄带、宽动态范围的FM信号上操作，也能在宽带、动态范围较小的CDMA信号上操作的AGC电路。
也想要在使用具有较小动态范围的模数(A/D)转换器的廉价接收机中提供数字AGC。再者，因为蜂窝式系统内的FM信号可以变到大于100dB，且相当廉价的8-位A/D转换器的动态范围可限制为大约48dB，所以成本较低的AGC装置应能控制A/D转换器前接收机部分的增益不超出A/D转换器的动态范围。或者也可使用具有较大动态范围的昂贵A/D转换器，从而增加了接收机的成本，或增加收音机模拟部分的AGC范围，这是很难和费钱的。
因此本发明的一个目的是提供一种新的和改善的AGC电路，它包含了以上所提到以下将描述的所需特点，相对于常规的AGC技术它还可实现某些其它优点。
发明内容
本发明是一种新的自动增益控制方法和设备，用于对宽的动态范围控制接收到的RF信号的信号功率。在较佳装置中，可调节自动增益控制设备，使它对接收到的RF信号的各种衰落特性提供所需的控制响应。在有关信号是包含数字信息的CDMA信号等宽带信号，或者是包含模拟信息的FM信号等窄带信号的应用中，本发明的设备能提供必需的增益控制。
依据本发明，揭示了用于双模式接收机的自动增益控制(AGC)设备。此AGC设备包括可调增益放大器，该放大器具有接收输入信号的输入端，接收增益控制信号的控制端，提供输出信号的输出端。AGC设备还包括用于根据输出信号的功率产生接收到的功率的信号的装置。饱和积分器把接收到的功率的信号与参考信号比较，并根据参考、接收功率信号和增益控制信号的值经过积分或不经积分产生增益控制信号。
附图概述以下结合附图进行的描述将使本发明的特点、目的和优点变得明显起来，在附图中类似的标号前后一致，其中
图1以方框图的形式示出本发明自动增益控制设备(AGC)的一个典型应用；图2示意地代表作为增益控制电压函数的AGC放大器的增益；图3示出本发明自动增益控制设备的典型实施例，它包括以模拟形式实现的控制环路；图4A和4B分别示意地代表与本发明增益控制设备中信号限幅器的典型装置有关的电压和功率转移特性；图5指用于管理积分控制开关操作的判决逻辑的典型装置；图6A-6C是示出本发明AGC设备操作的时间图；图7示出本发明AGC设备的较佳实施例，它包括数字实现的控制环路；以及图8指图7的积分器中包含的数字饱和累加器的典型装置。
本发明较佳实施方式在用于码分多址(CDMA)便携式蜂窝通信装置的数字接收机中，必须把被处理信号的功率设定为恒定水平。在蜂窝式环境中，接收机可以接收信号功率经历快速和较宽变化的信号。为了适当地处理包含在接收到的信号中的数字数据，必须在接收机内控制信号的功率。在双模式数字接收机中，诸如既能处理CD-MA信号也能处理标准FM信号的数字接收机，接收到的信号的动态范围可作为选中的操作模式的函数而变化。相应地，揭示了一种用于数字接收机的自动增益控制设备，在其每个操作模式中都能补偿各个环境中接收到的信号功率的变化。
图1以方框图的形式示出本发明自动增益控制设备的典型应用。在图1中，以CDMA便携式蜂窝电话10的收发器实现自动增益控制设备。电话10可以是双模式的，即适用于CDMA和常规的FM。本发明的自动增益控制设备能对宽带CDMA信号和窄带FM信号都提供功率控制。可同时在宽带和窄带信号上操作的这种电路的兼容性使接收机的成本、元件和功率都得到节省。
电话10包括用于接收从基站发射的信号(包括CDMA或FM通信信号)的天线12。天线12把接收到的信号耦合到双工器14，该双工器14用于把接收到的信号提供给电话10的接收机部分的。双工器14也接收来自电话10的发射器部分的CDMA或FM通信信号，用于把这些信号耦合到天线12和发射到基站。
从双工器14把接收到的信号输出到降频转换器16，在其中RF信号被转换到较低的频率范围，并被用作相应的中间频率(IF)信号。来自降频转换器16的IF信号提供给自动增益控制IF放大器18。IF信号被放大到由AGC信号(VAGC)确定的增益电平，该AGC信号也提供给放大器18。放大器18可根据VAGC在高动态范围(诸如超出80dB)对增益进行线性控制。放大器18可以是诸如第5,099,204号名为“线性增益控制放大器”的美国专利中所述的设计，该专利已转让给本发明的受让人。
在所述5,099,204号美国专利中，运用补偿电路来实现线性控制的所需动态范围。在特殊实施例中，可由不具备补偿电路的放大电路来提供此控制。例如，在这些实施例中包含的是那些其中串联地排列了几个放大级的电路。同样地，可用高压电源来消除对补偿电路的需求。
增益控制的IF信号从放大器18输出到第二降频转换器、降频转换器20，在其中IF信号被转换成低频范围并被作为相应的正交相基带信号IBB和QBB。在图1所示的实施例中，CDMA操作模式中的基带信号是为了进一步相位解调和关联而输出的编码数字数据的I和Q样值。在双模式的接收机中，降频转换器20也对FM信号进行降频转换，从而提供基带FM同相和正交相信号，它们将进一步被相位/频率解调成音频输出信号。
检测器25测量由降频转换器20输出信号的强度，并产生相应的接收信号强度指示(RSSI)信号。此RSSI信号以及由控制器(未示出)提供的AGC参考信号(AGC-REF)被提供给饱和积分器网络22。此AGC-REF信号相应于用于基带信号的所需信号强度电平。控制器也把AGC下限(AGC-LOW)和AGC上限(AGC-HIGH)参考信号提供给饱和积分器22。AGC-HIGH和AGC-LOW信号相应于由饱和积分器22提供给放大器18控制部分的增益控制信号(VAGC)大小的界限。
图2示意地代表作为增益控制电压函数的放大器18的增益。参考图2，看上去放大器18的增益非线性地减小到相当恒定的值，用于控制超出AGC-HIGH和小于AGC-LOW的电压。一般，为了使控制环路的相应时间常数保持在可接受的范围内，需要使VAGC的值在AGC-HIGH和AGC-LOW之间的线性范围内。如果环路的时间常数远离可接受的范围，则导致明显的环路控制错误。依据本发明，为了防止由此环路控制错误引入的性能降低，使放大器18在饱和积分器22的线性增益范围内工作。
如下所述，可操作饱和积分器22，以在VAGC位于AGC-HIGH和AGC-LOW之间时，对RSSI和AGC-REF信号之差进行积分。当饱和积分器22不进行积分操作时，增益控制信号VAGC保持为常数AGC-HIGH或AGC-LOW，从而改良了控制环路的如上所述的响应。在本发明的较佳实施例中，饱和积分器22内的判决逻辑考虑到RSSI的值和AGC-REF，并结合相对于AGC-HIGH和AGC-LOW的VAGC的大小。
参考图1，饱和积分器22接受来自检测器25的RSSI信号，以及来自控制器的AGC-REF信号。为了提供准确的功率控制，一般需要把RSSI信号和AGC-REF信号之差减到最小。饱和积分器22通过强制使该差值为零，从而在AGC环路中提供此功能。例如，如果信号的增益太高，则与AGC-REF信号相比，RSSI信号也将是高的。直到这些信号的大小相同，积分器输出信号VAGC将会继续减小放大器18的增益。
应理解可在接收信号处理中的不同点处进行RSSI的测量。虽然图1示出在降频转换器20的降频转换后进行测量，但也可在IF放大器18以下信号处理过程中的任意点处进行此测量。最好在信号滤波完成后进行RSSI的测量，从而把测得的伪干扰功率减到最小。在对宽带和窄带信号使用的模拟功率控制技术中，可对两种模式的操作使用相同的功率控制电路。
关于图1的便携式电话的发射器部分30，也可控制发射功率。VAGC信号被再次用于对CDMA模式的发射功率提供瞬时控制。把VAGC信号以及来自控制器(未示出)的各种其它控制信号提供给发射器部分30。
现在参考图3，其中示出本发明自动增益控制设备的示例的实施例，它包括饱和积分器22的局部模拟装置。在图3中，饱和积分器包括具有反馈网络的运算放大器(op amp)积分器40，从而积分器40起积分的功能。特别是，积分器40通过电阻42在其同相端接收AGC-REF信号，此同相端也连有电容器43。当开关44根据积分器判决的逻辑46提供的控制信息而闭合时，积分器40通过电阻50接收由RSSI检测器48输出的RSSI信号。当开关44根据来自积分器判决逻辑46的控制信息而保持在断开位置时，电容器52用于保持积分器40的输出(VAGC)相对恒定在AGC-HIGH或AGC-LOW。这就防止了IF输入信号的大小远离预定的动态范围时放大器18的饱和。
再参考图3，输出使用RF开关49和55的开关配置的实施例。在由图3中开关设定所示的CDMA模式中，RF开关49和55把CDMA IF带通滤波器51耦合到IF放大器18。在FM模式中，改变RF开关49和55的位置，从而把FMIF带通滤波器53和限幅器54耦合到IF放大器18。用于阻止通道外干扰的FM IF带通滤波器53用于限定通过限幅器54提供给放大器18的FM信号的带宽。例如，在FM操作模式中，FM IF滤波器53设计成具有跨度大约为一个蜂窝式通道(例如，30kHz)的通频带，以及明显超出IF中心频率(例如，+/-60kHz)的抑止频带。在CDMA操作模式中，CDMA IF滤波器51设计成可阻止外通道干扰并可限定提供给放大器18的CDMA信号的带宽。例如在CDMA模式中，CDMA IF带通滤波器51可提供与接收机基带部分的芯片速率同量的通频带(例如，1.26MHz)，并提供预定的阻止带宽(例如，1.8MHz)。在变化实施例中，限幅器54可以位于IF放大器18前的普通通路中。
限幅器54衰减主要在FM操作模式中接收的高功率RF信号。FM信号可以超出CDMA操作模式中遇到的信号的最大功率。在较佳实施例中，限幅器54把放大器18的输入功率限定在CDMA操作特性的动态范围(例如，80dB)内。限幅器54允许根据希望的CDMA动态范围设计图3中自动增益控制(AGC)环路的控制范围，从而消除对FM和CDMA操作模式分开提供校准的AGC控制环路的需求。
图4A和4B示意地分别代表与限幅器54的示例装置有关的电压和功率转移特性。参考图4A和4B，限幅器54不衰减电压值小于预定最大电压Vm的信号。饱和的功率可被量化为PSAT＝Vm2/2RL，这里RL代表放大器18的输入负载阻抗。对于超出PSAT的输入功率，通过使峰值信号电压截止在电压Vm，从而使限幅器54产生的输出信号功率保持在大约PSAT的常数。将根据最大的希望CDMA输入功率电平选择PSAT的值。相应地，对于高功率的正弦IF输入信号(Pin＞PSAT)，由限幅器54产生的输出波形被截成固定的幅度，但其基波频率恒等于IF输入频率，由低通滤波器56进行低通滤波而恢复其中原来固有的相位信息。
包含在降频转换器20中的低通滤波器56设计成其截止频率大于在CD-MA模式或FM模式中放大器18的IF信号输出的频率。如上所述，低通滤波器56设计成在放大器18的IF信号输出的谐波被降频转换成基带同相(I)和正交相(Q)分量前对它们进行衰减。由限幅器54削波的高功率波形产生不想要的谐波。IF低通滤波器56可清除这些不想要的谐波，从而它们被转换成基带以及所需的IF信号信息。在这种示例的实施例中，选择滤波器56的级别和通频带边界，以衰减从放大器18产生的已放大IF信号中固有的IF谐波产生的基带畸变产物。
把经滤波的IF信号提供给混合器60的第一输入端，而混合器60的另一个输入端接收从振荡器64本地产生的参考信号。混合器60把经滤波的IF信号与参考信号混合，以分别在输出线70和72上产生I和Q基带分量。混合器60设计成映射一频率，该频率以预定的富裕量(例如，从3到300Hz)从IF中心频率频率偏移到基带DC频率。此DC偏移富裕量允许图3的自动增益控制分量从输入DC偏移误差中辨别出未解调的FM信号，即连续波(CW)信号。特别是，最好操作混合器60，以根据中间带IF频率处的输入CW信号产生大约100Hz的输出频率。于是，由不衰减CW信号信息的DC陷波滤波器66消除试图损坏RSSI功率测量的输入CD偏移误差。
再参考图3，输出线70和72分别连到基带I和Q低通滤波器网络76和78。滤波器网络76和78的每一个最好都能实现分别在FM和CDMA操作模式中呈现13kHz和630kHz截止频率的低通转移功能。在示例的实施例中，滤波器76和78都包括一对滤波器，一个用于CDMA操作模式中，另一个用于FM操作模式中。依据选中的操作模式，包含在网络76和78中的各个滤波器都分别转换成基带I和Q信号通路。在最佳实施例中，系统控制器依据选中的操作模式最好包括在滤波器网络中的切换滤波器的装置。
当由基带滤波器网络76、78以及CD陷波滤波器进行滤波后，把获得的基带I和Q信号提供给RSSI检测器48。RSSI检测器48提供表示测得的信号功率(dB)的输出RSSI信号。在饱和积分器22中对RSSI检测器48的RSSI信号输出和AGC-REF之差进行积分，从而产生控制电压VAGC。
再参考图3，基带滤波器网络76和78的I和Q输出也分别提供给I和Q模数(A/D)转换器86和88。操作A/D转换器86和88，以量化用于选中的CD-MA或FM操作模式中数字解调的基带I和Q信号。在较佳实施例中，选择A/D转换器86和88的动态范围，该动态范围足够对超出IF放大器18的AGC设备控制范围的信号进行调节。如参考图2和3的以上所述，饱和积分器22内的判决逻辑46使控制电压VAGC在AGC-LOW＜VAGC＜AGC-HIGH的范围内。这防止了放大器18在非线性操作区中的饱和。
相应地，A/D转换器86和88设计成无论积分器40是否饱和都可量化输入信号且没有变形。在较佳实施例中，A/D转换器86和88的每一个都提供6到8位的动态范围。此动态范围足够使输入转换器86和88的信噪比不低于用于任意RF输入电平的转换器86和88的量化数字输出的信噪比。例如，当VAGC达到AGC-LOW且输入信号连续增加时，限幅器54限定IF信号的幅度。于是，在A/D转换器86和88输入端处的信号电平可以超出只由某固定量AGC-REF表示的电平。因此，A/D转换器86和88将连续准确地量化增加的电平处的基带信号。
同样地，A/D转换器86和88的动态范围足够不恶化低RF输入信号电平处的信噪比。例如，当VAGC达到AGC-HIGH且开关44断开时，如果输入RF信号连续下降，则A/D转换器86和88输入端的基带信号电平下降到AGC-REF表示的电平以下。输入A/D转换器86和88降低的电平不使用装置的全部动态范围，即不使用A/D转换器86和88输出的一些位。由于对A/D转换器86和88的全部动态范围的使用减少，与使用全部动态范围的情况相比，固有地降低了A/D转换器86和88的噪声指数。然而，由于RF信号电平接近电话的热噪声基底，所以A/D转换器86和88的输入的信噪比也下降。由于对A/D转换器86和88的输入的信噪比减少，引起A/D转换器86和88降低的噪声指数不影响A/D转换器86和88的输出的信噪比。因此，A/D转换器86和88的全部动态范围使用的减少也不明显地影响A/D转换器86和88的输出的信噪比。于是，本发明的AGC设备能在解调信号中使用范围有限的AGC控制环路，这些信号跨越基本上比IF放大器18的控制范围更大的动态范围。
图5指出控制开关44位置的判决逻辑46的示例装置。如图5所示，AGC-HIGH和VAGC提供给逻辑比较器104。当VAGC超出AGC-HIGH的电平时，比较器104的输出变成逻辑电平1。比较器104的输出与触发器110的输出进行逻辑“与”操作，由于开关44的闭合而使该输出处于逻辑1电平。通过延迟元件114延迟触发器110的输出，以防止开关44位置过度的伪拨动。操作与门108和延迟元件114，以防止开关44断开，直到它闭合后经固定的时间才能断开。与门108的输出从低变到高，因此把触发器110的输出复位到逻辑电平0，并在与门130的输出端产生逻辑电平0以及断开开关44。当开关44断开时，RSSI信号和AGC-REF信号不再受到环路迫使而相等。当已超出AGC-HIGH且环断路开时，RSSI信号表示比AGC-REF更小的信号，逻辑比较器102的输出变成逻辑电平0。当RSSI信号超出AGC-REF的电平范围时，比较器102的输出变高，与门106的输出也变高，于是把正反器110的输出设定为逻辑电平1并闭合开关44。延迟元件112和与门106同样地起着延迟114和与门108的作用，并防止开关44的闭合，直到它断开预定时间后才能闭合。
当RF输入信号超出AGC范围时，执行逻辑操作的模拟过程。当VAGC下降到低于AGC-LOW的电平时，比较器118的输出变为逻辑电平1。比较器118的输出与触发器124的输出(它在开关44闭合处于逻辑电平1)进行逻辑“与”操作。然后与门122的输出从低变到高，于是使触发器124的输出复位到逻辑电平0。这引起在与门130的输出端出现逻辑电平0，导致开关44的断开。当开关44断开后，RSSI信号不再被环路迫使等于AGC-REF。当环路以此方式断开后，RSSI信号将大于AGC-REF，逻辑比较器116的输出将位于逻辑电平0。当RSSI信号变得比AGC-REF小时，比较器116和与门120的输出变高。此变化把触发器124的输出设定为逻辑电平1并闭合了开关44。延迟元件126和与门120和122同样地起着延迟14和与门108的作用，并用于防止开关44在断开和闭合位置之间的快速抖动。
与门130的逻辑输出可被认为是可积分的信号，并被加在连到开关44的开关控制线124上。在较佳实施例中，根据控制线124上的逻辑1的加入开关44闭合，当其上加有逻辑0时断开。当由运算放大器积分器40对RSSI和AGC-REF信号之间的差值进行积分时，积分器判决逻辑46如此控制。于是，积分器判决逻辑46和积分器合作产生VAGC。
参考图6A-6C的时间图可更详细地描述图3的AGC设备的工作。特别是，图6A和6B分别指示例RF信号功率和饱和积分器22内开关44相应状态(断开或闭合)中的时间变化。图6C示出由运算放大器积分器40根据图6A的RF输入信号产生的增益控制电压(VAGC)的相应值。
如图6A和6C所示，在在第一积分间隔(t0＜t＜t1)中，RF输入信号的功率被限制到AGC环路的AGC控制范围，相应地AGC-LOW＜VAGC＜AGC-HIGH(图6C)。在时刻t＝t1，积分器判决逻辑46确定VAGC达到AGC-LOW，结果断开开关44。开关44在时间间隔t1＜t＜t2内保持断开，这时防止积分器40对RSSI和AGC-REF之差进行积分。在此期间，A/D转换器86和88的输入由限幅器5所限定。在时刻t＝t2，RF输入信号功率再次变得小于环路控制范围的上限，导致开关44被积分器判决逻辑46和超出AGC-LOW的VAGC闭合。然后开关44在第二积分间隔(t2＜t＜t3)内保持闭合，直到控制电压VAGC达到AGC-HIGH，此时开关44被积分器判决逻辑46断开。在此期间，A/D转换器86和88的输入根据RF输入信号电平而变化。为了启动第三、第四和第五积分间隔，在时刻t4、t6和t8处由积分器判决逻辑46以同样的方式闭合开关44。
现在参考图7，其中示出本发明AGC环路的较佳实施例，它包括数字式实现饱和积分器22。在图7的实施例中，使用数字高通滤波器150而不是模拟DC陷波滤波器66来消除A/D转换器86和88产生的基带I和Q样值中固有的DC偏移。选择滤波器150的截止频率，使它基本上小于混合器60中引入的频率偏移。由以下步骤可在变化的装置中消除DC偏移(i)分开地确定的I和Q样值的平均值，以及(ii)在进一步处理前先从每个I和Q分量中减去获得的DC分量。
数字RSSI检测器154一般将包括查阅一览表，该一览表包含以基带I和Q样值大小的函数为索引的对数功率值。数字RSSI检测器154通过确定LOG(MAX{ABS(I)，ABS(Q)})的值和修正项的值来近似对数功率，即10LOG(I2+Q2)。MAX{ABS(I)，ABS(Q)}的操作产生一个等于给定I/Q样值对最大分量大小的输出值。在特殊装置中，此输出值用作查阅对数功率一览表中的索引。然后把从查阅一览表中得到的输出加到近似等于LOG(I2+Q2)和LOG(MAX{ABS(I)，ABS(Q)})之差的修正项中。
接收到的功率估算值即由RSSI检测器154产生的RSSI信号，以及AGC-REF信号加到数字减法器158。然后依据所需的时间常数td，由数字定标乘法器162对获得的误差信号定标。依据希望的RF输入信号的衰落特性，选择环路时间常数td。一般选择相当短的环路时间常数(较快的环路响应)，以跟踪呈现突然衰落特性的信号。
在较佳实施例中，可对定标乘法器162进行编程，以使来自减法器158的误差信号被响应于衰减的RSSI信号的第一环路时间常数来乘，当RSSI信号的值增加时，被第二环路时间常数来乘。这更适应于根据操作环境的衰落特性定制AGC环路响应并减少了环路过冲。
参考图7，把经过定标乘法器162定标的误差信号提供给饱和累加器166。操作饱和累加器166，以把定标的误差信号的值累加成为合计误差信号，直到此合计误差信号达到AGC-HIGH或AGC-LOW。然后把合计误差信号的值保持在AGC-HIGH或AGC-LOW，直到接收到的定标误差信号与现有合计误差信号结合后，导致合计误差信号位于由AGC-HIGH和AGC-LOW限定的范围内。
图8指出饱和累加器166的示例装置。如图8所示，把定标的误差信号提供给数字加法器170的第一输入端。在数字加法器170中把定标的误差信号加到由饱和累加器166产生的合计误差信号中，这里合计误差信号储存在第一寄存器174中。由系统控制器(未示出)提供的AGC-HIGH和AGC-LOW的值储存在第二寄存器178中。耦合到第二寄存器178的最小和最大信号削波器182和184使提供给第一寄存器174的数字信号的值位于由AGC-HIGH和AGC-LOW限定的范围内。
图7和8中所示的高通滤波器150、RSSI检测器154和饱和积分器22的数字装置相对于相应的模拟实施具有几个优点。例如，其中运用的数字元件不易受温度漂移的影响，并允许依据希望的信号衰落条件来调节积分时间常数，从而促进获得的环路信号。此外，以数字形式实现的滤波器和积分器占有的体积明显少于分立电阻和电容元件的相应设备。
也可预期运用数字RSSI检测器和数字饱和积分器可改善精确性。特别是，当VAGC的值需要保持在AGC-HIGH或AGC-LOW时，与模拟元件有关的电容放电等将导致VAGC的值在一段时间内从所需的电平“下降”。图7和8所示饱和积分器的数字装置不呈现出模拟积分器的信号“下降”特性。
再参考图7，把储存在寄存器174内饱和累加器166的合计误差信号提供给数字到模拟转换器(DAC)190。在较佳实施例中，DAC 190的分辨率将足够提供少于1dB的输出模拟AGC的级差。也可根据合计误差信号产生0、1逻辑电平的脉宽调制(PWM)或脉冲密度调制(PDM)输出脉冲序列。在08/011,618号名为“多位到一位数字信号转换器”的美国专利中描述了输出PDM信号，该专利已转让给本发明的受让人。输出脉冲序列的平均值相应于所需的模拟输出电压。
由DAC 190提供的模拟输出在加到IF放大器18的增益控制部分前先通过低通滤波器194。低通滤波器194设计成可衰减DAC 190产生的任何伪输出。
提供了较佳实施例的以上描述，以使本领域内的任何熟练技术人员可使用本发明。这些实施例的各种变化对本领域内的那些熟练技术人员将变得明显起来，这里定义的一般原理不须用有创造性的本领而加到其它实施例上。因此，本发明不试图限制在这里示出的实施例，而将与依据这里揭示的原理和新特点的最宽范围相一致。
权利要求
1.一种包括可调增益放大器的自动增益控制设备，所述可调增益放大器具有可接收输入信号的输入端、接收增益控制信号的控制端，以及提供输出信号的输出端，其特征在于所述自动增益控制设备包括根据所述输出信号的功率产生所接收功率信号的装置；饱和积分器装置，用于根据可积分信号把所述接收功率信号与参考信号相比较，并产生所述增益控制信号；以及判决装置，用于根据所述增益控制信号的值、所述接收功率信号的值，以及所述参考信号的值产生所述可积分信号。
2.如权利要求1所述的自动增益控制设备，其特征在于当所述增益控制信号降到第一预定阈值以下以及所述增益控制信号超出第二预定阈值时，所述可积分信号使所述饱和积分器装置不工作。
3.如权利要求2所述的自动增益控制电路，其特征在于当所述增益控制信号降到所述第一预定阈值以下时，所述可积分信号使所述饱和积分器装置不工作，直到所述接收功率信号的值小于所述参考信号。
4.如权利要求2所述的自动增益控制电路，其特征在于当所述增益控制信号超出所述第二预定阈值时，所述可积分信号使所述饱和积分器装置不工作，直到所述接收功率信号的值大于所述参考信号。
5.如权利要求1所述的自动增益控制电路，其特征在于还包括耦合到所述可调增益放大器的所述输出端的模数转换器，可在预定的动态范围内操作所述模数转换器，以产生所述输出信号的数字样值。
6.如权利要求1所述的自动增益控制电路，还包括其输入端连到所述可调增益放大器的所述输出端的降频转换器，用于对所述输出信号进行降频转换；限幅器装置，用于使所述输入信号中的功率变化到输入动态范围；以及耦合到所述降频转换器输出端的模数转换器，可在预定的动态范围内操作所述模数转换器，以产生所述经降频转换的输出信号的数字样值；其特征在于当所述输入信号的大小在所述输入的范围内时，所述输出信号的相应大小在所述预定的动态范围内。
7.如权利要求1所述的自动增益控制设备，其特征在于还包括把所述输出信号降频转换到基带频率从而产生基带信号的装置，所述用于降频转换的装置包括一装置，所述装置用于把所述输出信号的预定中心频率降频转换到偏离DC预定富裕度的基带频率，从而从所述输出信号内的连续波信号中辨别出所述输出信号内的DC偏移误差。
8.如权利要求7所述的自动增益控制设备，其特征在于所述用于降频转换的装置包括DC陷波滤波器，所述滤波器用于衰减频率低于来自所述基带信号的基带频率的信号。
9.一种使用可调增益放大器进行自动增益控制的方法，所述可调增益放大器具有可接收输入信号的输入端、接收增益控制信号的控制端，以及提供输出信号的输出端，其特征在于所述自动增益控制方法包括以下步骤根据所述输出信号的功率产生所接收功率的信号；根据可积分信号对所述接收功率信号与参考信号之差进行积分，并产生所述增益控制信号；以及根据所述增益控制信号的值、所述接收功率信号的值，以及所述参考信号的值提供所述可积分信号。
10.如权利要求9所述的自动增益控制方法，其特征在于提供所述可积分信号的所述步骤包括以下步骤当所述增益控制信号小于第一预定阈值时，使所述可积分信号不工作，以及如果所述接收功率信号的值小于所述参考信号，则所述可积分信号工作。
11.如权利要求9所述的自动增益控制方法，其特征在于提供所述可积分信号的所述步骤包括以下步骤当所述增益控制信号超出第二预定阈值时，使所述可积分信号不工作，以及如果所述接收功率信号的值大于所述参考信号，则所述可积分信号工作。
12.如权利要求9所述的自动增益控制方法，其特征在于还包括产生所述输出信号的数字样值的步骤，从而当所述输出信号的大小在预定的动态范围内时，所述数字样值的大小正比于所述输出信号的所述大小。
13.如权利要求12所述的自动增益控制方法，其特征在于还包括使所述输入信号中的功率变化到输入动态范围的步骤，从而导致所述输出信号中的功率变化在所述预定的动态范围内。
14.如权利要求12所述的自动增益控制方法，其特征在于产生所述接收功率信号的步骤包括累加所述数字样值以产生所述接收功率信号的步骤。
15.如权利要求14所述的自动增益控制方法，其特征在于所述积分步骤包括以下步骤从所述参考信号中减去所述接收功率信号，以提供误差信号；依据环路时间常数对所述误差信号进行定标；以及根据所述可积分信号累加所述定标的误差信号。
16.一种用于处理来自CDMA和FM蜂窝式通信系统的信号的双模式接收机，所述数字接收机具有包括可调增益放大器的自动增益控制设备，其特征在于所述可调增益放大器具有可接收输入信号的输入端、接收增益控制信号的控制端，以及提供输出信号的输出端，所述自动增益控制设备包括用于选择CDMA增益控制模式和选择FM增益控制模式的选择装置；选择了CDMA增益控制模式后对输出信号进行滤波的第一装置，选择了FM增益控制模式后对输出信号进行滤波的第二装置；根据所述输出信号的功率产生所接收功率信号的装置；当接收功率信号与参考信号相比时对它进行积分并产生增益控制信号的装置；以及根据参考信号、接收功率信号和增益控制信号的值使积分装置工作的装置。
17.一种包括可调增益放大器的自动增益控制设备，所述可调增益放大器具有可接收输入信号的输入端、接收增益控制信号的控制端，以及提供输出信号的输出端，其特征在于所述自动增益控制设备包括根据所述输出信号的功率产生所接收功率信号的装置；饱和积分器装置，用于把所述接收功率信号与参考信号相比较，并根据比较结果产生误差信号，所述饱和积分器装置包括通过累加独占一个或更多积分间隔的所述误差信号而提供所述增益控制信号的装置，以及判决装置，用于根据所述误差和增益控制信号的值定义一个或更多积分间隔。
18.如权利要求17所述的自动增益控制电路，其特征在于用于产生所述接收功率信号的所述装置包括用于累加所述数字样值以产生所述接收功率信号的装置。
19.如权利要求18所述的自动增益控制装置，其特征在于所述饱和积分器装置还包括从所述参考信号中减去所述接收功率信号以提供误差信号的装置；依据环路时间常数对所述误差信号定标的装置；以及根据所述可积分信号累加所述定标的误差信号的装置。
20.一种包括可调增益放大器的自动增益控制设备，所述可调增益放大器具有可接收输入信号的输入端、接收增益控制信号的控制端，以及提供输出信号的输出端，其特征在于所述自动增益控制设备包括根据所述输出信号的功率产生所接收功率信号的装置；饱和积分器装置，用于把所述接收功率信号与参考信号相比较，并根据比较结果产生误差信号，所述饱和积分器装置包括根据所述误差和增益控制信号选择性的对所述误差信号进行积分而提供所述增益控制信号的装置。
21.如权利要求20所述的自动增益控制设备，其特征在于所述饱和积分器装置包括只有当所述增益控制信号的大小小于第一预定阈值时选择性地使所述误差信号被积分的第一装置，以及只有当所述增益控制信号超出第二预定阈值时选择性地使所述误差信号被积分的第二装置。
22.如权利要求20所述的自动增益控制电路，其特征在于还包括耦合到可调增益放大器的所述输出端的模数转换器，可在预定的动态范围内操作所述模数转换器，以产生所述输出信号的所述数字样值。
23.如权利要求21所述的自动增益控制电路，还包括其输入端连到所述可调增益放大器的所述输出端的降频转换器，用于对所述输出信号进行降频转换；限幅器装置，用于使所述输入信号中的功率变化到输入动态范围；以及耦合到所述降频转换器输出端的模数转换器，可在预定的动态范围内操作所述模数转换器，以产生所述经降频转换的输出信号的数字样值；其特征在于当所述输入信号的大小在所述输入的范围内时，所述输出信号的相应大小在所述预定的动态范围内。
24.如权利要求22所述的自动增益控制电路，其特征在于所述饱和积分器装置包括把所述数字样值累加成为数字控制信号的装置，以及数模转换器，用于把所述数字控制信号转换成所述增益控制信号。
25.一种使用可调增益放大器进行自动增益控制的方法，所述可调增益放大器具有可接收输入信号的输入端、接收增益控制信号的控制端，以及提供输出信号的输出端，其特征在于所述自动增益控制方法包括以下步骤根据所述输出信号的功率产生所接收功率的信号；把所述接收功率信号与参考信号进行比较，并根据比较结果产生误差信号；以及通过依据所述误差和增益控制信号的值选择性地对所述误差信号进行积分而提供所述增益控制信号。
26.如权利要求25所述的自动增益控制方法，其特征在于提供所述增益控制信号的所述步骤包括以下步骤仅当所述增益控制信号的大小小于第一预定阈值时，在第一间隔内对所述误差信号进行积分，以及当所述增益控制信号的大小超出第二预定阈值时，在第二间隔内对所述误差信号进行积分。
27.如权利要求25所述的自动增益控制方法，其特征在于还包括产生所述输出信号的数字样值的步骤，从而当所述输出信号的大小在预定的动态范围内时，所述数字样值的大小正比于所述输出信号的所述大小。
28.如权利要求27所述的自动增益控制方法，其特征在于还包括使所述输入信号中的功率变化到输入动态范围的步骤，从而导致所述输出信号中的功率变化在所述预定的动态范围内。
29.如权利要求27所述的自动增益控制方法，其特征在于还包括以下步骤把所述数字样值累加成为数字控制信号，以及把所述数字控制信号转换成所述增益控制信号。
30.如权利要求29所述的自动增益控制方法，其特征在于还包括依据环路时间常数对所述数字样值进行定标的步骤，所述环路时间常数相应于所述自动增益控制设备对所述输入信号大小变化的响应。
31.如权利要求24所述的自动增益控制设备，其特征在于所述饱和积分器装置还包括依据环路时间常数对所述数字样值进行定标的装置，所述环路时间常数相应于所述自动增益控制设备对所述输入信号大小变化的响应。
32.如权利要求20所述的自动增益控制设备，其特征在于所述判决装置包括当所述增益控制信号处于上和下阈值之间时对所述误差信号进行选择性地积分的装置，所述判决装置包括防止以其它方式对所述误差信号进行积分的装置；可操作所述可调增益放大器，以根据量值在所述上和下阈值之间的增益控制信号提供预定的增益范围。
33.如权利要求20所述的自动增益控制设备，其特征在于还包括把所述输出信号降频转换到基带频率从而产生基带信号的装置，所述用于降频转换的装置包括一装置，所述装置用于把所述输出信号的预定中心频率降频转换到偏离DC预定富裕量的基带频率，从而从所述输出信号内的连续波信号中辨别出所述输出信号内的DC偏移误差。
34.如权利要求33所述的自动增益控制设备，其特征在于所述用于降频转换的装置包括DC陷波滤波器，所述滤波器用于从所述基带信号中除去处于所述基带DC频率的信号。
35.一种用于处理来自CDMA和FM蜂窝式通信系统的信号的双模式接收机，所述数字接收机具有包括可调增益放大器的自动增益控制设备，其特征在于所述可调增益放大器具有可接收输入信号的输入端、接收增益控制信号的控制端，以及提供输出信号的输出端，所述自动增益控制设备包括用于选择CDMA增益控制模式和选择FM增益控制模式的选择装置；选择了CDMA增益控制模式后对输出信号进行滤波的第一装置，选择了FM增益控制模式后对输出信号进行滤波的第二装置；根据所述输出信号的功率产生所接收功率信号的装置；把所述接收功率信号与参考信号比较并根据比较结果产生误差信号的装置；以及通过根据所述误差和增益控制信号的值对所述误差信号进行选择性地积分而提供所述增益控制信号的饱和积分器装置。
36.一种包括可调增益放大器的自动增益控制设备，所述可调增益放大器具有可接收输入信号的输入端、接收增益控制信号的控制端，以及提供输出信号的输出端，其特征在于所述自动增益控制设备包括根据所述输出信号的功率产生所接收功率信号的装置；具有接收参考信号的第一输入端和可切换地连到所述接收功率信号的第二输入端的饱和积分器装置，可处理所述饱和积分器装置，以选择性的对所述接收功率信号进行积分，从而产生处于预定控制范围内的增益控制信号。
37.如权利要求36所述的自动增益控制电路，其特征在于还包括耦合到可调增益放大器的所述输出端的模数转换器，可在预定的动态范围内操作所述模数转换器，以产生所述输出信号的数字样值。
38.如权利要求37所述的自动增益控制电路，还包括使所述输入信号中的功率变化到输入动态范围的限幅器装置；其特征在于当所述输入信号的大小在所述输入的范围内时，所述输出信号的相应大小在所述预定的动态范围内。
39.一种使用可调增益放大器进行自动增益控制的方法，所述可调增益放大器具有可接收输入信号的输入端、接收增益控制信号的控制端，以及提供输出信号的输出端，其特征在于所述自动增益控制方法包括以下步骤；根据所述输出信号的功率产生所接收功率的信号；对所述接收功率信号进行选择性地积分，从而提供处于预定控制范围内的增益控制信号，其中根据所述增益控制信号的大小和所述接收功率信号的大小对所述接收功率信号进行所述选择性的积分。
全文摘要
这里揭示了一种用于数字接收机的自动增益控制(AGC)设备,它包括可调增益放大器(18),该放大器具有接收输入信号的输入端、接收增益控制信号的控制端,以及提供输出信号的输出端;根据输出信号的功率产生接收功率信号的测量电路。饱和积分器(22)把接收功率信号与参考信号相比较,并根据比较结果产生增益控制信号,它包括根据接收功率信号、参考信号和增益控制信号的值进行积分的判决电路(46)。
文档编号H04L27/38GK1244313SQ95192803
公开日2000年2月9日 申请日期1995年4月28日 优先权日1994年4月28日
发明者P·E·彼得则尔, N·B·韦尔森, P·J·布莱克 申请人:夸尔柯姆股份有限公司