定时恢复的方法和设备的制作方法

专利名称：定时恢复的方法和设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及高速、数字数据传输系统，而且更特别地涉及收发机电路中的定时恢复。
背景技术：
数字用户线或其它通信环路上的通信需要很低的误码甚至没有误码的编码二进制数据的传输，例如，需要误码率(BER)等于或小于10-7，以便用于综合业务数字网(ISDN)的用户环路基本接入接口中。在由通信信道引入及/或在通信信道上产生的给定的未知时延、衰减、色散、噪声、以及符号间干扰(ISI)中得到这样低的BER是很困难的。
编码二进制数据的甚低误码率传输的核心部分是数字数据接收机中的符号同步。一般来说，接收收发机接口的接收机时钟必须连续地调整，以便跟踪并补偿位于通信环路的相对端的发射机中使用的振荡器与接收机时钟电路之间的频率漂移，并且跟踪并补偿传输媒质中的变化。数字接收机依赖于数字处理以恢复所发送的数字信息。换句话说，所接收的信号以离散时间间隔抽样并转换成它的数字表示。因此，需要定时恢复功能以便同步接收机时钟，使所接收的符号可以在恰当的抽样时刻被抽样，(例如，最佳抽样时刻对于脉冲幅度调制(PAM)编码可能在抽样脉冲的峰值)。由于接收脉冲的失真，这个任务可能会更复杂。
一旦干扰源是来自收发机发送部分的发送脉冲直接通过混合电路的耦合，在接收机输入处检测到的就是回波。这种发送脉冲回波一般通过回波抵消器去掉(例如，横向滤波器，它模拟发送信号并从接收信号中去掉发送信号)。但是即使在回波抵消器去掉发送脉冲的回波之后，由于上面提到的传输通道的特性以及符号间干扰，所接收的脉冲仍然会失真。结果是来自远端收发机的相对较方、较窄的脉冲，在近端收发机中接收时，会在时间上“模糊”，(即，变宽和失真)。
为了检测接收的脉冲值，接收机要执行除回波抵消以外的很多功能。例如，接收机试图抵消在当前接收的感兴趣的符号脉冲之前接收的符号脉冲所引起的符号间干扰(ISI)。这种ISI是由传输通道的时延和脉冲成形特性所引起的，使得当符号被发送时，一个符号脉冲的“尾”会扩展到下一个发送的符号脉冲的时间期间内，对在那个符号期间内确定实际发送脉冲的正确幅度造成困难。高速数字通信系统可能使用判决反馈均衡器(DFE)来抑制ISI。
在进行了各种纠正/补偿功能之后(其中一些在上面做了简单描述)，接收机就判决(1)在哪里及时地而且(2)以多大幅度去量化或“限幅”所接收的信号，以便能将它们转换回所需的脉冲或符号值。为了进行这些限幅功能，接收机必须确定对信号抽样的定时时刻，并且确定抽样时刻的信号电平。由于数字信号处理电路的成本和复杂性一般都随抽样速率递增，因此希望而且一般都是以最低可能的速率，即波特率对输入信号抽样。因此，定时相位对于使噪声及符号间干扰所造成的误差最小化是很关键的。如果一种“波特率”定时恢复算法在每符号或波特仅对接收的符号脉冲抽样一次的地方使用，那么定时恢复还要更复杂。
这样一种抽样率定时恢复算法由Mueller和Muller在”TimingRecovery in Digital Synchronous Data Receivers(数据接收机中的定时恢复)，“IEEE Trans.Comm.，Vol.COM-24，No.5，pp.516-531，May1976中提出。Mueller和Muller定时恢复算法选择一种在最佳抽样相位处为零的“定时函数”。其目的是找到使这种定时函数等于零的相位。该函数为零时的检测通过检测何时该函数的幅度过零(即一个零跨越点)来实现。
但是，这个目标只是理论上的，因为这样一种定时函数不可能精确计算而且必须从接收的信号抽样中估计。然后调整抽样相位，直到估计等于零。实际上，定时函数的导出/估计是相当困难的。例如，前面建议的定时函数的估计被表示为一个等效方程组。很多这种方程没有唯一解而且当方程数超过3时变得很难处理。另一个而且可能是更严重的问题是Mueller等人的定时函数估计对很多传输通道不能收敛于一个单一的过零点，相反会出现多个过零点。因此，很容易选择错误的定时时刻，它更坏地影响定时恢复处理。因此，从以波特率抽样的输入数字信号中稳定地恢复定时信息的问题还亟待解决。

发明内容
本发明的一个目的是提供一种稳定的定时恢复算法，允许以符号波特率精确地对输入数字信号抽样。
本发明的另一个目的是，使用一种可以在超大规模集成(VLSI)电路中以低成本实现的有效的定时恢复算法，在发送和接收机时钟之间实现时钟同步，并跟踪和调整这些时钟之间的相位漂移。
本发明的另一个目的是提供一种基于通信信道的特性选择定时相位的定时恢复算法，以便将误码率最小化到很小值。
本发明的另一个目的是提供一种与其它接收机参数(例如判决反馈均衡器)密切相互作用的定时恢复算法。
为此，揭示了一种定时恢复函数，通过最小化未由抵消的前沿(precursor)符号间干扰带来的均方误差来确定所需的定时相位。一般，将误差作为均衡信号和相应的检测符号之间的差来计算。当均方误差达到最小值时，就实现了最佳或接近最佳的抽样定时相位。
揭示了一种数字通信系统中的定时恢复方法，用于在接收机中恢复抽样时钟信号的定时相位。在受控的定时时刻对接收信号抽样，以便将接收信号转换成数字信号。通过对可以得到单值过零点的两个信号之间的相关，从而产生出定时恢复函数。有了这种单值的过零点，例如，只有一次过零，就可以确定所需的、而且可靠的、精确的抽样定时时刻。
处理接收信号，以便补偿各种失真，并在信号检测器中检测来自处理信号的接收信号值。然后，计算检测器输入和检测器输出之间的误差。定时恢复函数被定义为误差和另一个信号之间的相关。另一个信号的选择要使得该相关提供单值的过零点。一般，另一个信号是从接收信号中获得的、或者导出的信号。在最佳或接近最佳抽样定时时刻，该相关为零。在一种实现方案中，相关结果的“符号”，即正或负的相关结果，确定是否需要超前或滞后定时相位。
本发明也描述了数字通信系统中的一种实现定时恢复技术的数字通信收发机，包括用于发送被编码为通信信道上的多个符号中的一个的数字信息的发射机以及接收机。接收机包括模数转换器，用于以可控的、预定的定时时刻对接收信号抽样。一个检测器，用于将每个信号抽样与一个门限相比较并基于该比较产生一个相应的符号。定时恢复控制器计算该误差和从接收信号得到的信号之间的相关，在最佳或接近最佳的定时时刻提供单一的过零点。在一个实施例中，接收机时钟信号的相位被调整为使前沿误差值的平方和实际上最小化。
接收机包括一个符号检测器，在预定定时时刻检测接收信号值。计算输入到检测器的接收信号与检测器输出的检测值之间的误差。然后定时恢复控制器将该误差与接收信号的一些组合进行相关，藉此产生近似于前沿值平方和的信号。
通过提供产生单值过零点的定时恢复相关函数，本发明产生很容易被检测的参考点。定时恢复时钟的超前、滞后、或维持都基于相关结果的符号，例如正相关指示滞后时钟，负相关指示超前时钟，而相关幅度值(正或负)低于一个门限值指示维持当前时钟相位。该参考点给出了对脉冲抽样的最佳或近似最佳的抽样时刻。
通过参照对本发明的如下详细描述以及所附的图将会得到对本发明特性和优点的更好了解，在附图中给出了利用本发明原则的示意性实施例。
附图的简要描述

图1是本发明可以应用的数字ISDN通信系统的一个例子的功能框图；图2是ISDN中可以使用的U-类收发机的功能框图；图3是发射机最初产生的典型符号脉冲的图；图4是经过变压器和接收滤波之后的典型接收脉冲的图；图5是经过接收机中的前馈前沿滤波器滤波之后的典型接收脉冲的图；图6是理论计算的自相关函数εk(实线)及其导数(虚线)的图；图7是图2中的U-类收发机的另一个框图，附加了根据本发明的定时恢复技术的示范实施例中使用信号的详细说明；图8是说明根据本发明的定时函数的一个例子的比较图；图9是更详细地说明图7中所示的定时恢复单元的框图；以及图10-13是表示示例的信号成形技术的图，提供本发明的各种示范实施例中使用的各种合适的相关信号。
附图的详细描述在如下描述中，为了解释而非限制的目的，提出了特定的细节，例如特定的接口、电路、技术等，以便对本发明提供全面的了解。但是，对于本领域的技术人员显然的是本发明可以在背离这些特定细节的其它实施例中实现。另一方面，熟知方法、器件、以及电路的详细描述为了不以这些不必要的细节混淆本发明的描述而被略去。
图1表示了本发明可以在其中应用的一种数字通信环境，即综合业务数字网(ISDN)10的总体框图。例如，建筑物12可以包括通过局域网链接到U-收发机20(通过未表示的S-收发机)的电话用户(16和18)以及数字用户(个人计算机14)。U-收发机20通过2-线“用户环路”传输线22连接到提供数字交换和其它报文/呼叫处理业务的电话交换与业务网24中的另一个U-收发机26。U-收发机20和26的一个重要功能是从以波特率抽样的输入数字信号中精确而稳定地恢复定时信息，在两个收发机之间实现符号同步。
仅为说明和描述的目的，下面对本发明的描述都是在这种使用U-收发机和2B1Q线路码的ISDN网络的环境中进行的。在ISDN中，使用2-二进制、1-四相(2B1Q)线路码，它采用四种电平的脉冲幅度调制(PAM)的非冗余码。要发送信息的每对二进制比特被转换成四相符号(+3、-1、+1和+3)。例如，“00”被编码为-3，“01”被编码为-1，“10”被编码为+3，“11”被编码为+1。但是，正如本领域的技术人员所理解的，本发明可以应用于其它类型的数字通信网络以及其它类型的线路码/符号。
现在参考图2，该图说明了包括一个发射机和接收机的U-接口收发机30。同样，尽管本发明结合U-接口收发机描述，以便结合ISDN数字通信网络而使用，但是，本发明当然可以应用于其它高速数据环境，例如高比特率数字用户线路(HDSL)等。要传输的二进制数据被加到扰码器31中，将该数据编码为伪随机比特流，由成帧器32按照ISDN规范T1D1格式化为240比特或120(2B1Q)个符号的帧。成帧器插入9个符号的信令字用于在每个数据帧中的帧同步，剩下的111个符号留给加扰的数据。
成帧而且加扰的二进制信号提供给2B1Q编码器，在那里通过串并转换器将它们转换成并行格式，产生00、01、10和11这样的组合数字。编码器中的数字-到-符号映射产生四个相应的符号电平-1、+1、-3和+3。数模转换器(DAC)38将编码的信号转换成适于提供给混合电路44的电平，该混合电路连接到用户环路45。发送滤波器40从数模转换器38输出的数字脉冲中去掉高频，以减轻在用户环路45上传输时可能会出现的串话和电磁干扰。
来自数字环路45的输入信号在混合电路44中进行变换，并由接收机处理，接收机在一般水平上将它的接收机时钟与发射机时钟(未表示)同步，这样所接收的信号可以按符号/波特传输率(即符号在环路远端发射时的速率)抽样。更特别的是，该接收机包括一个可去掉高频的防混叠滤波器46。使用模数变换器(ADC)48将滤波的信号转换成数字格式。使用来自定时恢复电路70的控制信号来调整依赖于接收机时钟的模数转换器48的抽样速率。例如，AD转换器48可以按80kHz的抽样速率进行抽样，虽然它有内置的较高频率的时钟，允许以较小的间隔、例如15.36MHz的周期进行相位调整。来自定时恢复电路70的控制信号通过将时钟信号向前或向后阶跃，调整波特率恢复时钟的相位。
数字化的抽样由接收机滤波器50滤波，其输出提供给相加模块52。接收机滤波器50通过抑制接收信号的“尾”来提高接收信号的信噪比。相加器52的另一个输入是回波抵消器36的输出。如上所述，发往用户环路45的脉冲由于阻抗不匹配，在混合电路44的接收机一侧上产生回波。不幸的是，很难将这些发送脉冲的回波从正接收的来自用户环路45的脉冲中分离出来(例如，使用一个滤波器)。因此，回波抵消器36产生发送脉冲波形的复制并在相加器52中将它从接收脉冲中减去。回波抵消器基于接收符号和相加器66输出的检测符号之间的误差信号ε来调整。这样一种自适应回波抵消器一般都用横向的、有限冲击响应(FIR)滤波器来实现，其冲击响应适配于回波通道的脉冲响应。误差ε用于调整滤波器系数，以便将滤波器的响应“收敛”于通信信道的冲击响应模型。
回波抵消的信号由自适应增益控制器54处理，将其幅度调整到2B1Q线路码中的符号所规定的电平。一般来说，加到输入信号的增益通过将输入信号与固定幅度的门限相比较、并增加或降低该增益以便实现为符号-3、-1、+1和+3所标准化的幅度，从而进行该增益的适配。自适应增益控制器的输出提供给前馈滤波器56，它在物理方面增强接收信号中脉冲的高频，转化成数字脉冲上升沿的陡度或斜率的增加。在功能方面，已知的数字通信系统将这个前馈滤波器56作为前沿滤波器，因为它的目的是抑制接收脉冲中的前沿部分。
在这方面，可参考图3-5中所示的脉冲波形。图3表示一种典型的、隔离的、发送脉冲在它通过传输通道失真之前的波形。图4说明一种典型的、隔离的、接收脉冲在接收滤波器50中滤波和在相加器52中回波抵消之后的波形。该脉冲幅度相比图3中的发送脉冲有很大程度的衰减而且整个脉冲宽度大大增加了。图5表示前馈滤波器56滤波之后的脉冲，增加了接收脉冲上升沿的陡度/斜率。
在图4中，脉冲的开始部分在它开始上升之前是平坦的，幅度为零。对该脉冲幅度抽样以及处于或接近其峰值处测量其值的最佳时间是该脉冲开始从零幅度很陡地上升到峰值幅度之后的一个符号周期“T”，这样可以避免前沿干扰。由于图4中所示的开始的平坦部分，实际上很难及时地检测脉冲开始很陡地上升的开始点，因此很难检测一个符号周期应该开始测量的点。此外，对于具有很慢上升率的脉冲，如在长传输环路的情况下，如上所定义的抽样时刻的脉冲幅度将比峰值幅度小得多，导致产生其它噪声源带来的SNR的恶化。
前馈/前沿滤波器在这方面的一个有利的副产品是它引入了前沿过零点。在图5所示的示例波形中，该脉冲在前沿滤波之后有两个容易检测的过零点，大约相距抽样间隔T。特别是过零点82定义了随后的抽样位置84(主沿(main cursor)抽样位置)在过零点82之后一个抽样周期T处。正如所看到的，主沿抽样位置出现在脉冲波形86的峰值之前一点。但是，主沿抽样相当接近脉冲峰值，足够提供精确的脉冲幅度抽样。
为了本描述的目的，术语“主沿”是指抽样位置84处的脉冲高度或幅度。“前沿”是指主沿抽样位置84前面的抽样位置处的脉冲高度。因此，第二前沿对应于主沿抽样位置84前的第二抽样位置80处的脉冲高度。第一前沿对应于紧靠主沿抽样位置84前面的第一抽样位置82处的脉冲高度。
理想地，前沿过零点80和82之间的距离以及第一前沿过零点82与主沿抽样位置84之间的距离应该相隔一个抽样间隔T，例如在以波特率抽样时，该抽样间隔T对应于符号传输周期。实现(甚至是近似地)这样的沿间隔(cursor spacing)，可以在前面和后继的脉冲所引起的前沿符号间干扰(ISI)接近零的点进行抽样。
为了去掉这种前沿ISI的影响，抽样时刻必须对准前沿的过零点(每个抽样间隔由与时间轴相交的星号表示)。但是，实际上，使用单个前馈/前沿滤波器很难针对网络上的所有传输通道得到这种间隔。因此，不可能完全去掉前沿ISI。但是，当至少接近这个条件时，就可实现满意的结果。正如下面进一步描述的，根据本发明的定时恢复算法使用这种残留前沿ISI来调整接收机抽样时钟相位，在残留前沿ISI所引起的均方误差或近似均方误差最小的点对主沿抽样。该点对应于处于或者最接近脉冲峰值的最佳或近似最佳的抽样时刻。当本发明以术语——残留前沿ISI所引起的均方误差——来描述时，本发明不仅限于残留前沿ISI。其它接收信号或部分接收信号，例如，后沿(postcursor)ISI，都可用于计算定时函数。
再参考图2，来自判决反馈均衡器(DFE)68的纠正信号在相加器58处从滤波的抽样中减去，以在符号检测器60中提供脉冲的均衡版本。由于用户环路的信道特性以及信号处理的影响，单个符号脉冲的“尾”在主沿被抽样之后持续很多个符号抽样周期，并因此干扰后面的符号。这种由符号脉冲的拖尾引起的符号间干扰通过判决反馈均衡器68去掉。判决反馈均衡器以数字横向滤波器的形式实现，并用与回波抵消器36很相同的方式调整。
检测器60将接收信号的纠正脉冲转换成符号逻辑电平。然后定时恢复电路70必须选择正确的抽样相位，以便检测脉冲值。正如上面所提到的，合适的抽样时刻由定时恢复电路70确定为前沿干扰引起的均方误差达到最小值的时刻，这对应于最低的错误概率。此后，定时恢复单元70跟踪接收信号相位中的变化以保证与发送信号的同步。
为此，在相加器66中基于检测器输入Di和检测器输出Do如下地产生一个误差信号εεk＝D(K)i-D(k)o(1)用简化的数学表达式，检测器输入Di可以用下式近似D(K)i＝h0ak+h-1ak+1+h-2ak+2(2)这里k是当前抽样时刻，a是符号幅度值(对于2B1Q码对应于±1和±3)，h0是主沿幅度，h-1是第一前沿幅度，而h-2是第二前沿幅度，都是在时间k处测量的。检测器的输出当然是±1和±3符号中所选的一个。第一项h0*ak对应于被检测的信号主沿，因此实际上就是Do。后两项对应于由带将来的两个符号ak+1和ak+2的第一和第二前沿引起的ISI重叠而产生的误差。换句话说，第一和第二前沿项之和代表了前沿过零点没有对应抽样时间的程度(至少在我们的例子中所用的是第一和第二前沿)。当然，两个前沿只是作为例子，本发明可以使用任意数目的前沿项来实现。
本发明的发明者因此认识到，上式(1)中的误差项提供了可以很好地加以利用的、以便将抽样时间调整到最佳或接近最佳值的信息。如果前沿ISI产生的误差被推到零，h-1和h-2在过零点抽样，如上所述，这就为在第一前沿过零点之后一个周期T处在脉冲峰值或最接近脉冲峰值的幅度处抽样主沿值h0而建立了一个从第一前沿过零点开始的合适参考。如果第一和第二前沿值h-1和h-2不是零或不接近零，那么前沿就不是在过零点或接近过零点处抽样，定时相位就需要调整，以便将误差向零推近。如果第一和第二前沿值h-1和h-2不能同时为零(因为它们不是精确地相隔一个抽样间隔T)，那么抽样时刻应该调整到使误差尽可能地接近零。
本发明的定时恢复函数不同于传统的定时估计函数(例如上述Mueller等人的文章中所建议的那些)。那些定时函数一般都依赖于前沿和主沿而且不使用上述的误差信号。特别是，基于Mueller等人的定时估计技术中没有使用相关特性提取定时恢复信息。
基于了解到前沿值(即，h-1和h-2等)受抽样相位选择的影响很大(即，当抽样时刻出现在过零点或接近过零点时，前沿具有零或相近的值)，将误差项εk与一些“另外的”选择信号(为了表示接收信号方便起见，标为fk)进行相关，以产生均方或近似均方误差值。为什么使用均方误差而不只是误差εk的原因是因为从图2中的框图中回想，所发送的符号是被加扰的，这就意味着在上面的式(1)中，符号变量ak+1和ak+2是不相关的。正因为如此，误差εk没有提供有用的信息。但是，在理论上有用的定时信息至少可以从误差的平方中得到，将结合图6对此做出解释。图6用实线表示均方误差(即，εk的自相关)。注意到水平轴上所画的实线代表距最大值或峰值脉冲的距离，垂直轴上表示相对幅度。均方误差得到了接近最大或峰值脉冲的最小值，因此它可用于检测接收脉冲的最佳或近最佳抽样时刻。
不幸的是，均方误差项保持同样的符号(即，它不会过零)，不管信号是在最佳抽样时刻之前还是之后抽样。换句话说，没有从正到负或从负到正的过零点，就很难确定是超前还是滞后接收机抽样时钟相位。所需要的是在图6所示的距离“0”处或附近有一个清晰的、容易检测的过零点。
如果计算均方误差项的导数(见图6中的虚线)，就可以使用接近距离“0”的过零点，但是均方误差函数的导数产生了多个过零点，除了一个以外都是“假”过零点。因此，在某些情况下，定时恢复算法可能“锁定”在假抽样时刻上并且可能使判决反馈均衡器不能收敛。
因此本发明不仅将误差εk与其本身相关，也与另一个从接收信号导出或得到的信号相关，该接收的信号包括误差项加上有关信号的附加信息，产生附加的互相关成分。附加的互相关成分可以用于从相关结果中去除假过零点。为了本发明的目的，“另一个信号”定义为与误差εk相关时在最佳或接近最佳抽样时刻产生单值过零点的信号，例如一个单一的过零点。这个另一个信号可以从包括未抵消的前沿的信号或从一些其它合适信号中得到。为了描述简单而且不是限制性的，下面的另一个信号的例子是从前馈前沿滤波器中得到的，因此它是基于未抵消的前沿。
描述发明的第一个实施例，这里相关中所用的另一个信号被标为fkfk＝Uk+Uk-1(3)这里Uk从前馈滤波器56中在图7所示点得到，Uk-1是Uk的延迟版本，如图8所示。定时恢复相关函数如下定义Δθ＝E(fk*εk)(4)这里Δθ是定时调整量。图9用实线画出了这个相关函数，使用类似于图6所用的轴。最好是实线在接近信号最大值的距离“0”处只有一个过零点。换句话说，没有假过零点。因此，应该认真选择另一个相关信号fk并进行测试，以保证定时相关函数产生单一过零点。
因此，本发明产生了一个定时恢复相关函数，使得当误差减小到0时，抽样周期处于最佳或接近最佳点。最佳或近最佳定时相位是使例如来源于未抵消的前沿符号间干扰的均方误差最小的那个，它在当该误差和另一个信号fk之间的相关为零或处于下面进一步解释的“死区”内时可以近似地实现。相关函数过零点确定了所需抽样定时时刻的稳定状态位置。
在实现定时恢复相关函数的这个第一示范实施例中，定时恢复相关函数Δθ＝E(fk*εk)针对当前接收的脉冲进行计算并给接收机抽样时钟提供定时相位调整信号。最佳地(尽管不是必须地)，只有相关定时相位调整值Δθ的符号或方向用于纠正定时相位。例如，如果Δθ值是负的，时钟就“落后”，定时恢复电路70产生一个“超前”信号，以便使提供给模数转换器48和回波抵消器36的抽样时钟相位超前一个增量时间值。如果该值是正的，那么时钟就“领先”，定时恢复电路70输出一个“滞后”信号，将时钟延迟一个增量时间值。如果计算出的定时相位调整值为零或小于死区门限，就从定时恢复电路70输出一个“保持”信号，意味着时钟此时不需调整。
由于用户环路上的传输信道特性常常会很慢地改变，需要只以很小的阶梯(上述的增量)调整接收机抽样时钟，而且只在一个特定方向上持续很多抽样(即一个积分时间周期)检测到相位相关之后才调整。例如，一个2000个抽样时间周期是合适的。
用于定时恢复的相关函数，使由公式Δθ＝E(fk*εk)得到的均方误差最小化，这具有很大好处。首先，互相关函数显示只有一个过零点，藉此避免锁定在一个不是最佳或近最佳抽样时刻的抽样时刻上的可能，或避免使系统锁定在非受控的振荡状态的可能。第二个好处是，由于有单一过零点，定时恢复相关函数无条件地收敛到最佳或近最佳的抽样时刻，不管最初的抽样点如何。
现在将参考图7、8和10进一步描述本发明，其中类似的参考号指的是图2中类似的单元。自适应增益控制单元54的输出，包括多个重叠的符号，该输出在前馈滤波器56中处理。滤波器56中使用的延迟单元Z-1在当前抽样时刻k提供信号Sk、Sk+1、Sk+2。信号Sk+2乘上前沿系数或“抽头”pc2，信号Sk+1乘上前沿系数或“抽头”pc1。尽管为了解释的目的，所示的以及下面描述的都是两抽头、前馈滤波器(对应于抽头pc1和pc2)，本领域的技术人员会认识到，如果需要的话，也可使用一个抽头滤波器或两个以上抽头滤波器。
将两个加权信号求和以提供信号Uk，然后与信号Sk求和，产生滤波的信号Xk，该信号看起来象图5所示的典型的接收及滤波的信号。检测器60的输出k馈入判决反馈均衡器68中，提供符号间干扰的估计。符号间干扰在图7所示的相加器58中去掉，使当前符号脉冲可以精确地由检测器60检测到。检测器的输出k也在相加器66中从检测器的输入中减去，以提供误差信号εk去更新均衡器68的系数并提供给定时恢复模块70。正如后面所描述的图11中所示，将滤波器信号Uk提供给信号成形器90，以便根据上面提出的公式(3)提供另一个信号fk，即fk＝Uk+Uk-1。然后将被相关的信号fk提供给定时恢复模块70，后者在误差信号εk和另一个被相关的信号fk之间进行互相关。所产生的函数的输入信号如下定义Uk＝Sk+1PC1+Sk+2PC2(5)由于前馈滤波器的输出Xk等于Sk+Uk，可以很容易地看到信号Uk与符号Xk的第一和第二前沿非常有关联。因此，当fk与εk相关时，只有两个信号的前沿部分在稳定状态中相关，即，近似地相符合。
图9以框图的形式表示定时恢复电路70的主要部分。来自前馈滤波器56的信号Uk由信号成形器90处理，实际上是提供信号的成形功能，即将Uk与其延迟版本Uk-1相加。图11表示一个可选的符号模块102，用于简化相关计算。一个或两个相关信号可以用它的符号值来近似，即+1或-1，使用较简单的符号组合可以避免数据处理开销较高的乘法。换句话说，关于这方面不管相关结果是(0.2)(-0.7)＝-0.14或(0.2)(-1.0)＝-0.2或甚至是(1.0)(-1.0)＝-1.0，只基于符号就可以做出超前或滞后抽样时刻的正确判决(平均)。当至少定时恢复电路70的优选实现方案是由可编程的数字处理器来执行时，这个方法就特别有用。然后将信号fk和εk提供给相关器91，它们在此在乘法器92中相乘，然后在环路滤波器94中滤波。环路滤波器94例如在2000个抽样的范围内对相关结果进行平均(积分并转储)，该平均值用于调整定时。
例如，抽样相位应该每2000个抽样根据新值Δθk调整一次。环路滤波器的输出提供给相位量化器96，后者分析环路滤波器的输出，做出关于是否“超前”、“滞后”或“保持”定时恢复波特率时钟的判决。相位量化器96可以对应于多电平的限幅器，后者具有一个正门限和一个负门限，它们之间的区域被称为保持区或死区。根据它所接收信号的极性，量化器96输出一个超前或滞后信号，移动所恢复的波特率时钟相位，因此将抽样时刻调整到最佳值。如上所述，一般可以使用上/下计数器形式的数字压控振荡器(VCO)。
现在参考图10-13，说明了被相关的信号的例子。正如已经描述的，用于定时恢复的相关函数最小化(或至少接近最小化)遵循公式Δθ＝E(fk*εk)的均方误差。问题是如何保证这样的一个相关函数只有一个过零点。正如上面结合图6的情况已经描述的，误差的自相关，即εk2及其导数是不能算满意的。本发明的发明者所采用的技巧是，根据任何线性系统中使用的叠加原则，选择特定信号组合以形成最佳或近最佳的相关函数。下面进一步描述的定时函数，例如图9中所说明的那个，可以看作是相关函数的线性组合。
一般来说，一旦采用了要进行相关的信号的特定组合，就可以执行计算相关函数的程序(例如使用MATLAB这样的商用软件来进行开发)，检查是否得到了单一过零点。换句话说，要针对不同的信号组合(以某种方式包括误差信号εk在内)，计算每个可能的相关函数，确定它是否满足使均方误差近似最小化并且只提供一个过零点的目的。例如，MATLAB程序用于产生图6和8中的图，其中图8表示只有一个过零点的一个合适的相关函数。尽管特定的合适的相关信号不能预先知道，但是本发明的发明人已经确定被检测的误差信号εk包括有关前沿噪声的信息。相关函数用于提取这种信息，然后将其用于定时恢复。
参见图10，前面结合图7提到过它，误差信号εk与从前馈滤波器56得到的信号Uk产生的另一个相关信号fk进行相关。前馈滤波器信号Uk输入到信号成形器90，在此与其本身延迟的版本Uk-1相加。因此，所得到的相关函数是E((Uk+Uk-1)εk)。如上所述，在一些数字处理操作中，可以通过简单地采用加法器输出的符号(+或-)作为相关信号fk，实现相关函数而无需乘法器。
数学上等效的信号组合在图11中表示，当相关满足上述目标时，该组合是延迟的信号Uk(即Uk-1)与误差εk及其延迟版本εk-1之和的组合，它产生相关函数fk。因此得到的相关函数是Δθ＝E((εk+εk-1)Uk-1)。对于图10，可以使用fk和Uk-1中一个或两个的符号来简化数据处理。
图12表示第三个示例的相关函数，其中来自前馈滤波器56的延迟的未滤波信号Sk+1被输入到信号成形器90。所产生的输出信号fk与误差信号εk相关。或者，由于信号Sk和Sk+1都容易得到，例如它们可以在加法器中组合以产生信号fk，用以与εk相关。因此得到的相关函数是Δθ＝E((Sk+Sk+1)εk)。另外，fk的符号(+或-)可以简单地与误差εk相关，或者与误差的符号相关，以简化数据处理操作。
图13中所示的另一种信号组合是，当相关满足上述目标时，未滤波的信号Sk与误差εk及其延迟版本之和的组合，它产生相关函数fk。然后将要相关的信号fk与来自前馈滤波器56的信号Sk组合。因此得到的相关函数是Δθ＝E((εk+εk-1)Sk)。对于图10，fk和Sk的相关，可以使用fk和Sk中一个或两个的符号而得到足够的近似，从而简化数据处理操作。
这四个示例的定时相关函数中的每一个满足上述目标，使得当均方误差最小时，只得到单一的过零点，这可以通过使用MATLAB程序进行检查来确认。当然，这三个定时恢复函数是简单的例子，本发明并不限制于此。其它满足上面表示的目标的各种信号组合也是合适的相关函数，可以根据本发明实现定时恢复。
本发明的一个更严格的数学表示如下。为了满足上述明确阐明的要求，信号Uk-1和Uk之和与误差εk相关。fk=Uk+Uk-1=Σi=-∞∞ak-i(hu,i+hu,i-1)+ηu,k---(6)]]>这里hu，i表示信道的部分冲击响应函数，Uk-1简单地为Uk的延迟版本，而且数据符号{ak}被认为是一个不相关的序列。误差εk可以数学上表示为∈k=Σ-∞i=-1hiak-i+h0ak-d0a‾k+Σi=1∞hiak-i-Σi=1Ndia‾k-i+ηk]]>=Σ-∞i=-1hiak-i+Σi=0N(hiak-i-dia‾k-i)+Σi=N+1∞hiak-i+ηk]]>=Σ-∞i=-1hiak-i+Σi=0Nhi(ak-i-a‾k-i)+Σi=0NΔhia‾k-i+Σi=N+1∞hiak-i+ηk---(7)]]>这里N是均衡器68的抽头数，i和k1是时间下标，di是均衡器68的估计系数，而ηk是时刻k的噪声值。
在时间均衡器68中的相关计算以如下表达式收敛其结果，以纠正定时相位Δθk=rk,t+rk,g+rk,d+rk,e+rk,u+rk,η---(8)]]>这里rk,t=E(Σ-∞i=-1hifiak-i2)---(9)]]>rk,g=E(Σi=0Nhifi(ak-i-a‾k-i)ak-1)---(10)]]>rk，d＝E(Δhofoakak) (11)rk,e=E(Σi=1NΔhifiak-ia‾k-i)---(12)]]>rk,u=E(Σi=N-1∞hifiak-i2)---(13)]]>rk，η＝E(ηkηf，k) (14)这里hi表示判决时刻的抽样冲击响应函数。
第一项rk，t代表未抵消的前沿符号间干扰所带来的贡献。因此，它包括可以用于优化并跟踪最佳或近最佳抽样时刻的信息。由于rk，t是唯一的实际上依赖于稳定状态条件下的抽样相位的项，因此rk，t被称为定时函数。
第二项rk，g代表不正确的先前判决带来的贡献。如果假设没有判决错误，即处于稳态，那么该项就消失了。当定时恢复控制器70和均衡器68联合操作时的传输的初始阶段，这并不适用，因为均衡器的抽头不能通过独立的调整设定到最佳值。
第三和第四项rk，d和rk，e代表不良的信道均衡所带来的贡献。理想地，在收敛到正确的信道冲击响应，di＝hi，之后，这两项就会完全消失。实际上，这些项引起围绕稳态的零-均值随机波动。
第五项rk，u代表信道冲击响应未均衡的部分。第六项rk，η代表加性白噪声。第一、第五和第六项不依赖于均衡器68是否收敛。它们也不是时间的函数。
从上面给出的描述可以看出.在均衡器68收敛过程中|rk，t|＜|rk，g|，由于前馈滤波器56降低了脉冲前沿的幅度，使得(h-1≈0，h-2≈0….；h-m＝0，m≤M)。相反，rk，g包括抽样的冲击响应函数的最大值。
.如果正确调整判决门限(自动增益控制54)，rk，d不能忽略，因为d0＝h0。
.|rk，e|＜|rk，g|因为|Δhi|＜|hi|而且ak-ik-1具有等于零的均值。
.如果在均衡器68中提供抽头的最大数，rk，u与rk，g相比可以忽略。
.外部噪声电平被认为足够低，以便允许收发机在误比特率(BER)＜10-7下正确操作，因此，与rk，g和rk，t相比，rk，η可以忽略。
.rk，g在均衡器收敛过程中保持相同的符号，因为hi和fi具有相同或者相反的符号，而且因为a2k-i总是正的。因为除了很小值的hi和fi，对于所有的i，hi和fi都是单调的、不振荡的，因此这总是保持成立的。另一方面，可能找到一些特定的抽样时刻，使得对于i＝0，乘积h0f0没有象脉冲拖尾的其余部分那样具有相同的符号。
根据图10所示的定时函数，当定时时刻超前时，定时函数是正的，当定时时刻滞后时是负的。rk，g项总是负的。此外，对应于传输的初始相位，当均衡器68尚未收敛时，二者之和总是负的，而且并不表现出过零点。这意味着如果没有采用训练序列，而且均衡器58和定时恢复控制器70同时开始操作，则定时相位的增加依赖于rk，t+rk，g。因此在发送过程中，定时相位连续地滞后。随后，在均衡器收敛处以及rk，g项连续地减到零的点，Δθk收敛到rk，t。因此，均衡器发散或者系统不可预见地锁定在错误的过零点上的可能很小。
当均衡器68达到零误差状态，即当它做出正确判决时，rk，g项最终会消失。假定rk，e项会通过平均而去掉，因为它的期望值是零。rk，u和rk，η可以忽略，因为它们相对很小。因此，来自式(7)的相位纠正Δθk主要依赖于定时函数rk，t。
在稳定状态中，rk，e项不会消失，即使均衡器68正确地对通信信道建模之后也是如此。同样在稳定状态中，信道建模或识别中的误差Δhi依赖于均衡滤波器系数的自适应更新Δhi＝μεk-1ak-i-1(15)这里μ是均衡器自适应常数，εk是外部噪声源控制的随机过程。在式(12)中插入式(14)，得到rk,e=μE(Σi=1N∈k-1ak-i-1fiak-i2)---(16)]]>如果假设εk是零均值的、非冲击型随机过程，方差为σ2k，则rk，e项可以认为是近似高斯噪声源，其方差为V(rk,e)=μ2σ∈k-1ak-i-1V(ak2)Σi=1Nfi2---(17)]]>实际上，该项小得可以忽略，因为它依赖于μ2。
参见rk，d，即式(11)中Δθk表达式中的第三项，可以看出，可能对定时时刻的稳态位置的估计器引入一个偏置。实际上，当自动增益控制模块为增益取得了不正确值之后，会引起信号电平和判决门限之间的永久偏差，Δh0≠0。rk，d将它转换为Δθk估计的一个固定偏置。但是，这种现象可以通过自动增益控制模块的正确设计来消除。
抽样相位的改变立即导致了由rk，d和rk，e项描述的不期望的相关。只要相位增加很少而不致于引起不正确的判决，由于E(ak-k)＝0，因此rk，g项就不会对相关函数有所贡献。rk，d和rk，e项不能忽略，但是由于稳态条件下经常发生的是相位增量很小，它们的影响也就减少了。
于是在稳态中，rk，g＝0，rk，d＝0而且rk，e＝0，而且相位纠正Δθk的表达式简化为Δθk＝rk，t+rk，u+rk，η＝rk，t(18)rk，u和rk，η项可以认为是定时函数rk，t估计的偏置。rk，u项由未抵消的远端信号尾以及要相关的信号fk的尾的矢量积所引起，并在定时恢复电路的操作过程中保持恒定的均值。rk，u项的幅度依赖于相关信号的组合。但是，对于实现BER＝10-7所需的高信噪比，远端信号的尾必须几乎完美地抵消，因此，这项的影响是可以忽略地小。
rk，η项依赖于外部噪声电平。假设ηk和ηf，k具有高斯概率密度函数，可以表示为E(ηkηfk)＝σ2α(19)这里σ2是检测器输入处的噪声方差，α是依赖于所选的前沿滤波器系数的常数。这项的贡献也是可以忽略地小。
在上述假设下，Δθk几乎完全依赖于rk，t。因此定时信息可以从误差εk和一些如上所述精确选择的信号之间相关系数的估计中提取。
在如上所述的实际实现方案中，使用了时间平均。rk，t的变化会引起围绕最佳或近最佳抽样时刻的振荡，即抖动。为了避免不必要的相位纠正，实际抽样时刻的纠正Δθk可以限制在比一些门限幅度大的rk，t值。利用rk，t值依赖于平均估计中的抽样数这个事实，可以计算门限幅度。
本发明提供了一种实际而有效的方法，精确地跟踪并调整发射机和接收机时钟之间的相位漂移。定时信息以符号波特率提取，最佳或近最佳抽样使用在或接近所需抽样相位处过零的相关函数来实现。选择以符号速率来互相关两个信号的相关函数，使得它可以通过选择抽样时刻来最小化前沿干扰。定时恢复信息从相关函数的过零点中提供并用于确定脉冲抽样时刻的最佳或近最佳位置。选择要相关的信号，以避免错误的过零点。在上面揭示的一个实施例中，相关信号包括符号检测误差信号和一个来自前馈滤波器的信号。因此，本发明避免了以前的定时恢复算法中的缺陷，包括锁定在错误的过零点、振荡行为、以及易于出现伪现象等。
虽然本发明结合目前认为是最实际以及最优选的实施例进行描述，应该理解本发明不限制于所揭示的实施例，相反，其目的是包括各种处于所附的权利要求精神和范围之内的修改以及等效装置。
权利要求
1.一种数字通信系统中的定时恢复方法，用于在数字接收机中确定所需的抽样时刻，包括在受控的抽样时刻对接收信号抽样；检测对应于抽样信号的符号值；确定抽样信号和检测符号之间的误差；以及使用该误差控制随后的抽样时刻。
2.权利要求1中的方法，其特征在于所述的控制步骤包括调整抽样时刻以最小化误差大小。
3.权利要求1中的方法，其特征在于该误差包括接收信号未抵消的前沿符号间干扰。
4.权利要求1中的方法，其特征在于该控制步骤包括将该误差与另一个信号相关，并且根据相关结果调整抽样时刻。
5.权利要求4中的方法，其特征在于，该相关只产生一个过零点，所需的抽样时刻从该点确定。
6.权利要求1中的方法，其特征在于该控制步骤包括将该误差与另一个信号相关，并且基于相关结果是正或负值调整定时时刻，使得如果相关结果是正或负值中的一个就超前定时时刻，而且如果相关结果是正或负值中的另一个就滞后定时时刻。
7.一种数字通信系统中的定时恢复方法，用于在接收机中提取所需的抽样时钟信号的相位，包括在受控的定时时刻抽样所接收的信号并将接收信号转换成数字信号，并且从接收信号中确定定时恢复相关函数，提供从中确定所需的抽样定时时刻的接收信号的单值过零点。
8.权利要求7中的方法，还包括处理接收信号，补偿失真；从处理过的信号中检测接收信号值；确定检测值和处理信号之间的误差，其中，定时恢复函数是第一和第二信号之间的相关，第一信号基于该误差。
9.权利要求8中的方法，其特征在于，第一信号是该误差，第二信号从接收信号中得到。
10.权利要求9中的方法，其特征在于，处理步骤包括在数字滤波器中将接收信号滤波，而且其中，第二信号从数字滤波器中得到。
11.权利要求10中的方法，其特征在于，第二信号是输入到数字滤波器信号与一个或多个较早的滤波器输入信号的加权组合。
12.权利要求10中的方法，其特征在于，第二信号是第一和第二较早的接收的滤波信号的组合。
13.权利要求8中的方法，其特征在于还包括在数字滤波器中对接收信号滤波，其中第一信号是该误差和以前确定的误差的组合，第二信号从数字滤波器中得到。
14.权利要求13中的方法，其特征在于，数字滤波器包括M个延迟级，第二信号是从第M延迟级输出的、输入到数字滤波器的较早的信号。
15.权利要求13中的方法，其特征在于，第二信号是输入到数字滤波器的信号与一个或多个较早的滤波器输入信号的加权组合的延迟版本。
16.权利要求8中的方法，其特征在于，通过第二信号的选择使相关提供单值过零点。
17.权利要求8中的方法，其特征在于还包括将对于当前抽样周期确定的第一信号与对于前一个抽样周期确定的前一个第一信号相加；并且用第二信号乘上该和值。
18.权利要求8中的方法，还包括将对于当前抽样周期确定的第二信号与对于前一个抽样周期确定的前一个第二信号相加；并且用第一信号乘上该和值。
19.权利要求8中的方法，其特征在于还包括使相关的幅度最小化，以便得到最佳或近最佳的抽样定时时刻。
20.权利要求8中的方法，其特征在于，相关的符号确定定时相位是否需要超前或滞后。
21.权利要求20中的方法，其特征在于，如果相关幅度没有超过门限，就不调整定时相位。
22.权利要求8中的方法，其特征在于，处理步骤包括用数字滤波器对接收信号滤波，以抑制接收信号的前沿部分，该滤波包括(1)将接收信号乘以第一前沿系数，藉此产生第一乘积，以及(2)将已经在多个滤波器延迟级中的一个中延迟的较早的接收信号乘以第二前沿系数，藉此产生第二乘积，以及其中，第二信号是接收信号的第一和第二乘积与较早接收信号的第一和第二乘积的和。
23.权利要求7中的方法，还包括将定时恢复函数的结果在一个时间间隔内取平均；将平均的结果与一个门限相比较；并且分别产生超前信号或滞后信号以便初始化抽样时刻的超前和滞后。
24.一种数字通信系统中的数据通信收发机，包括一个将编码为多个符号之一的数字信息在通信信道上发送的发射机；一个接收机，包括一个模数转换器，在可控的、预定的定时时刻对接收信号抽样；一个检测器，用于将接收信号的抽样与一个门限相比较，并且基于该比较产生对应于每个抽样的一个符号；以及一个定时恢复控制器，用于基于定时恢复相关函数的过零点确定最佳或近最佳的抽样时刻，并且用所确定的最佳或近最佳抽样时刻改变抽样时刻的相位。
25.权利要求24中的数据通信收发机方法，其特征在于，定时恢复相关函数基于抽样及其相应的检测符号之间的误差。
26.权利要求24中的数据通信收发机，其特征在于，定时恢复控制器将抽样时刻调整为均方误差处于或接近最小值的点。
27.权利要求26中的数据通信收发机，其特征在于，该误差代表接收信号的未抵消的前沿符号间干扰。
28.权利要求26中的数据通信收发机，其特征在于，定时恢复控制器将该误差与另一个信号相关，并根据相关结果调整抽样时刻。
29.权利要求28中的数据通信收发机，其特征在于，在稳态条件下，相关结果只产生一个过零点，从该点确定最佳或近最佳抽样时刻。
30.权利要求24中的数据通信收发机方法，其特征在于，该控制步骤包括将该误差与另一个信号相关，并且根据相关结果是正或负值来调整定时时刻，使得如果相关结果是正或负值中的一个就超前定时时刻，而且如果相关结果是正或负值中的另一个就滞后定时时刻。
31.数字通信定时恢复设备，包括一个抽样器，用于在受控的定时时刻对接收信号抽样并将接收信号转换为数字信号，以及一个定时恢复控制器，用于从接收信号中确定定时恢复函数，该函数提供从中确定所需的抽样定时时刻的接收信号的单值过零点。
32.权利要求31中的设备方法，还包括用于处理接收信号以补偿失真的处理电路；用于从处理过的信号中检测接收信号值的检测器；用于确定检测值和处理信号之间的误差的合成器，其中，定时恢复函数是第一和第二信号之间的相关，第一信号基于该误差。
33.权利要求32中的设备，其特征在于，第一信号是该误差，第二信号从接收信号中得到。
34.权利要求33的设备，其特征在于，还包括一个数字滤波器，用于将接收信号滤波，其中第二信号从数字滤波器中得到。
35.权利要求34中的设备，其特征在于，第二信号是输入到数字滤波器的信号与一个或多个较早接收的数字信号的加权组合。
36.权利要求34中的设备，其特征在于，第二信号是从第一和第二较早滤波信号的组合中得到的。
37.权利要求34中的设备，其特征在于还包括一个数字滤波器，用于对接收信号滤波，其中第一信号是该误差和以前确定的误差的组合，第二信号从数字滤波器中得到。
38.权利要求32中的设备，其特征在于，数字滤波器包括M个延迟级，第二信号是从第M延迟级输出的、输入到数字滤波器的较早的信号。
39.权利要求32中的设备，其特征在于，通过第二信号的选择使相关提供单值过零点。
40.权利要求32中的设备，还包括一个加法器，将对于当前抽样周期确定的第一信号与对于前一个抽样周期确定的前一个第一信号相加；以及一个乘法器，用第二信号乘上该和值。
41.权利要求32中的设备，还包括一个加法器，将对于当前抽样周期确定的第二信号与对于前一个抽样周期确定的前一个第二信号相加；并且一个乘法器，用第一信号乘上该和值。
42.权利要求32中的设备，其特征在于，定时恢复控制器使相关的幅度最小化，以便得到最佳或近最佳的抽样定时时刻。
43.权利要求32中的设备，其特征在于，定时恢复控制器使用相关的符号确定定时相位是否需要超前或滞后。
44.权利要求43中的设备，其特征在于，如果相关幅度没有超过门限，就不调整定时相位。
45.权利要求32中的设备，其特征在于，处理步骤包括以一个数字滤波器对接收信号进行滤波，从而抑制接收信号的前沿部分，其方法是通过(1)将接收信号乘以第一前沿系数，藉此产生第一乘积，以及(2)将已经在多个滤波器延迟级中的一个中延迟的较早的接收信号乘以第二前沿系数，藉此产生第二乘积，以及其中，第二信号是接收信号的第一和第二乘积与较早接收信号的第一和第二乘积的和。
46.权利要求31中的设备，其特征在于，定时恢复控制器将定时恢复函数的结果在一个时间间隔内取平均，将平均的结果与一个门限相比较，并且分别产生一个超前信号或滞后信号以便起动抽样时刻的超前和滞后。
47.一种数字通信系统中的数据通信接收机，包括用于产生时钟信号的装置；用于响应时钟信号在预定定时时刻对接收信号抽样的装置；用于从接收信号中确定一个函数的装置，该函数在最佳或近最佳定时时刻提供一个单一过零点以便抽样接收信号；以及用于根据该函数调整产生装置的装置。
48.权利要求47中的数据通信接收机，其特征在于，调整装置调整抽样装置所使用的时钟信号相位，使该函数的幅度最小化到零。
49.权利要求48中的数据通信接收机，其特征在于，该函数是前沿误差信号与从接收信号中得到的信号之间的相关。
50.权利要求48中的数据通信接收机，还包括用于在预定定时时刻检测接收信号值的装置，其特征在于，该确定装置包括用于计算输入到检测装置的接收信号与检测装置输出的检测值之间误差的装置；以及用于将该误差与接收信号的至少一个部分相关、藉此产生一个相关信号的装置。
51.权利要求50中的数据通信接收机，其特征在于，调整装置调整时钟信号的相位，使该相关的幅度最小化到零而且接收信号在所需的定时时刻抽样。
52.权利要求51中的数据通信接收机，其特征在于，该相关的符号确定是否超前或滞后时钟信号的相位。
53.权利要求1中的方法，其特征在于，该控制步骤包括将该误差的符号与另一个信号的符号相关，并且根据相关的符号调整抽样时刻。
54.权利要求8中的方法，其特征在于，第一信号或第一信号的符号与第二信号或第二信号的符号被相关。
55.权利要求28中的数据通信收发机，其特征在于，定时恢复控制器将误差的符号与另一个信号的符号相关。
56.权利要求32中的设备，其特征在于，相关是在第一信号或第一信号的符号与第二信号或第二信号的符号之间进行的。
57.权利要求34中的设备，其特征在于，第二信号是输入到数字滤波器的信号与一个或多个较早的滤波器输入信号的加权组合的延迟版本。
全文摘要
揭示了在接收机中恢复抽样时钟信号的定时相位和频率的方法和设备,以便通过最小化未抵消的前沿符号间干扰带来的均方误差来确定所需的定时相位。对所检测的符号误差与从接收信号中得到的信号执行相关。这个相关函数提供了均方误差达到最小值时刻的估计,此时可得到相关函数信号的单值确定的过零点。从这种单值确定的过零点,例如,只有一个过零点,就可以确定所需的抽样定时时刻。
文档编号H04L7/02GK1195440SQ9619671
公开日1998年10月7日 申请日期1996年7月11日 优先权日1995年7月13日
发明者C·索尔维, A·菲尔纳 申请人:艾利森电话股份有限公司