专利名称：通信系统使用的扩展频谱接收机的制作方法
技术领域：
本发明总的涉及通信系统使用的扩展频谱接收机，更具体地是指适合于在不同传输多径上传播的多径信号的分集合并、为选择输入信号而设计的蜂窝式电话系统的扩展频谱接收机的改进电路结构。
近年来，对诸如蜂窝式电话系统的地面移动通信以及提高频谱效率技术的需求日益增长，在有限的频带内增大用户容量就变得更加重要。作为多址联接技术中的一种，提出了码分多址联接(CDMA)。相对于宽带内的伪噪声序列，利用锐相关特性，CDMA能够借助于扩展频谱通信技术实现高质量通信。在1992年4月28日出版的专利号为4,901,307、Gilhousen等发明的美国专利中发表了地面移动通信系统中使用的CDMA技术，这里将这份公开专利引作参考。在采用直接序列系统的扩展频谱通信中，为了增强分集效应，多径元件在称为分离多径接收机的接收机中承受最大比值合并。例如，在美国专利号为5109390的专利中公开了分离多径接收机，在这里将公开专利引作参考。
图7示出一个利用直接序列的传统扩展频谱通信系统。
将发射数据信号49输入到信息调制器50中。信息调制器50输出带宽仅满足发射数据信号49要求的窄带信号。扩展码发生器51的输出带宽比信息调制器50的输出带宽宽得多。通过使扩展码发生器51输出的伪噪声序列一类的信号扩展，使窄带信号在更宽的带宽上扩展，扩展频谱调制器52对信息调制器50的输出进行倍增并通过发射机天线53输出。在接收机中，扩展频谱解调器56将接收机天线54接收的宽带信号改变为窄带信号。这个转换是用扩展码捕获电路55输出的扩展码对接收到的宽带信号进行倍增而实现的，扩展码捕获电路55输出的扩展码与扩展码发生器51输出的扩展码是相同的。
通常，在发射过程中，从另外的发射机输出的信号或者热噪声所引起的干扰信号被叠加在发射信号中，如图7所示。然而，利用由对干扰信号具有很小互相关性的扩展码捕获电路55提供的扩展码，可以导致扩展频谱解调器56输出的干扰成分降低。
一般，如图8(a)所示，移动通信网络是多径的。移动台60通过传输多径62接收基地台59直接发射的直接波，也通过传输多径63接收从建筑物61反射的延迟波。图8(b)示出直接波和延迟波的功率电平。在接收机中，通过使扩展频谱解调器56工作的时间匹配，即扩展码捕获电路55产生的扩展码的相位与该多径信号的相位匹配，可以实现对一特定路径发射信号的解调。在这种多径通信中，延迟波干扰直接波。
所谓的分离多径接收机包括多个在不同时间工作的对接收信号进行多径分集合并的扩展频谱解调器。
图9示出分离多径接收机的扩展频谱解调器。
图10示出在不同时间t0、t1、t2、t3和t4，从不同方向达到接收机的信号功率电平。
多径电平检测器12确定接收波1(即多径信号16至20)的功率电平及其相位。相位分配电路14根据多径电平检测器12的输出13，分别确定扩展频谱解调器2至5的调制操作的相位(即信号接收时间)。作出这个相位确定是为了使分离多径接收机能够进行接收信号1的最大比值合并。
移动通信网络会经历瑞利衰落，所以，每个多径信号的功率电平总是在降落。每个衰减的多径信号的功率电平在20dB内变化。分离多径接收机通过使这些衰减多径信号合并，使接收质量的退化减至最小，这常常称为多径分集。
然而，由于瑞利衰落会妨碍分集合并器10中的最大比值合并，导致信号接收质量的降低，上述的传统扩展频谱解调器电路在多径信号的功率电平变化方面存在缺点。
以下参考图11和图12，将讨论有关这个问题的一个例子。为了说明简便起见，假设三个多径信号A、B和C已经到达图9中的接收机，接收机仅有两个扩展频谱解调器2和3。
图11示出多径信号A、B和C的功率电平的变化。图12示出合并信号的功率电平的变化。数字69表示多径信号A和B的合并信号的功率电平。数字70表示多径信号B和C的合并信号功率电平。数字71表示多径信号C和A的合并信号功率电平。
众所周知，典型的移动通信会经历衰落，所以，接收信号的幅度是按照瑞利分布不规则地变化的，但是，这里为说明简便起见，以正弦信号表示这一变化。
多径信号A、B和C的功率电平66、67和78的平均值分别是1.7、1.6和1.5，如下表1所示。因此，如果根据多径信号66至68的功率电平的平均值的幅度作出对扩展频谱解调器2和3的相位分配，那么，在分集合并器10中将对多径信号A和B的分量进行合并。然而，从功率电平降落的角度考虑，在分集合并后，多径信号A和B的合并是不合适的。图12中以69表示的多径信号A和B的合并信号，在时间4和10附近，功率电平降落。这个功率电平的降落将导致通信质量的严重恶化。与多径信号A和B的合并相比，多径信号A和C的合并将导致功率电平的较小降落。
在分集合并后信号电平的这种降落是由合并的多径信号之间的高度相关性所引起的。多径信号之间的相关性通常取决于传输多径的条件。具体说，在移动通信的情况下，相关性是瞬时变化和不可估量的。当多径信号之间的相位差较小时，相关性通常较高，而当相位差较大时，相关性较低，但相位差与相关性之间的关系取决于传播环境，较难估计。
表1
因此，本发明的主要目的是为了避免现有技术的缺点。
本发明的另一个目的是提供一种适合于不同传输多径上传输多径信号的分集合并、为选择输入信号而设计的扩展频谱接收机。
根据本发明的一个方面，提供一种通信系统使用的扩展频谱接收机，该扩展频谱接收机包括(a)多个扩展频谱解调器，以具有不同相位的扩展频谱波的形式分别对通过多个传输多径传送的多径输入信号进行解调，提供经解调的信号；(b)一个分集合并器，将经过解调的信号合并，产生一个分集合并信号；(c)一个功率电平检测器，分别检测多径信号的功率电平；(d)一个相关测量装置，确定多径信号之间的相关性；(e)一个选择装置，选择相同的数作为多径信号扩展频谱解调器的数，根据所述相关测量装置确定的相关性，将分集合并信号的功率电平的降落减至最小；以及(f)一个相位测量电路，确定所述扩展频谱解调器的解调操作相位，从而由选择装置选择的多径信号分别在扩展频谱解调器中进行解调。
在本发明的第一个较佳模式中，相关测量装置确定多径信号中任何两个信号的所有可能合并是每一种合并的互相关值。选择装置选择与扩展频谱解调器数相同的多径信号，以显示较小的互相关值和较高的功率电平。
选择装置在互相关值最大的合并中去掉一个功率电平较低的，选择与扩展频谱解调器数相同多的多径信号。
如果在去掉互相关值最大的合并中的一个功率电平较低的以后，留下的多径信号的数目大于扩展频谱解调器的数目，那么，在互相关值第二大的合并中去掉一个功率电平较低的，选择与扩展频谱解调器数相同的多径信号。
在本发明的第二个较佳模式中，相关测量装置确定多径信号中任何两个信号的所有可能合并中每一种合并的协方差值。选择装置选择与扩展频谱解调器数相同的多径信号，以显示较小的协方差值和较高的功率电平。
选择装置在协方差值最大的合并中去掉一个功率电平较低的，选择与扩展频谱解调器数相同的多径信号。
在本发明的第三个较佳模式中，相关测量装置确定多径信号中任何两个信号的所有可能合并中的每一种合并的相关因子。选择装置选择与扩展频谱解调器数相同的多径信号，以显示较小的相关因子和较高的功率电平。
选择装置在相关因子最大的合并中去掉一个功率电平较低的，选择与扩展频谱解调器数相同的多径信号。
在本发明的第四个较佳模式中，选择装置包括一个合并电平计算器和一个最差信号合并测量电路。合并电平计算器确定与扩展频谱解调器数相同的多径信号的所有可能合并每个功率电平的总和，以提供一总功率电平。最差信号合并测量电路确定低于一给定电平的合并总功率电平的降落频率，选择与扩展频谱解调器数相同的多径信号，以显示较低的频率和较高的功率电平。
选择装置确定并排除频率最高的合并中的一个，选择与扩展频谱解调器数相同的多径信号。
在本发明的第五个较佳模式中，选择装置包括一个合并电平计算器和一个方差计算器。合并电平计算器确定与扩展频谱解调器数相同的多径信号的所有可能合并中每个功率电平的总和，以提供一个总功率电平。方差计算器确定在给定取样周期内合并总功率电平的方差值，选择与扩展频谱解调器数相同的多径信号，以显示较小的方差值和较高的功率电平。
选择装置确定并排除最大方差值最大的合并中的一个，选择与扩展频谱解调器数相同的多径信号。
在本发明的第六个较佳模式中，相关测量装置确定多径信号中任何两个信号的所有可能合并中出现最小值的时差。选择装置选择与扩展频谱解调器数相同的多径信号，以显示较大的时间差和较高的功率电平。
选择装置确定并排除时间差较小的合并中的一个，依次选择与扩展频谱解调器数相同的多径信号。
从以下给出的本发明较佳实施例的详细描述以及附图中，将能够更全面地理解本发明，然而，例举本发明的这些较佳实施例并不是把本发明限制在特定实施例中而是仅仅是为了进行说明和理解。
附图中图1是本发明第一个实施例的扩展频谱接收机的电路简图。
图2是本发明第二个实施例的扩展频谱接收机的电路简图。
图3是本发明第三个实施例的扩展频谱接收机的电路简图。
图4是本发明第四个实施例的扩展频谱接收机的电路简图。
图5是本发明第五个实施例的扩展频谱接收机的电路简图。
图6是本发明第六个实施例的扩展频谱接收机的电路简图。
图7示出采用直接序列的传统扩展频谱接收机。
图8(a)示出移动通信网络中的多个传输多径。
图8(b)示出直接波和延迟波的功率电平曲线。
图9是传统的分离多径接收机方框图。
图10示出以不同相位到达接收机的多径信号功率电平曲线。
图11示出多径信号A、B和C的功率电平曲线。
图12示出合并的多径信号功率电平曲线。
现在参照附图，在这几幅图中，类似的数字表示类似的部件。图1示出本发明第一个实施例的扩展频谱接收机，它是对诸如蜂窝式电话系统的移动通信系统中使用的典型分离多径接收机的改进。
扩展频谱接收机包括扩展频谱解调器2至5、分集合并器10、多径电平检测器12、相位分配电路14以及互相关计算器21。
扩展频谱解调器2至5以不同的传输延时使通过多径传输的扩展频谱通信信号1(以下也称为多径信号)去扩展，分别产生经解调的信号6至10。分集合并器10对解调信号6至10进行最大比值合并，产生一个合并信号11。多径电平检测器12在多径信号1上进行扩展频谱解调，分别确定功率电平及其相位，并把其表示的电平信号13提供给相位分配电路14和互相关计算器21。正如后面将详细描述的，根据多径电平检测器12的电平信号13，互相关计算器21确定多径信号1的任何两个信号之间的互相关性，并把互相关值22提供给相位分配电路14。相位分配电路14根据互相关值22和电平信号13，确定每个扩展频谱解调器2至5的调制操作时间和相位(即信号接收时间)，并提供相位控制信号15。相位分配电路14具体控制扩展频谱解调器2至5的工作，从而使多径信号1所需的四个信号可以分别在四个扩展频谱解调器2至5中解调，使分集合并器10输出11的功率电平因衰落引起的降落减至最小。正如后面将详细讨论的，为了显示较小的互相关值和较高的功率电平，基本上选择四个多径信号。
以下参考图11和12以及表1和2，讨论本实施例的扩展频谱接收机的工作。
如表1所示，多径信号A、B和C的功率电平66、67和68的平均值分别是1.7、1.6和1.5。多径信号A和B、多径信号B和C、多径信号C和A的合并信号(A，B)、(B，C)和(C，A)的互相关值分别是2.72、2.40和2.05。一般，用下列方程可以给出在功率电平X和Y合并中的互相关值R(X，Y)。
R(X，Y)＝E[X·Y](1)式中E[-]表示平均值。
由于衰落，设定的平均周期(即取样周期)必须比功率电平变化的周期长得多。可以监测衰落节距，确定平均周期。在迅速衰落的情况下，平均周期会缩短，而在缓慢衰落中，平均周期将延长。
根据多径信号A、B和C的功率电平的平均值，以及多径信号A、B和C的合并信号(A，B)、(B，C)和(C，A)的互相关值，以确定分集合并器10中合并的一对所需多径。在相位分配电路14中可以进行这一测量，从而可在所有可能的合并(A，B)、(B，C)和(C，A)中选择一种，表示最小的互相关值。因此选择合并(C，A)。
多径信号C和A的合并(C，A)导致功率电平几乎没有降落，如图12中数字71所示。
为便于说明，以上的讨论是针对利用两个扩展频谱解调器对三个多径信号A、B和C的例子，但是本发明并不限制使用的扩展频谱解调器的数目。例如，可以给五个多径信号提供四个扩展频谱解调器。在此情况下，五个多径信号的任何两个信号的所有可能合并数为10(10＝5C2)，总共计算十个协方差值。在多径信号十个合并中选择一个互相关值最大的，在所选合并的一对多径信号中去掉一个功率电平较低的，最终选择五个多径信号中所需的四个。控制扩展频谱解调器，对所选四个多径信号进行处理。
图2示出第二个实施例的扩展频谱接收机，它与第一个实施例的不同之处仅仅是在多径电平检测器12与相位分配电路14之间设置了一个协方差计算器23。其它配置是相同的，在此略去详述。
协方差计算器23接收从多径电平检测器12输出的表示多径信号1功率电平的电平信号13，确定多径信号1的任何两个信号的所有可能合并的协方差值，如下详细介绍，并把其表示的协方差信号24提供给相位分配电路14。相位分配电路14控制扩展频谱解调器2至5的工作，在四个扩展频谱解调器2至5中分别对多径信号1的所需四个信号进行解调，使分集合并器10的输出11的功率电平因衰落引起的降落减至最小。如后面将详细讨论的，为了表明较小的协方差值和较高的功率电平，基本选择四个多径信号。
以下参考图11和12以及表1和2，讨论扩展频谱调制装置的工作。
根据多径信号A、B和C的功率电平66、67和68，确定所有可能合并(即多径信号A至C的合并(A，B)、(B，C)和(C，A))的协方差值。一般，由以下方程可给出功率电平X和Y合并的协方差值C(X，Y)。
C(X，Y)＝E[(X-E[X])·(Y-E[Y])] (2)式中E[-]表示平均值。
如下表2所示，合并(A，B)、(B，C)和(C，A)的协方差值分别是0.00、0.00和-0.50。由于衰落，必须使平均的周期比功率电平变化的周期长得多。可以监测衰落节距，以确定平均周期。在迅速衰落的情况下，可以缩短平均周期，而在缓慢衰落的情况下，可以延长平均的周期。
具有最小协方差值的一对多径信号是由多径信号C和A构成的。如图12中数字71所示的，这个合并功率电平几乎没有降落。
表2
为了方便起见，以上的讨论是针对利用两个扩展频谱解调器对三个多径信号A、B和C的例子，但是本发明并不限制所用扩展频谱解调器的数目。例如，可以给五个多径信号提供三个扩展频谱解调器。在这种情况下，五个多径信号的任何两个信号的所有可能合并数为10(10＝5C2)，共计算十个协方差值。在多径信号的十个合并中选择一个协方差值最大的，在所选合并的多径信号对中去掉一个功率电平较低的。接着，在多径信号的合并中选择一个协方差值为第二大的，在所选合并的多径信号对中去掉一个功率电平较低的，最终选择五个多径信号中的三个。控制扩展频谱解调器，对所选三个多径信号进行处理。
图3示出第三个实施例的扩展频谱接收机，它与第一个实施例的不同之处仅为在多径电平检测器12与相位分配电路14之间设置了一个相关因子计算器25。其它配置是相同的，在此不予详述。
相关因子计算器25接收从多径电平检测器12输出的表示多径信号1功率电平的电平信号13，确定多径信号1中任何两个信号的所有可能合并的相关因子，如下详细介绍，并把其表示的相关因子信号26提供给相位分配电路14。相位分配电路14控制扩展频谱解调器2至5的工作，在四个扩展频谱解调器2至5中分别对多径信号1所需的四个信号进行解调，使分集合并器10输出11的功率电平因衰落引起的降落减至最小。正如后面将详细讨论的，为了表明较小的相关值和较高的功率电平，基本选择四个多径信号。
以下参考图11和12以及表1和2，讨论扩展频谱调制装置的工作。
根据多径信号A、B和C的功率电平66、67和68，相关因子计算器25确定所有可能合并(即多径信号A至C的合并(A，B)、(B，C)和(C，A))的相关因子。一般，根据以下方程可确定功率电平X和Y的相关因子r(X，Y)。
r(X，Y)＝C(X，Y)/(V(X)·V(Y))1/2(3)式中C(-，-)表示协方差值，V(-，-)表示方差值。
如表2所示，合并(A，B)、(B，C)和(C，A)的相关因子分别是0.00、 0.00和-1.00。由于衰落，在确定协方差值和方差值时，必须设定平均周期比功率电平变化的周期长得多。可以监测衰落节距，以确定平均周期。在迅速衰落的情况下，可以缩短平均周期，而在缓慢衰落的情况下，可以延长平均的周期。
具有最小相关因子的一对多径信号是由多径信号C和A构成的。如图12中数字71所示的，这个合并使功率电平几乎没有降落，从而改善了通信质量。
为了方便起见，以上的讨论是针对利用两个扩展频谱解调器对三个多径信号A、B和C的例子，但是本发明并不限制所用扩展频谱解调器的数目。例如，可以给六个多径信号提供三个扩展频谱解调器。在这种情况下，六个多径信号中任何两个信号的所有可能合并数是15(15＝6C2)，总共计算15个相关因子。在多径信号的15个合并中选择一个相关因子最大的，在所选合并的多径信号对中去掉一个功率电平较低的。接着，在多径信号的合并中选择一个相关因子第二大的，在所选合并的多径信号对中去掉一个功率电平较低的。同样，在多径信号的合并中选择一个相关因子第三大的，在所选合并的多径信号对中去掉一个功率电平较低的，最终选择六个多径信号中的三个(即三个所需多径)。控制扩展频谱解调器，对所选的三个多径信号进行处理。
图4示出第四个实施例的扩展频谱接收机，它与以上实施例的不同之处在于，装了一个合并电平计算器27和一个最差信号合并测量电路29。其它配置是相同的，在此不予详述。
合并电平计算器27接收从多径电平检测器12输出的电平信号13并确定数目等于扩展频谱解调器2至5的数目的诸所选多径信号所有可能合并的每一个功率电平的总数。具体说，在图4中，扩展频谱解调器2至5的数目是四(4)。因此，合并电平计算器27确定输入多径信号1中任何四个信号的所有可能合并的每个合并的总功率电平，并把其表示的总功率电平信号28提供给最差信号合并测量电路29。
最差信号合并测量电路29在所有可能合并中选择一个，表示在给定取样周期上监测的总功率电平降落的最高频率，并把最差合并信号30提供给相位分配电路14。
通过对在合并电平计算器27中确定的每一个总功率电平降低到阈值(即保证所需通信质量所需要的功率电平)之下的次数进行计数，可在最差信号合并测量电路29中实现最差信号合并的选择。另一方面，可以将可能合并中总功率电平最小的一个选作为最差合并信号30。在可能合并中也可以把总功率电平在一定的较低电平范围内的两个或多个合并选作为最差合并信号30。
相位分配电路14接收最差合并信号30，控制扩展频谱解调器2至5的工作，从而在四个扩展频谱解调器2至5中分别对多径信号1所需的四个信号进行解调，使分集合并器10输出11的功率电平因衰落引起的降落减至最小。
以下参考图11和12以及表1和2，讨论扩展频谱调制装置的工作。
如上所讨论的，在图12中以数字69、70和71表示由多径信号A到C合并的(A，B)、(B，C)和(C，A)合并信号的功率电平。在这些功率电平中，功率电平69和70周期性地降落，其最小值是1.89和1.69，如表2中所示。因此，排除合并(A，B)和(B，C)，选择合并(C，A)作为分集合并。
图5示出第五个实施例的扩展频谱接收机，它与第四个实施例的不同之处在于，在合并电平计算器27和相位分配电路14之间设置一个方差计算器31。其它配置是相同的，在此详述从略。
如上面的实施例4中已经说明的，合并电平计算器27接收从多径电平检测器12输出的电平信号13并确定数目等于扩展频谱解调器2至5的数目的诸所选多径信号所有可能合并的每一功率电平的总和。具体说，在图5中，扩展频谱解调器2至5的数目是四(4)。因此，合并电平计算器27确定输入多径信号1中任何四个所有可能合并的每个合并总功率电平，并把其表示的总功率电平信号28提供给方差计算器31。
根据总功率电平信号28，用以下的方程，方差计算器31确定所有合并中每一个总功率电平的方差V(X)，并把其表示的方差信号32提供给相位分配电路14。
V(X)＝E[(X-E[X])2](4)式中X表示总功率电平，E[-]是平均值。
由于衰落，在确定方差V[X]时，必须设定平均周期比功率电平变化周期长得多。可以监测衰落节距，以确定平均周期。在迅速衰落的情况下，可以缩短平均周期，而在缓慢衰落的情况下，可以延长平均周期。
相位分配电路14接收方差信号32，控制扩展频谱解调器2至5的工作，从而在四个扩展频谱解调器2至5中分别对多径信号1的所需四个信号进行解调，使分集合并器10的输出11的功率电平因衰落引起的降落减至最小。正如后面将详细讨论的，为了表现较小的方差值和较高的功率电平，基本上选择四个多径信号。
以下参考图11和12以及表1和2，讨论扩展频谱调制装置的工作。
如上所讨论的，在图12中以数字69、70和71表示由多径信号A到C合并的(A，B)、(B，C)和(C，A)合并信号的功率电平(即总功率电平)。功率电平69和70的方差值为1.00和1.00，如表2中所示。因此，由于它们的方差值较大，排除合并(A，B)和(B，C)，而选择合并(C，A)。具体说，选择多径信号A和C作为分集合并。
图6示出第六个实施例的扩展频谱接收机，它与以上实施例的不同之处在于，在多径电平检测器12和相位分配电路14之间安置了一个最小值间时差计算器33。其它配置是相同的，在此不予详述。
最小值间时差计算器33根据多径电平检测器12的功率电平信号13，监测每个多径信号1表现为最低电平的时间，并确定在多径信号1的任何两个信号所有可能合并中表现为最低电平的时间间隔(以下称为最小值间时差)，将其表示的时差信号34提供给相位分配电路14。
相位分配电路14接收时间差信号34，控制扩展频谱解调器2至5的工作，在四个扩展频谱解调器2至5中分别对多径信号1所需的四个信号进行解调，使分集合并器10的输出11功率电平因衰落引起的降落减至最小。正如后面将详细讨论的，为了表现较大的最小值间时间差和较高的功率电平，基本选择四个多径信号。
以下参考图11和12以及表1和2，讨论扩展频谱调制装置的工作。
如表1所示，多径信号A、B和C的功率电平66、67和68的平均值是1.7、1.6和1.5。如表2所示，在合并(A，B)、(B，C)和(C，A)中，最小值间时差分别是1.57、1.57和3.14。
根据功率电平66、67和68的平均值以及在合并(A，B)、(B，C)和(C，A)中最小值间时间差，选择多径信号A至B这两个作为分集合并。具体说，由于合并(A，B)和(B，C)中的最小值间时间差是1.57，与图12中所示的衰落周期是六(6)相比较小，排除这些合并，选择多径信号A和C作为分集合并。
为了方便起见，以上的讨论是针对利用两个扩展频谱解调器对三个多径信号A、B和C的例子，但是本发明并不限制使用的扩展频谱解调器的数目。例如，可以给六个多径信号提供四个扩展频谱解调器。在这种情况下，六个多径信号中任何两个信号的所有可能合并数是15(15＝6C2)，总共计算15个最小值间时差。在多径信号的15个合并中选择一个最小值间时间差最小的，以及在所选合并的多径信号对中去掉一个功率电平较低的。接着，在多径信号的合并中选择一个最小值间时间差第二小的，并在所选合并的多径信号对中去掉一个功率电平较低的，从而在六个多径信号中选择四个作为分集合并。
为了便于理解本发明，已经通过较佳实施例公开了本发明，应当明白，只要不违反本发明的原理，能够以不同的方式具体实现本发明。因此，按照权利要求书中所确定的本发明的原理，本发明应包括所有可能的实施例以及对所给实施例的改进。
权利要求
1.一种在通信系统中使用的扩展频谱接收机，其特征在于包括多个扩展频谱解调器，以具有不同相位的扩展频谱波的形式，分别对通过多个传输多径传输的多径输入信号进行解调，提供经解调的信号；一个分集合并器，将经过解调的信号合并，产生一个分集合并的信号；一个功率电平检测器，分别检测诸多径信号的功率电平；相关测量装置，确定多径信号之间的相关性；选择装置，选择相同的数作为多径信号的所述扩展频谱解调器的数，根据所述相关测量装置的相关性，将分集合并信号功率电平的降落减至最小；以及一个相位测量电路，确定所述扩展频谱解调器的解调操作相位，从而由所述选择装置选择的多径信号分别在所述扩展频谱解调器中进行解调。
2.如权利要求1所述的扩展频谱接收机，其特征在于所述的相关测量装置确定多径信号中任何两个信号的所有可能合并的每一合并互相关值；所述的选择装置选择与所述扩展频谱解调器数相同的多径信号，以显示较小的互相关值和较高的功率电平。
3.如权利要求2所述的扩展频谱接收机，其特征在于所述的选择装置去掉互相关值最大的所述合并中功率电平较低的一个，选择与所述扩展频谱解调器数相同的多径信号。
4.如权利要求3所述的扩展频谱接收机，其特征在于如果去掉互相关值最大的所述合并中功率电平较低的一个后，留下的多径信号数大于所述扩展频谱解调器数，则去掉互相关值第二大的所述合并中功率电平较低的一个，选择与所述扩展频谱解调器数相同的多径信号。
5.如权利要求1所述的扩展频谱接收机，其特征在于所述的相关测量装置确定多径信号中任何两个信号的所有可能合并的每一合并的协方差值；而所述的选择装置选择与所述扩展频谱解调器数相同的多径信号，以显示较小的协方差值和较高的功率电平。
6.如权利要求5所述的扩展频谱接收机，其特征在于所述的选择装置去掉协方差值最大的所述合并中功率电平较低的一个，以选择与所述扩展频谱解调器数相同的多径信号。
7.如权利要求1所述的扩展频谱接收机，其特征在于所述的相关测量装置确定多径信号中任何两个信号的所有可能合并中每一合并的相关因子；而所述的选择装置选择与所述扩展频谱解调器数相同的多径信号，以显示较小的相关因子和较高的功率电平。
8.如权利要求7所述的扩展频谱接收机，其特征在于所述的选择装置去掉相关因子最大的所述合并中功率电平较低的一个，以选择与所述扩展频谱解调器数相同的多径信号。
9.如权利要求1所述的扩展频谱接收机，其特征在于所述的选择装置包括一个合并电平计算器和一个最差信号合并测量电路，所述的合并电平计算器确定与所述扩展频谱解调器数相同的多径信号的所有可能合并的每个功率电平的总和，提供一个总功率电平；所述最差信号合并测量电路确定低于一定电平的所述合并的总功率电平降落的频率，选择与所述扩展频谱解调器数相同的多径信号，以显示较低的频率和较高的功率电平。
10.如权利要求9所述的扩展频谱接收机，其特征在于所述的选择装置确定并排除频率最高的所述合并中的一个，选择与所述扩展频谱解调器数相同的多径信号。
11.如权利要求1所述的扩展频谱接收机，其特征在于所述的选择装置包括一个合并电平计算器和一个方差计算器，所述的合并电平计算器确定与所述扩展频谱解调器数相同的多径信号中所有可能合并的每个功率电平的总和，以提供一个总功率电平；所述的方差计算器确定在一定取样周期内所述合并的总功率电平的方差值，选择与所述扩展频谱解调器数相同的多径信号，以显示较小的方差值和较高的功率电平。
12.如权利要求11所述的扩展频谱接收机，其特征在于所述的选择装置确定并排除方差值最大的所述合并中的一个，选择与所述扩展频谱解调器数相同的多径信号。
13.如权利要求1所述的扩展频谱接收机，其特征在于所述的相关测量装置确定多径信号中任何两个信号的所有可能合并中出现最小值的时差；所述的选择装置选择与所述扩展频谱解调器数相同的多径信号，以显示较大的时差和较高的功率电平。
14.如权利要求13所述的扩展频谱接收机，其特征在于所述的选择装置确定并排除时差较小的所述合并中的一个，依次选择与所述扩展频谱解调器数相同的多径信号。
全文摘要
提供一种用于移动通信系统中的扩展频谱接收机,其中包括多个扩展频谱解调器、一个分集合并器、一个功率电平检测器、一个相关测量电路、一个信号合并测量电路以及一个解调相位控制电路。相关测量电路确定通过不同传输多径传送的输入多径信号之间的相关性。信号合并测量电路在多径信号中选择与扩展频谱解调器数相同的多径信号,根据确定的相关性,使分集合并器输出的分集合并信号功率电平的降落减至最小。解调器相位控制电路控制扩展频谱解调器的解调操作相位,分别对所选多径信号进行解调。
文档编号H04B1/707GK1185707SQ9712299
公开日1998年6月24日 申请日期1997年11月25日 优先权日1996年11月25日
发明者中野隆之 申请人:松下电器产业株式会社