专利名称：利用梳状滤波器的ntsc干扰探测器的制作方法
技术领域：
本发明涉及数字电视系统，尤其涉及在数字电视接收机中采用的用于确定在NTSC模拟电视信号中是否存在同信道干扰的同信道干扰探测器。
本申请是根据35 U.S.C.111(a)，按照35 U.S.C.119(e)(l)提交的一个完整的申请，其沿用了1998年9月19日提交的美国专利申请号为08/933,394的申请日，后来该申请按照35 U.S.C.111(b)被转换为临时申请。
1995年9月16日由先进电视系统委员会(ATSC)出版的数字电视标准规定了在6MHz带宽的电视信道中传输数字电视(DTV)信号的残留边带(VSB)信号。DTV信号以在美国国家电视系统委员会(NTSC)模拟电视信号的空中广播中目前采用的某一甚高频传输通道进行传输。VSB DTV信号被设计成使其频谱恰与一个同信道干扰NTSC模拟电视信号的频谱交织。该DTV信号的符号频率是NTSC色度子波频率的3倍，3.58Mhz子波频率是NTSC行扫描线率的455/2倍。该DTV信号的导频载波和主调幅残留边带频率定位在NTSC模拟电视信号的四分之一水平扫描线率的奇数倍上，这使得这些DTV信号分量落在NTSC模拟电视信号的四分之一水平扫描线率的偶数倍之间，在偶数倍上同信道干扰NTSC模拟电视信号的亮度和色度分量的大多数能量减少。NTSC模拟电视信号的视频载波被距电视信道的下限频率偏移1.25MHz。DTV信号的载波距该视频载波偏移59.75倍的NTSC模拟电视信号的水平扫描线率，以距电视信道的下限频率约309,877.6kHz设置该DTV信号的载波。相应地，该DTV信号的载波距电视信道的中间频率约2,690,122.4Hz。
数字电视标准中确且的符号(symbol)率为距NTSC模拟电视信号中的视频载波偏移(684/286)倍的4.5MHz声音载波。NTSC模拟电视信号中的每一条水平扫描线的符号数为684,286是倍增NTSC模拟电视信号中的水平扫描线率的因子以得到偏移NTSC模拟电视信号中的视频载波的4.5MHz声音载波。符号率为每秒10.762238兆符号，这可以在从DTV信号载波延展到5.381119MHz的VSB信号中获得。即，VSB信号可以被限制在从电视信道的下限频率延展到5.690997Mhz的频带。
在美国DTV信号地面广播的ATSC标准能够传输两种16∶9式比率的高清晰度电视(HDTV)格式中的任何一种。一种HDTV显示格式采用每条扫描线1920个采样点、2∶1场交织下每30Hz帧1080条有效水平扫描线。另一种HDTV显示格式采用每条扫描线1280个亮度采样点、每60Hz帧720条累进扫描的扫描线。ATSC标准也提供DTV显示格式而不是HDTV显示格式的传输，比如与NTSC模拟电视信号相比具有正常清晰度的四种电视信号的平行传输。
在美国的地面广播中，通过残留边带(VSB)调幅(AF)传输的DTV包括一序列时间连续的数据字段，每个数据字段包含313个时间连续的数据段。数据字段可以认为是连续编号的模2，每个编号为奇数的数据字段及后面的编号为偶数的数据字段组成一个数据帧。帧率为20.66帧每秒。每个数据段有77.3微秒的延迟。所以，当符号率为10.76MHz时每个数据段有832个符号。每个数据段以一个4个符号的具有+S、-S、-S和+S连续值的数据段同步(DSS)代码组开始。值+S是在最大正数据偏移以下的一级，值-S是在最大负数据偏移以上的一级。每个数据字段的初始数据段包括一个对信道均衡和多路径的抑制过程的训练(training)信号编码的数据字段同步(DFS)代码组。训练信号是一个511个采样点的伪噪声序列(或“PN序列”)，其后跟随有3个63个采样点的PN序列。DFS代码组中63个采样点的PN序列的中间点按照一个第一逻辑惯例被传送入每个编号为奇数的数据字段的第一行，按照一个第二逻辑惯例被传送入每个编号为偶数的数据字段的第一行，第一和第二逻辑惯例彼此间是互补的。
数据行中的数据是采用12交织的格状码的格状编码，每一个2/3率格状码有一个预先被编码的未编码位。交织的格状码经里德-所罗门进行纠错编码，它提供了对由噪声源产生的突发误差(如接近未屏蔽的汽车点火系统)的纠正。里德-所罗门编码结果被作为空中传播的8级(3比特/符号)一维星座符号编码传输。里德-所罗门编码结果被作为有线广播的16级(4位/符号)一维星座符号编码传输，这种传输在符号产生后没有任何预编码。VSB信号固有的载波被抑制，其幅度的变化取决于调制的百分比。
固有的载波被固定幅度的导频信号波取代，该幅度与规定的调制百分比对应。通过向调制电压引入一个直流分量位移(shift)产生该固定幅度的导频信号波，该调制电压提供给产生调幅边带的平衡调制器，该调幅边带输入到提供VSB信号的滤波器作为其响应。如果4位符号编码的8级在载波调制信号中具有标准化(normalized)值-7,-5,-3,-1,+1,+3,+5和+7，则导频信号有一个标准化值1.25。+S的标准化值为+5,-S的标准化值为-5。
在DTV技术的早期研究中，设想DTV广播机应被要求决定是否在发送机中采用符号预编码器。该符号预编码器应跟随在符号产生电路之后，且当与一个梳状滤波器一起用在每个DTV信号接收机中时，提供匹配的符号滤波。该梳状滤波器位于DTV信号接收机的符号解码器电路中数据限制器之前，作为符号后编码器。这个决定取决于是否预料到来自同信道NTSC广播站的干扰。符号预编码大概不会被用于数据段同步代码组或数据字段同步数据在其中被传输的数据段中。同信道干扰在距离NTSC广播站较远处被降低并很有可能在满足一定电离层条件下出现，在太阳活动强烈的年的夏天的月份中同信道干扰的可能性明显大。当然如果没有同信道NTSC广播站，这种干扰就不会出现。如果在其广播覆盖的地区有NTSC干扰的可能性，就假定HDTV广播机会采用符号预编码器以便于HDTV信号更易于从NTSC干扰中分离；且相应地，梳状滤波器将作为符号后编码器安装在DTV信号接收机中以进行匹配滤波。如果没有NTSC干扰的可能性或有微弱的可能，可以推断利用符号预编码器会使得DTV广播不连续。相应地，在每个DTV信号接收机中的符号后编码器将不被启动，以便平坦的频谱噪声不会导致格状解码器中的符号值产生错误决定。
于1993年11月9日授予R.W.Citta及其他人的标题为“接收机后编码器选择电路”的美国专利No.5,260,793中有选择地采用后编码器梳状滤波器。该滤波器抑制伴随着DTV接收机中使用的解调器的复合输出信号的实部或同相的基带分量(I信道)的同信道NTSC干扰的人为信号。解调器响应的I信道分量中的这些人为信号的存在被探测以自动产生控制信号使得梳状滤波器能或不能被用来抑制同信道NTSC干扰。在每个数据字段同步间隔期间，DTV信号接收机中梳状滤波器型NTSC抑制滤波器的输入信号和输出信号都与一个各自的被认为是既定的并从HDTV信号接收机中的存储器中取出的信号比较。如果与输入信号比较的最小结果的能量小于与NTSC抑制滤波器的输出信号比较的最小结果，这就表明与所希望的接收不同的主要原因是随机噪声而不是同信道NTSC干扰。至此所涉及的特定的数字电视接收机，在系统中不使用预编码和后编码接收将会更好，并假定广播机没有使用预编码。如果与输入信号比较的最小结果的能量大于与NTSC抑制滤波器的输出信号比较的最小结果，这就表明与所希望的接收不同的主要原因是同信道NTSC干扰而不是随机噪声。至此所涉及的特定的数字电视接收机，在系统中使用预编码和后编码接收将会更好，并假定广播机使用预编码。
于1996年8月13日授予K.S.Kim及其他人的标题为“NTSC干扰探测器”的美国专利No.5,546,132描述了当在NTSC提取梳状滤波器对I信道的响应中探测到这种干扰的存在时，用于抑制同信道NTSC干扰的后编码器梳状滤波的使用。美国专利No.5,546,132没有具体地描述由在DTV信号接收机中的解调器提供的复合输出信号的虚部或正交基带分量(Q信道)。一个使VSB AM信号与基带同步的DTV信号接收机通常采用一个解调器，该解调器包括一个将接收到的I信道信号提供用于格状解码(如果在发送机处使用了预编码，则在后编码之后)的同相同步探测器。该解调器还包括一个用于提供接收到的Q信道信号的正交同步探测器。所接收到的Q信道信号被低通滤波以产生一个自动频率和相位控制(AFPC)信号给提供同步载波的本地振荡器。于1996年12月26日授予C.B.Patel和A.L.R.Limberg、转让给三星电子有限公司的标题为“包括在HDTV接收机中的具有带通位相跟踪器的数字VSB探测器”的美国专利No.5,479,449的说明书和附图，列于此处以供参考。读者的注意力被特别地引向美国专利No.5,479,449附图中的
图1的部件22-27和其说明书对它们的描述。这些部件被用于所描述的DTV信号接收机中用于进行VSB AM最后的中频信号的复合解调。美国专利No.5,479,449描述了VSB AM最后的I-F信号以数字形式进行的复合解调，但在另一种数字电视接收机中设计VSB AM最后的I-F信号的复合解调却以模拟形式进行复合解调。
在美国专利No.5,260,793和5,546,132中，在有实质的同信道NTSC干扰期间使用后编码，其它情况不使后编码，是否使用后编码的控制信号从接收到的I信道信号产生。由伴随着同信道NTSC干扰的直流偏置(该直流偏置是从VSB AM DTV信号的导频信号的同相同步探测产生)使同信道干扰级数的确定变得复杂。这在自动增益控制没有严格地校准所接收的由同相同步探测覆盖的I信道信号的幅度的DTV信号接收机中尤其是个问题。
一个NTSC信号的视频载波距离6MHz带宽的广播信道的边缘为1.25MHz，然而在地面到空中广播的DTV信号载波距离6MHz带宽的广播信道的边缘为310kHz。一个同信道NTSC信号没有显示出相对于携带数字信息的残留边带调幅(VSB AM)的载波对称的调幅边带。相应地，从DTV信号载波去除的940kHz的NTSC视频载波的人为信号(artifacts)和其边带的人为信号在被与基带同步的DTV信号中没有被很好地消除。当然NTSC音频载波的人为信号及其边带也没有很好地消除，5.44MHz的NTSC音频载波从DTV信号载波中去除。
公布于1995年9月16日的数字电视标准ATSC不允许在DTV发送机处使用所有数据的预编码以补偿附随后续DTV信号接收机中使用梳状滤波的后编码以抑制同信道NTSC干扰。取而代之，只有格状编码中初始符号被预编码。由其自己进行的该过程不利于采用梳状滤波器的DTV信号接收机在数据限制过程开始之前抑制同信道NTSC干扰。一个在数据限制过程开始之前没有抑制同信道NTSC干扰的人为信号的DTV信号接收机在强同信道干扰的情况下不能进行良好的接收。这种情况是由于该DTV信号接收机远离DTV发送机或在附近有一个模拟电视发送机。在与基带同步的DTV信号中，一个同信道干扰NTSC彩色电视信号的视频载波的人为信号为59.75fH,fH是那个信号的水平扫描频率。彩色副载波的人为信号为287.25fH，未调制NTSC音频载波的人为信号为345.75fH。
发明人指出，梳状滤波过程没有完全另人满意地抑制该调频NTSC音频载波的人为信号，特别是在其中频率调制的载波频率偏移大的情况下。这是由于在一些被任意基本上固定的延迟分离的时间点上FM载波的采样点的相关(或逆相关)可能不特别好。在此引用题为“I-F电路中带滤波器的DTV接收机以抑制同信道NTSC干扰信号的FM声音载波”、于1998年5月5日授予本发明人的美国专利号为5,748,226的专利文件以作参考。在专利号为5,748,226的美国专利中，发明人建议用于建立中间频率放大的全部带宽的滤波可以抑制任何同信道干扰NTSC模拟电视信号的FM音频载波。
梳状滤波过程较另人满意地从视频载波、低的视频和靠近色彩载波的色度信号频率产生的同信道NTSC信号的其它人为信号分离基带DTV信号。这是因为这些人为信号在被某些指定的延迟间隔分离开的采样点之间趋向于显示出好的相关并在被某些其它指定的延迟间隔分离开的采样点之间趋向于显示出好的逆相关。
在美国专利号为5,748,226的专利文件中，发明人提倡当干扰足够大以致对数据限制造成不利影响时在一个带梳状滤波的DTV信号接收机中前置数据限制以抑制同信道NTSC干扰。发明人指出，当梳状滤波被选择性地执行，如何补偿在符号解码过程中该梳状滤波对符号编码的影响。即，确定何时同信道NTSC干扰大于一个被认为是可以接受地小的指定值时它还是有用的，从而使得该决定可以用来控制抑制同信道NTSC干扰的梳状滤波器的选择使用。
只要同信道NTSC干扰出现在复合输出信号的实部或同相基带分量(I信道)中，同信道NTSC干扰就出现在一个用在一个DTV信号接收机中的解调器的复合输出信号的虚部或正交基带分量(Q信道)中。相应地，可以设置一个NTSC干扰探测器从而使得其NTSC提取滤波器响应于所接收的Q信道信号，而不是所接收的I信道信号。如果同信道NTSC干扰导致均衡的所接收的I信道信号的格状解码中的太多的误差由跟在格状解码器后面的里德-所罗门解码器纠正，则同信道NTSC干扰量是有效量。通过确定同信道NTSC干扰的有效量是否伴随所接收的Q信道信号，可以推理确定一个同信道NTSC干扰的有效量是否伴随所接收的I信道信号。同信道NTSC干扰级数的准确确定趋向于更简化，因为在同步探测装置与导频信号达到锁频之后基本上没有直流偏置产生于VSB AM DTV信号的导频信号与正交同步探测中。
本发明的一个目的是提供一种对产生于导频信号的同步探测的直流偏置不敏感的同信道NTSC干扰探测器。这种同信道NTSC干扰探测器允许直接确定一个同信道干扰的有效量是否伴随所接收的I信道信号而无需抑制产生于导频信号的同步探测的直流偏置的均衡滤波器。这样的一种均衡滤波器比一个在零频率有响应的均衡滤波器更难于实现。而且，在零频率没有响应的均衡滤波器与在某一DTV信号接收机中的自动增益控制(AGC)和自动频率与相位控制(AFPC)环路相互干扰。在响应于所接收的Q信道信号的DTV信号接收机中，为了确定同信道NTSC干扰是否有效，仍使用对从导频载波的同步探测产生的直流偏置不敏感的同信道NTSC干扰探测器。
本发明提供一种数字电视信号的数字电视(DTV)信号接收机，该数字电视信号是作为一个载波的残留边带调幅信号被接收的，并且该数字电视信号时常易于伴随有不合乎要求的强度的同信道干扰模拟电视信号。按照本发明所述的数字电视信号接收机，包括一对其先前电路的系统函数的直流项不敏感的特殊类型的同信道干扰探测器。该数字电视信号接收机包括放大电路，用于提供放大的残留边带调幅的数字电视信号；解调电路，其响应所述的放大的残留边带调幅的数字电视信号，以提供至少一个基带信号，该一个基带信号提供给同信道干扰探测器作为其输入信号。该至少一个基带信号包括一I信道基带信号，以提供给DTV信号接收机中包括的符号解码装置，该I信道基带信号包含任意同信道干扰模拟电视信号的人为信号。该符号解码装置，包括一可选择操作的滤波器，用于抑制伴随着要被符号解码的I信道基带信号的任意同信道干扰模拟电视信号的人为信号。当且仅当符号解码装置接收到一信号(该信号指示有同信道NTSC干扰的有效量存在)时，可操作该滤波器。包括在DTV信号接收机中的误差校正电路，连接该误差校正电路以用于校正从符号解码装置提供的符号解码结果中的误差。该同信道干扰探测器具有下述结构。一个第一梳状滤波器，将作为输入信号提供给同信道干扰探测器的该一个基带输入信号与经过第一差别延迟量的延迟的该一个基带信号差值地组合以产生第一梳状滤波器响应。在该第一梳状滤波器响应中，从载波的同步探测产生的系统特征的直流项被抑制，并且从所述同信道干扰模拟电视信号的同步探测产生的人为信号也被抑制。一个第二梳状滤波器，将作为输入信号提供给同信道干扰探测器的该一个基带输入信号与经过第二差别延迟量延迟的该一个基带信号差值地组合以产生第二梳状滤波器响应。在该第二梳状滤波器响应中，从载波的同步探测产生的系统特征的直流项被抑制，从同信道干扰模拟电视信号的同步探测产生的人为信号被加强。一个第一幅度探测器，用于探测所述的第一梳状滤波器响应的幅度，以产生第一幅度探测响应；和一个第二幅度探测器，用于探测所述的第二梳状滤波器响应的幅度，以产生第二幅度探测响应。幅度比较器，用于比较所述的第一和第二幅度探测响应。当且仅当所述的第一和第二幅度探测响应的差值超过一个规定量时，该幅度探测器提供表明有同信道NTSC干扰的所述有效量存在的该信号。
图1是一台包括一个带同信道NTSC干扰抑制电路的符号解码器的数字电视接收机的部分的方框图，按照本发明的一个方面，有选择地激活该同信道NTSC干扰抑制电路。该选择激活操作取决于包括一梳状滤波器的同信道NTSC干扰探测器的响应，该梳状滤波器从基带I信道信号提取NTSC人为信号并抑制伴随那些人为信号的DTV导频载波。
图2是图1数字电视接收机的一部分的操作流程图，显示出根据是否采用梳状滤波抑制同信道NTSC干扰的均衡过程如何被修改。
图3是一台包括一个带同信道NTSC干扰抑制电路的符号解码器的数字电视接收机的部分的方框图，按照本发明的一个方面，有选择地激活该同信道NTSC干扰抑制电路。该选择激活操作取决于包括一梳状滤波器的同信道NTSC干扰探测器的响应，该梳状滤波器从基带Q信道信号提取NTSC人为信号并抑制伴随那些人为信号的DTV导频载波。
图4是图3数字电视接收机的一部分的操作流程图，显示出根据是否采用梳状滤波抑制同信道NTSC干扰的均衡过程如何被修改。
图5是一个方框原理图，显示出图1或图3中当NTSC带阻梳状滤波器采用了一个12个符号的延迟时，DTV信号接收机的部分细节。
图6是一个方框原理图，显示出图1或图3中当NTSC带阻梳状滤波器采用了一个6个符号的延迟时，DTV信号接收机的部分细节。
图7是一个方框原理图，显示出图1或图3中当NTSC带阻梳状滤波器采用了一个2条视频线(1368个符号)的延迟时，DTV信号接收机的部分细节。
图8是一个方框原理图，显示出图1或图3中当NTSC带阻梳状滤波器采用了一个262条视频线(179,208个符号)的延迟时，DTV信号接收机的部分细节。
图9是一个方框原理图，显示出图1或图3中当NTSC带阻梳状滤波器采用了一个2个视频帧(718,200个符号)的延迟时，DTV信号接收机的部分细节。
图10是一个按照本发明构造的一个同信道NTSC干扰探测器采用的一般形式的方框原理图。在用于提取同信道NTSC干扰(不伴随有DTV导频载波)的人为信号的梳状滤波器中，该探测器的输入信号与其经过6个符号差别延时(differential delay)的延时信号进行差值(differentially)组合。
图11是一种图10中的同信道NTSC干扰探测器的方框原理图，其中，在用于抑制同信道NTSC干扰的人为信号的梳状滤波器中，同信道NTSC干扰探测器的输入信号与该信号经过12个符号差别延迟的信号进行差值组合。
图12是一种图10中的同信道NTSC干扰探测器的方框原理图，其中，在用于抑制同信道NTSC干扰的人为信号的梳状滤波器中，同信道NTSC干扰探测器的输入信号与该信号经过2条视频线或1368个符号的差别延迟的信号进行差值地组合。
图13是一种图10中的同信道NTSC干扰探测器的方框原理图，其中，在用于抑制同信道NTSC干扰的人为信号的梳状滤波器中，同信道NTSC干扰探测器的输入信号与该信号经过262条视频线或179,208个符号的差别延迟的信号进行差值地组合。
图14是一种图10中的同信道NTSC干扰探测器的方框原理图，其中，在用于抑制同信道NTSC干扰的人为信号的梳状滤波器中，同信道NTSC干扰探测器的输入信号与该信号经过2个视频帧或718,200个符号的差别延迟的信号进行差值地组合。
图15是一种图10中的同信道NTSC干扰探测器的方框原理图，该同信道NTSC干扰探测器与图1中DTV信号接收机的偶级数数据限制器前面的NTSC带阻梳状滤波器共用延迟元件。
图16是按照本发明构造的同信道NTSC干扰探测器采取的另一通常形式的方框图。图10探测器中的一对梳状滤波器各累计地组合差别延时的探测器输入信号。
图17是图16同信道NTSC干扰探测器的方框示意图，在用于抑制同信道NTSC干扰的人为信号的梳状滤波器中，同信道NTSC干扰探测器的输入信号与经过6个符号差别延时的延时信号累计地组合。
图18和图19是本发明实施的数字电视接收机的方框原理图，在该DTV信号接收机中采用了多个梳状滤波器和相关联的同信道NTSC干扰探测器，用于有选择地滤除同信道NTSC干扰人为信号。
在附图中所示电路的不同的点被插入填隙(shimming)延迟，从而确保操作顺序正确，正如将要被那些谙熟电子设计的人所理解的那样。本说明书中不会再明确地表示，除非需要超出一般的有关特定填隙延迟。
图1所示为一台用于恢复纠错数据的数字电视信号接收机，该数据适于被数字盒式录像机(DVCR)记录或MPEG-2解码并显示在电视机上。图1DTV信号接收机显示为从一个接收天线8接收电视广播信号，但也可从有线网络中接收信号。电视广播信号作为输入信号提供给“前端”电子装置10。该“前端”电子装置10通常包括一个射频放大器和用于将射频电视信号转换成中频电视信号的第一探测器，中频电视信号作为输入信号提供到残留边带DTV信号的中频(IF)放大器链12。DTV信号接收机在IF放大器链12中采取多重转换形式，包括一个用于放大被第一探测器转换为超高频波段的DTV信号的IF放大器，第二探测器用于将放大的DTV信号转换为一个甚高频波段，还有一个IF放大器用于放大被转换为VHF波段的DTV信号。如果以数字方式对基带进行了解调，则IF放大器链12将进一步包括一个第三探测器，用于将放大的DTV信号转换为更靠近基带的最终中频波段。
在UHF波段IF放大器中最好采用一个声表面波(SAW)滤波器，用于整形信道选择响应并抑制相邻信道。该SAW滤波器快速截断刚刚超过5.38Mhz的频率信号以从VSB DTV信号的押制载波和导频信号中去除，导频信号是相同的频率和固定的幅度。因此，该SAW滤波器抑制大量的任何同信道干扰模拟TV信号的调频声载波。去除IF放大器链12中的任何同信道干扰模拟TV信号的调频声载波，当最后I-F信号被探测到以恢复基带符号时阻止该载波的人为信号产生并在符号解码期间阻止这种人为信号干扰的那些基带符号的数据限制。这种在符号解码期间防止这种人为信号干扰的那些基带符号的数据限制优于可以通过在数据限制之前依赖梳状滤波实现，特别是如果梳状滤波器中的有差别的延迟多于几个信号出现时间的情况。
从IF放大器链12输出的最后IF信号提供给一个复合解调器14，它将最后中频波段中的残留边带调幅DTV信号解调以恢复一个实部的基带信号和一个虚部的基带信号。在例如美国专利No.5,479,449所描述的解调过程可以在一个最后的中频波段的模数转换后以数字方式在几兆赫兹范围内进行。或者，解调过程可能以模拟方式进行，在这种情况下，通常要对结果进行模数转换以便于进一步处理。复合解调最好以同相(I)同步解调和正交(Q)同步解调的方式进行。前述解调过程的数字结果通常具有8位或更高精度，描述对N位数据编码的2N级符号。这里，2N在图1DTV信号接收机接收通过天线12的空中播放情况中为8，在图1DTV信号接收机接收有线电视播放情况中为16。本发明考虑的是地球上的空中播放的接收，图1没有显示DTV信号接收机为接收有线电视播放传输提供的符号解码和纠错解码。
符号同步和均衡电路16从复合解调器14接收同相的(I信道)基带信号的数字化的实部样本；在图1DTV信号接收机中也显示出接收正交(Q-信道)基带信号的数字化的虚部样本。电路16包括一个可调用于补偿接收信号中的重影(ghost)和摆动(tilt)的加权系数的数字滤波器。符号同步和均衡电路16提供符号同步或“去除旋转”(de-rotation)以及幅度均衡和消除重影。符号同步和均衡电路16中的符号同步是在幅度均衡之前完成的，这从美国专利No.5,479,449可知。在这种设计中，解调器14将提供包括实部的和虚部的基带信号过采样的解调器响应给符号同步和均衡电路16。在符号同步后，过采样数据以正常的符号率被提取(decimated)以提取基带I信道信号，通过用于幅度均衡和消除重影的数字滤波降低采样率。符号同步和均衡电路的幅度均衡先于符号同步，“去除旋转”或“相位跟踪”对于谙熟数字信号接收设计技术的人也是知道的。
电路16输出信号的每个样本被分解为10个比特位或更多位，实际上是一个表示级数之一(2N=8)的一个模拟符号的一个数字描述。电路16输出信号被已知的几种方法之一小心地增益控制，所以对于符号的理想的步长级数是已知的。一种增益控制方法倾向采用该方法是因为该增益控制的响应速度格外地快，调整从复合解调器14提供给一个+1.25的正交级的实部基带信号的直流分量。该增益控制方法在美国专利No.5,479,449中被普遍地描述，并在发表于1997年6月3目的标题为“用于接收数字高清晰度电视信号的无线电接收机的自动增益控制”的美国专利No.5,573,574中由C.B.Patel及其他人专门地描述，列于此处以供参考。
电路16的输出信号作为输入信号提供给数据同步探测电路18，该电路从均衡基带I信道信号恢复数据字段同步信息DFS和数据段同步信息DSS。或者，给数据同步探测电路18输入的信号可以先于均衡之前获得。
从电路16输出的正常符号率的均衡I信道信号样本信号，作为一个输入信号提供给NTSC带阻梳状滤波器20。该梳状滤波器20包括一个产生一对2N级符号的不同延迟数据流的第一延迟装置201和一个用于线性组合不同延迟符号数据流以产生梳状滤波器20响应的第一线性组合器202。如美国专利No.5,260,793所述，第一延迟装置201可以提供一个等于12个2N级符号时段的延迟，第一线性组合器202可以是一个减法器。梳状滤波器20输出信号的每个样本被分解为10个比特位或更多，其实际上是一个表示级数之一(4N-1=15)的一个模拟符号的一个数字描述。
符号同步和均衡电路16被认为是设计成抑制其输入信号(如在数字样本中所示的系统函数的直流项)的直流偏离分量。用作梳状滤波器20输入信号的电路16输出信号的每个样本，实际上是一个表示下述标准化级数之一的一个模拟符号的一个数字描述-7,-5,-3,-1,+1,+3,+5和+7。这些符号级数被命名为“奇数”符号级并被一个奇数级数据限制器22探测以产生相应的临时符号解码结果000,001,010,011,100,101,110和111。
梳状滤波器20输出信号的每个样本，实际上是一个表示下述标准化级数之一的一个模拟符号的一个数字描述-14,-12,-10,-8,-6,-4,-2,0,+2,+4,+6,+8,+10,+12和+14。这些符号级数被命名为“偶数”符号级并被一个偶数级数据限制器24探测以产生相应的梳状滤波的符号解码结果001,010,011,100,101,110,111,000,001,010,011,100,101,110和111。
假定该数据限制器22和24可以是所谓的“硬决定”类型，或者可以是执行一个Viterbi(维特比)解码方案的所谓的“软决定”类型。奇数级数据限制器22和偶数级数据限制器24被一个单一的数据限制器替代的布置是可能的，采用多路复用器连接使其在电路中的位置改变并提供偏置以修改其限制范围，但这些布置由于操作的复杂性不被优先采纳。
在前面的描述中，符号同步和均衡电路16被认为是设计成抑制其输入信号(如在数字样本中所示的系统函数的直流项)的直流偏离分量，该直流偏离分量具有一个+1.25的标准化级并由于导频载波的探测在从复合解调器14提供的实部基带信号中出现。实际上符号同步和均衡电路16被设计成为保存其输入信号的直流偏离分量，至少这稍微简化了电路16的均衡滤波器。相应地，奇数级数据限制器22的数据限制级数被偏置以考虑在其输入信号中伴随数据步长的直流数据分量。如果第一线性组合器202是一个减法器，无论电路16被设计成抑制还是保存其输入信号的系统函数的直流项，考虑在偶数级数据限制器24中的数据限制级数都没有什么影响。然而，如果由第一延迟装置201提供的不同延迟被选中使得第一线性组合器202是一个加法器，偶数级数据限制器24的数据限制级数应被偏置以考虑在其输入信号中伴随数据步长的两倍直流项。
在数据限制器22和24之后的抑制符号内部干扰(intersymbol-interferencesuppression)的梳状滤波器26产生一滤波器响应，其中由梳状滤波器20引入的符号内部干扰(ISI)被抑制。该ISI-抑制梳状滤波器26，包括三输入复用器261，第二线性组合器262，和与梳状滤波器20中的第一延时装置201的延时相等的第二延时装置263。如果第一线性组合器202是减法器，则第二线性组合器262为模8加法器，如果第一线性组合器202是加法器，则第二线性组合器262为模8减法器。该第一线性组合器202和第二线性组合器262可以各以只读存储器(ROM)构成，以充分提高线性组合操作速度，从而支持所采用的采样率。复用器261的输出信号形成ISI-抑制梳状滤波器26的响应，并且该输出信号被第二延时装置263延时。第二线性组合器262将偶数级数据限制器24的预编码符号解码结果与第二延时装置263的输出信号组合。
该复用器261的输出信号，由施加到复用器261的来自控制器28的复用器控制信号的第一、第二和第三状态选择，再现施加到复用器261的三个输入信号之一。在当均衡的基带I信道的数据字段同步信息DFS和数据段同步信息DSS被由数据同步检测电路18恢复期间，该复用器261的第一输入端接收控制器28内存储器提供的理想符号解码结果。该控制器28在这段时间内将复用器控制信号的第一状态提供给复用器261，使复用器261将控制器28内存储器提供的理想符号解码结果形成作为其输出信号的最后编码结果。该奇数级数据限制器22将中间(interim)符号解码结果作为其输出信号输送到复用器261的第二输入端。复用器261根据复用器控制信号的第二状态再现复用器261提供的最后编码结果中的中间符号解码结果。该第二线性组合器262将ISI-抑制滤波的符号解码结果作为其输出信号施加到复用器261的第三输入端。该复用器261根据复用器控制信号的第三状态再现复用器261输出的最后编码结果中的ISI-抑制滤波的符号解码结果(ISI-suppression-filteredsymbol decoding results)。在数据同步检测电路18恢复数据字段同步信息DFS或数据段同步信息DSS期间，通过反馈控制器28内存储器提供的理想符号解码结果，可以减少ISI-抑制梳状滤波器26的ISI-抑制滤波的符号解码结果中的运行误差。
ISI-抑制梳状滤波器26中复用器261的输出信号包括3个并行比特位组的最后符号解码结果，其由数据汇编器30汇编以便应用到格状解码器电路32上。该格状解码器电路32通常使用十二个格状解码器。该格状解码器电路32的格状解码结果提供给去交织用的数据去交织器电路34。字节语法分析电路36将数据去交织器34输出信号转换成用里德-所罗门(Reed-Solomon)纠错编码的数据的字节，以应用到里德-所罗门解码器电路38上，该RS解码器电路38执行RS解码操作以产生提供给数据去随机化器40的纠错字节数据流。该数据去随机性发生器40将再现的数据提供给接收机的余下部分(未示出)。一个完整的DTV信号接收机的余下部分包括一数据包分类器，一音频解码器、、一MPEG-2解码器等。插入到数字盒式录像机中的该DTV信号接收机的余下部分将包括把数据转换成用于记录的格式的电路。
对其输入信号的直流偏置分量不敏感的同信道NTSC干扰检测器44用于检测输入信号中同信道NTSC干扰产生的人为信号的强度。该探测器44输入信号是图1的DTV信号接收机中基带I信道信号。该同信道NTSC干扰检测器44提供给控制器28表示同信道NTSC干扰是否强到导致数据限制器22执行数据限制时产生不可纠正的错误。如果检测器44表示同信道NTSC干扰信号不是这样强，则在大多数时间，控制器28将复用器控制信号的第二状态提供给复用器261。若不是这种情况，则只有当数据同步检测电路18恢复数据字段同步信息DFS和数据段同步信息DSS的时间段上，控制器28将复用器控制信号的第一状态提供给复用器261。其复用器控制信号的第二状态使得复用器261再现由奇数级时间限制器22提供的中间符号解码结果作为其输出信号。
如果检测器44表示同信道NTSC干扰强到导致数据限制器22执行数据限制时产生不可纠正的错误，则在大多数时间，控制器28将复用器控制信号的第三状态提供给复用器261。若不是这种情况，则只有当数据同步检测电路18恢复数据字段同步信息DFS和数据段同步信息DSS的时间段上，控制器28将复用器控制信号的第一状态提供给复用器261。其复用器控制信号的第三状态使得复用器261再现作为第二线性组合器262的第二线性组合结果提供的ISI-抑制滤波的符号解码结果作为其输出信号。
图2表示如何根据是否采用了梳状滤波抑制同信道NTSC干扰来修改图1的DTV信号接收机中的均衡过程的流程图。本发明指出基带符号编码中的同信道NTSC干扰的人为信号的存在使均衡滤波器核心系数的计算中引入了误差，除非在计算中采用特殊测量使得人为信号不存在。
在初始步骤S1，图1 DTV信号接收机中的复合解调器14连续地执行数字电视信号的复合解调，以分离出一所接收的I信道基带信号和一所接收的与所接收的I信道基带信号成正交关系的Q信道基带信号。在判定步骤S2，该步骤是由图1 DTV信号接收机中的同信道NTSC干扰检测器44连续执行的，在该步骤确定同信道NTSC干扰的有效量(significant amount)是否伴随着所接收的I信道基带信号。
DTV信号接收机中的同信道NTSC干扰的有效量是在一般噪声接收条件下、使得在格状解码期间产生的错误的数目导致实质超过格状解码后的二维RS解码的纠错能力的水平。在有标准背景噪声的接收情况下，在最后恢复的数据中出现实质的比特数错误。特定设计的DTV信号接收机中同信道NTSC干扰的有效量可以容易地由其典型机的试验确定。
如果在判定步骤S2中被确定无同信道NTSC干扰的有效量伴随着所接收的I信道基带信号，则执行调整数字均衡滤波器的核心权重的步骤S3和对步骤S3均衡滤波器响应结果进行符号解码的后序步骤S4。执行调整核心权重的步骤S3使得数字均衡滤波器提供对I信道基带信号的匹配响应。对均衡滤波器响应进行符号解码的步骤S4产生对符号解码结果进行格状解码的后序步骤S5中使用的符号解码结果以对其中的错误进行纠错。格状解码步骤S5之后是对格状解码结果中错误进行纠错的里德-所罗门解码步骤S6和变形里德-所罗门解码结果的步骤S7。
如果在判定步骤S2中确定有一个同信道NTSC干扰的有效量伴随着所接收的I信道基带信号，则利用一个合适的梳状滤波器，执行对所接收的I信道基带信号进行梳状滤波的步骤S8以产生梳状滤波的I信道基带信号。在步骤S9中，数字均衡滤波器的核心权重被调整，以使级联的数字均衡滤波器和梳状滤波器的响应符合此滤波器级联的理想响应。执行对该滤波器级联的响应进行符号解码的步骤S10，接着执行对符号解码响应进行后编码的步骤S11，以获得用于格状解码步骤S5的纠正的符号解码结果。格状解码步骤S5之后仍是在格状解码结果中纠错的里德-所罗门解码步骤S6和变形里德-所罗门解码结果的步骤S7。
在均衡数字均衡滤波器响应的步骤S3中用于调整数字均衡滤波器核心权重的子方法类似于用于现有技术中的数字均衡滤波器核心权重的调整。调整可以通过计算所接收的数据字段同步代码或其中指定部分的离散付里叶变换(DFT)并用理想数据字段同步代码或其中指定部分的DFT去分割它来进行，以确定DTV传输信道的DFT。DTV传输信道的DFT相对于最大项被归一化以使该信道特征化，且选择数字均衡滤波器的核心权重以补足表征该信道的归一化的DFT。这种调整的方法在如发表于1994年7月19日的标题为“用于电视接收机或录像机的消除重影操作的方法”的美国专利No.5,331,416中被C.B.Patel及其他人更细致地描述。这种方法更适于对数字均衡滤波器的核心权重的初始化调节，因为初始化调节比通过采用自适应均衡更迅速地完成。自适应均衡方法最好适于数字均衡滤波器的核心权重的初始化调节之后。一种进行自适应均衡的功能块LMS(最小均方)方法在发表于1994年7月15日的标题为“用于数字无线接收机、如HDTV接收机的快速更新自适应信道均衡滤波”的美国专利No.5,648,987中被J.Yang及其他人描述。进行自适应的进一步LMS方法在申请于1997年4月4日的申请号为No.08/832,674标题为“动态自适应均衡器系统和方法”的美国专利中被A.L.R.Limberg描述。
步骤S9中，可以利用DFT执行子方法，通过该子方法，数字均衡滤波器的核心权重被调整，以使级联的数字均衡滤波器和梳状滤波器的响应符合此滤波器级联的理想响应。当基于使用数据字段同步(DFS)代码或其规定部分作为训练信号进行快速初始化均衡先于转换到自适应均衡时，DFT尤其有用。计算所接收的DFS代码或其规定部分的离散付里叶变换(DFT)，作为由抑制NTSC人为噪声的梳状滤波器20进行的梳状滤波。此DFT被理想DFS代码或其规定部分分割，从而被梳状滤波，以确定表示DTV传输信道特征的DFT。DTV传输信道的DFT相对于最大项被归一化以使该信道特征化，且数字均衡滤波器的核心权重被选择以补足表征该信道的归一化的DFT。自适应均衡方法适于在数字均衡滤波器的核心权重的初始化调节之后被采用。这种适应性均衡方法不同于那些用于当通过采用梳状滤波器20抑制NTSC人为信号、在可能的有效信号情形的数量被加倍减1、无有效同信道NTSC干扰的人为信号时的方法。
图3所示为一个区别于图1DTV信号接收机的DTV信号接收机，其中基带Q信道信号而不是基带I信道信号应用于同信道NTSC干扰探测器44上作为其输入信号。同信道NTSC干扰探测器44用于探测产生于同信道NTSC干扰基带Q信道信号的人为信号的强度。同信道NTSC干扰探测器44的探测响应对在复合解调器14同步探测器的锁相仍然在建立的期间可能出现于基带Q信道信号的任何直流偏离分量都是不敏感的。所以在计算电路16的均衡滤波的权重因子中，没有在基带信号和梳状滤波基带信号之间的转换。可能出现于DTV信号接收机所获得的DTV信号之后的基带Q信道信号的任何直流偏离分量(如在弱信号接收时由于不良锁相)也都不会影响同信道NTSC干扰探测器44的探测响应。在图3DTV信号接收机中，确定同信道NTSC干扰的有效量是否伴随着所接收的I信道基带信号是从确定同信道NTSC干扰的有效量是否伴随着所接收的Q信道基带信号推断出来。
图4是显示根据是否采用梳状滤波抑制同信道NTSC干扰，如何来修改图3DTV信号接收机的均衡过程。图3DTV信号接收机的图4流程图与图1DTV信号接收机的图2流程图的区别在于确定同信道NTSC干扰的有效量是否伴随着所接收的Q信道基带信号的判定步骤S02取代了确定同信道NTSC干扰的有效量是否伴随着所接收的I信道基带信号的判定步骤S2。
图5是一个方框原理图，显示出图1或图3中采用一种编号(species)为120的NTSC带阻梳状滤波器20和一种编号为126的ISI-抑制梳状滤波器26的DTV信号接收机的一部分的细节。一个减法器1202在NTSC带阻梳状滤波器120中作第一线性组合器，模8加法器1262在ISI-抑制梳状滤波器126中作第二线性组合器。NTSC带阻梳状滤波器120采用一个显示出12个符号出现时间延迟的第一延迟装置1201,ISI-抑制梳状滤波器126采用一个也显示出12个符号出现时间延迟的第二延迟装置1263。由每个延迟装置1201和1263显示的12个符号的延迟接近于模拟电视视频载波的人为信号的一个周期的延迟，该模拟电视载波为模拟电视水平扫描频率fH的59.75倍。该12个符号的延迟接近于模拟电视色度副载波的人为信号的5个周期延迟，该模拟电视色度副载波为fH的287.25倍。12个符号的延迟接近于模拟电视声音载波的人为信号的6个周期延迟，该模拟电视声音载波是fH的345.75倍。这就是减法器1202对由第一延迟装置不同地延迟声音载波、视频载波和接近于色度副载波频率的差值组合的响应趋向于减少同信道干扰的原因。然而，视频信号在其穿过水平扫描线的边沿部分，模拟电视视频信号在这种距离的水平空间方向的关联量是很低的。
一种编号为1261的多路复用器261由一个多路复用器控制信号控制，该信号在被确定同信道NTSC干扰不足以在数据限制器22的输出信号中产生不可纠正的误差情况下多数时间在其第二状态。此多路复用器控制信号在被确定同信道NTSC干扰足以在数据限制器22的输出信号中产生不可纠正的误差情况下多数时间在其第三状态。多路复用器1261被其存在于第三状态的控制信号限制以反馈加法器1262的模8总和结果，由延迟装置1263延迟的12个符号出现时间作为一个被加数给加法器1262。这是一个模积累的过程，在其中一个单一的误差作为一个运行误差传播(propagate)，误差重现于每12个符号出现时间。ISI-抑制梳状滤波器126的ISI-抑制滤波的符号解码结果中的运行误差被置于其每个数据段开始处4个符号出现时间的第一状态以及在包括数据字段同步(DFS)代码的每个数据段的全部期间的多路复用器1261消减。当这个控制信号在其第一状态，多路复用器1261再现其输出信号为由控制器28中的存储器提供的理想的符号解码结果。将理想符号解码结果引入多路复用器1261的输出信号可终止任意运行误差。由于每个数据段有4+69(12)个符号，理想符号解码结果在每个数据段的位相上滑(slip)回4个符号出现时间(epoch)，所以没有运行误差可以持续超过3个数据段。
图6是一个方框原理图，显示出图1或图3中采用一种编号为220的NTSC带阻梳状滤波器20和一种编号为226的ISI-抑制梳状滤波器26的DTV信号接收机的一部分的细节。NTSC带阻梳状滤波器220采用一个显示出6个符号出现时间延迟的第一延迟装置2201,ISI-抑制梳状滤波器226采用一个也显示出6个符号出现时间延迟的第二延迟装置2263。由每个延迟装置2201和2263显示的6个符号的延迟接近59.75倍于模拟电视水平扫描频率fH的模拟电视视频载波的人为信号的0.5个周期延迟。该6个符号延迟接近于287.25倍于fH的模拟电视色度副载波的人为信号的2.5个周期。并且该6个符号延迟接近于345.75倍于fH的模拟电视音频载波的人为信号的3个周期。一个加法器2202在NTSC带阻梳状滤波器220中作第一线性组合器，模8减法器2262在ISI-抑制梳状滤波器226中作第二线性组合器。由延迟装置2201和2263显示的延迟短于延迟装置1201和1263显示的延迟。所以由加法器2202累积组合的信号中的有益逆相关比由减法器1202差值组合的信号中的有益相关更有可能得到。由模拟TV信号视频载波和色度子载波附近频率转换的人为信号被在NTSC带阻梳状滤波器220响应中比在NTSC带阻梳状滤波器120响应中在更宽的抑制频带上陷波滤波。该NTSC声音载波人为信号被NTSC带阻梳状滤波器120陷波滤波，但是NTSC带阻梳状滤波器220不对NTSC声音载波人为信号陷波滤波。然而，如果一个同信道干扰模拟电视信号的声音载波已被SAW滤波或IF放大器链12中的声音陷波抑制，则梳状滤波器220的不良声音抑制将不是问题。在采用图6的NTSC带阻梳状滤波器220而不是图5的NTSC带阻梳状滤波器120期间的同步尖端(tip)的响应减小，所以实质上在格状解码和里德-所罗门编码中降低了克服纠错的能力。
一种编号为2261的多路复用器261由一个多路复用器控制信号控制，该信号在被确定同信道NTSC干扰不足以在数据限制器22的输出信号中产生不可纠正的误差情况下多数时间在其第二状态，在被确定同信道NTSC干扰足以在数据限制器22的输出信号中产生不可纠正的误差情况下多数时间在其第三状态。多路复用器2261被其存在于第三状态的控制信号限制以反馈加法器2262的模8总和结果，由延迟装置2263延迟的6个符号出现时间作为一个被加数给加法器2262。这是一个模积累的过程，在其中一单一的误差作为一个运行误差传播，误差每6个符号出现时间重现。ISI-抑制梳状滤波器226的ISI-抑制滤波的符号解码结果中的运行误差被处于每个数据段开始处第一状态4个符号出现时间以及在包括数据字段同步(DFS)的每个数据段的全部期间的多路复用器2261终止。当多路复用器2261的控制信号在第一状态，多路复用器2261再现由控制器28中的存储器提供的理想的符号解码结果作为其输出信号。理想符号解码结果引入多路复用器2261的输出信号使得减少一个运行误差。由于每个数据段有4+138(6)个符号，理想符号解码结果在每个数据段的位相上滑回4个符号出现时间，所以没有运行误差可以持续超过2个数据段。ISI-抑制梳状滤波器226中运行误差持续的时间实际上比ISI-抑制梳状滤波器126中的小，尽管运行误差重现地更频繁且影响两倍于12交织的格状编码。
图7是一个方框原理图，显示出图1或图3中采用一种编号为320的NTSC带阻梳状滤波器20和一种编号为326的ISI-抑制梳状滤波器26的DTV信号接收机的一部分的细节。NTSC带阻梳状滤波器320采用一个第一延迟装置3201，其显示出1368个符号出现时间延迟、该延迟实际上等于模拟电视信号的两条水平扫描线的出现时间，ISI-抑制梳状滤波器326采用一个也显示出1368个符号出现时间延迟的第二延迟装置3263。NTSC带阻梳状滤波器320中的第一线性组合器是一个减法器3202,ISI-抑制梳状滤波器326中的第二线性组合器是模8加法器3262。
一种编号为3261的多路复用器261由一个多路复用器控制信号控制，该信号在被确定同信道NTSC干扰不足以在数据限制器22的输出信号中产生不可纠正的误差情况下多数时间在其第二状态。该多路复用器控制信号控制在被确定同信道NTSC干扰足以在数据限制器22的输出信号中产生不可纠正的误差情况下多数时间在其第三状态。DTV信号接收机最好包括用于探测同信道NTSC干扰中的交替扫描线变化的电路，以使得在这种情况下控制器28可以拒绝提供多路复用器3261控制信号的第三状态。
多路复用器3261被其存在于第三状态的控制信号限制以反馈加法器3262的模8总和结果，由延迟装置3263延迟的1368个符号出现时间作为一个被加数给加法器3262。这是一个模积累的过程，在该过程中一个单一的误差作为一个运行误差传播，误差每1368个符号出现时间重现。这种符号编码间隔比里德-所罗门编码的一个单一数据块的长度长，所以一个单一误差在里德-所罗门解码中易于被纠正。ISI-抑制梳状滤波器326的ISI-抑制滤波的符号解码结果中的运行误差被在包括字段同步的每个数据段的全部期间以及在每个数据段开始处4个符号出现时间、置于其第一状态的多路复用器3261终止。当这个控制信号在其第一状态，多路复用器3261再现由控制器28中的存储器提供的理想的符号解码结果作为其输出信号。将理想符号解码结果引入多路复用器3261的输出信号减少任意运行误差。一个NTSC视频场(field)的16.67毫秒的持续时间显示出相对于DTV数据字段(field)的24.19毫秒的持续时间的相位滑动(slippage)，所以包括字段同步的DTV数据段最终扫描整个NTSC帧光栅。NTSC帧光栅中525线的每一条包括684个符号出现时间，总共有359,100个符号出现时间。这稍微少于在一个包括字段同步的DTV数据段中的832个符号出现时间的432倍个符号出现时间。所以可以有充分的理由推测持续时间长于432个数据字段的运行误差将被在包括字段同步的DTV数据段期间内再现理想符号解码结果的多路复用器3261消除。由于可以得到理想符号解码结果的起始代码组，数据段和NTSC视频扫描线之间也有相位滑动。可以估计359,100个符号出现时间(在一个代码起始组中的4个符号出现时间的89,775倍)可以在89,775连续数据段期间被扫描。由于每个DTV数据字段中有313个数据段，那么可以有充分的理由认为持续时间长于287个数据字段的运行误差将被在编码起始组期间再现理想符号解码结果的多路复用器3261终止。两个运行误差的抑制源彼此合理地独立，所以持续时间长于200的运行误差或同样的数据字段是很不相同的。而且，如果当运行误差出现时同信道NTSC干扰在某一时刻降低，为了限制用于再现数据限制器22的响应作为其输出信号的多路复用器3261，误差可以比其它情况较早纠正。
图7 NTSC带阻梳状滤波器320可以良好地抑制在模拟电视水平同步脉冲的响应中产生的解调的人为信号和在模拟电视垂直同步脉冲以及均衡脉冲的响应中产生的很多解调的人为信号。这种人为信号是高能量的同信道干扰。在两条扫描线期间的模拟电视信号的视频内容中，除了在扫描线到扫描线变化之处，NTSC带阻梳状滤波器320还提供适宜的不考虑其色彩的视频内容的抑制。如果它没有被符号同步和均衡电路中的跟踪抑制滤波器抑制，模拟电视信号的FM声音载波的抑制是适宜的。大多数模拟电视色彩突发的人为信号也在NTSC带阻梳状滤波器320响应中被抑制。而且，由NTSC带阻梳状滤波器320提供的滤波与建立在格状解码过程中的NTSC干扰抑制是成“正交”的。
图8是一个方框原理图，显示出图1或图3中采用一种编号为420的NTSC带阻梳状滤波器20和一种编号为426的ISI-抑制梳状滤波器26的DTV信号接收机的一部分的细节。NTSC带阻梳状滤波器420采用一个显示出一个179,208个符号出现时间延迟的第一延迟装置4201。该延迟实际上等于模拟电视信号的262条水平扫描线的时间，且ISI-抑制梳状滤波器426采用一个也显示出这种延迟的第二延迟装置4261。一个减法器4202在NTSC带阻梳状滤波器420中作第一线性组合器，模8加法器4262在ISI-抑制梳状滤波器426中作第二线性组合器。
一种编号为4261的多路复用器261由一个多路复用器控制信号控制，该信号在被确定同信道NTSC干扰不足以在数据限制器22的输出信号中产生不可纠正的误差情况下多数时间在其第二状态。该多路复用器控制信号控制在被确定同信道NTSC干扰足以在数据限制器22的输出信号中产生不可纠正的误差情况下多数时间在其第三状态。DTV信号接收机最好包括用于探测同信道NTSC干扰中的场到场(field-field)变化的电路，以使得在这种情况下控制器28可以抑制提供多路复用器4261控制信号的第三状态。
多路复用器4261被其存在于第三状态的控制信号限制以反馈加法器4262的模8总和结果，由延迟装置4263延迟的179,208个符号出现时间作为一个被加数给加法器4262。这是一个模积累的过程，在其中一个单一的误差作为一个运行误差扩散，误差每179,208个符号出现时间重现。这种符号编码间隔(span)比里德-所罗门编码的一个单一数据块的长度长，所以一个单一误差在里德-所罗门解码中易于被纠正。ISI-抑制梳状滤波器426的ISI-抑制滤波的符号解码结果中的运行误差被在包括字段同步的每个数据段的全部期间及每个数据段开始处4个符号出现时间置于其第一状态的多路复用器4261减少。当这个控制信号在其第一状态，多路复用器4261再现由控制器28中的存储器提供的该理想的符号解码结果作为其输出信号。将理想符号解码结果引入多路复用器4261的输出信号终止任意运行误差。消除多路复用器4261输出信号中的运行误差所需的数据字段的最大数值与消除多路复用器3261输出信号中的运行误差所需的大抵相同。然而，在那段时间中误差重现的次数以因子131削减。
图8NTSC带阻梳状滤波器420抑制在模拟电视垂直同步脉冲和均衡脉冲的响应中产生的多数解调人为信号，以及抑制在模拟电视水平同步脉冲的响应中产生的全部解调人为信号。这种人为信号是高能量的同信道干扰。而且，NTSC带阻梳状滤波器420抑制产生于在场到场或线到线间不变化的模拟电视信号的视频内容的人为信号，消除静止的花纹而不考虑它们的水平空间频率或色彩。大多数模拟电视色彩突发的人为信号也在NTSC带阻梳状滤波器420响应中被抑制。
图9是一个方框原理图，显示出图1或图3中采用一种编号为520的NTSC带阻梳状滤波器20和一种编号为526的ISI-抑制梳状滤波器26的DTV信号接收机的一部分的细节。NTSC带阻梳状滤波器520采用一个显示出718,200个符号出现时间延迟、该延迟实际上等于模拟电视信号的2帧时段的第一延迟装置5201,ISI-抑制梳状滤波器526采用一个也显示出这种延迟的第二延迟装置5263。一个减法器5202在NTSC带阻梳状滤波器520中作第一线性组合器，模8加法器5262在ISI-抑制梳状滤波器526中作第二线性组合器。
一种编号为5261的多路复用器261由一个多路复用器控制信号控制，该信号在被确定同信道NTSC干扰不足以在数据限制器22的输出信号中产生不可纠正的误差情况下的多数时间在其第二状态。该多路复用器控制信号控制在被确定同信道NTSC干扰足以在数据限制器22的输出信号中产生不可纠正的误差情况下的多数时间在其第三状态。DTV信号接收机最好包括用于探测同信道NTSC干扰中的交替(alternate)帧间转换变化的电路，以使得在这种情况下控制器28可以抑制提供多路复用器5261控制信号的第三状态。
多路复用器5261被其存在于第三状态的控制信号限制以反馈加法器5262的模8总和结果，由延迟装置5263延迟的718,200个符号出现时间作为一个被加数给加法器5262。这是一个模积累的过程，在其中一个单一的误差作为一个运行误差传播，误差每718,200个符号出现时间重现。这种符号编码间隔比里德-所罗门编码的一个单一数据块的长度长，所以一个单一误差在里德-所罗门解码中易于被纠正。ISI-抑制梳状滤波器526的ISI-抑制滤波的符号解码结果中的运行误差被在包括字段同步的每个数据段的全部期间及每个数据段开始处4个符号出现时间置于其第一状态的多路复用器5261减少。当这个控制信号在其第一状态，多路复用器5261再现由控制器28中的存储器提供的理想的符号解码结果作为其输出信号。理想符号解码结果引入多路复用器5261的输出信号终止任意运行误差。消除多路复用器5261输出信号中的运行误差所需的数据字段的最大数值与消除多路复用器3261输出信号中的运行误差所需的大抵相同。然而，在那段时间中误差重现的次数以因子525削减。
图9NTSC带阻梳状滤波器520抑制在模拟电视垂直同步脉冲和均衡脉冲的响应中产生的所有解调人为信号，及抑制在模拟电视水平同步脉冲的响应中产生的全部解调人为信号。这种人为信号是高能量的同信道干扰。而且，NTSC带阻梳状滤波器520抑制产生于在两帧间不变化的模拟电视信号的视频内容的人为信号，消除静止的花纹而不考虑它们的空间频率或色彩。所有模拟电视色彩突发的人为信号也在NTSC带阻梳状滤波器520响应中被抑制。
图10所示为包含在图1和图3中的DTV电视接收机的同信道NTSC干扰探测器44的一般形式。节点440接收到探测器44的输入信号，该输入信号可以是由图1 DTV信号接收机或由图3 DTV信号接收机的符号同步电路16分别提供的均衡的I信道基带信号或均衡的Q信道基带信号。该输入信号可以是由改进后的图1 DTV信号接收机或由改进后的图3DTV信号接收机的复合解调器14提供的未均衡的I信道基带信号或未均衡的Q信道基带信号。在一个NTSC带阻梳状滤波器内的探测器44中，第三延迟装置441将提供给节点440的输入信号进行差别的延迟以产生数字减法器442的减数和被减数输入信号，从减法器442输出的差信号是一个NTSC带阻梳状滤波器响应R，其中的产生于所述同信道干扰模拟电视信号的同步探测的人为信号被抑制。在探测器44中，一个NTSC选择梳状滤波器内，第四延迟装置443将提供给节点440的输入信号进行差别的延迟以产生数字减法器442的减数和被减数输入信号，从减法器444输出的差信号是一个NTSC选择梳状滤波器响应S，其中的产生于所述同信道干扰模拟电视信号的同步探测的人为信号被加强。产生于导频信号的同步探测的系统特性的一个直流项在NTSC带阻梳状滤波器响应R和NTSC选择梳状滤波器响应S中都被抑制。
来自减法器442的NTSC选择梳状滤波器响应R的幅度被幅度探测器445探测，来自减法器444的NTSC带阻梳状滤波器响应S的幅度被幅度探测器446探测，幅度探测器445和446幅度探测的结果由幅度比较器447进行比较以输出一个输出位，表示幅度探测器446的响应是否实际上超过幅度探测器445的响应。该输出位用于在多路复用器261操作的第二和第三状态之间进行选择。例如，来自幅度比较器447的该输出位可以是控制器28在图1或图3的ISI-抑制梳状滤波器26中提供给多路复用器261的两个控制位中的一个，另一个控制位表示控制器28提供的信号在多路复用器261的响应中是否被再现。
通过例子的方式，幅度探测器445和446可以是具有等于几个数据采样间隔的时间常数的包络(envelope)探测器，从而使得它们输入信号的数据组成部分中的差异趋向于达到平衡的低值(假定这些数据分量为随机值)。在伴随减法器442和444的差值输出信号的随机噪声中的幅度差异也趋向于达到平均的零值。相应地，当幅度比较器447表示幅度探测器445和446的幅度探测响应差大于一个规定的量时，就表明在提供给节点440的基带信号中，任何同信道干扰模拟电视信号的人为信号高于一个有效水平。该有效的水平对应于应用于奇数级数据限制器22的均衡的I信道基带信号的有效水平。只要同信道干扰模拟电视信号的人为信号被保持在该有效水平之下，通过对I信道基带信号进行简单数据限制所得的符号解码中的误差可被格状和里德-所罗门纠错编码纠正。
同信道NTSC干扰的人为信号在来自减法器442的梳状滤波器响应R中被抑制，而同信道NTSC干扰的人为信号在来自减法器444的梳状滤波器响应S中被选择。当梳状滤波器响应S的幅度实际上大于梳状滤波器向应R的幅度时，这种差异可以认为是由节点440处的同信道NTSC干扰的人为信号存在导致的。这种情况下由幅度比较器447提供的输出位使多路复用器261在其第二状态不可操作，因此不选择由奇数级数据限制器22产生的临时符号解码作为多路复用器261的最后符号解码结果。
当梳状滤波器响应S的幅度实际上不大于梳状滤波器响应R的幅度时，这种没有差异可以被认为表明在节点440的信号中不存在同信道NTSC干扰的人为信号。这种情况下由幅度比较器447提供的输出位使多路复用器261在其第三状态不可操作，因此不选择由第二线性组合器262产生的ISI-抑制滤波的符号解码结果作为多路复用器261的最后符号解码结果。
在图11至图14的同信道NTSC干扰探测器44的优选实施例中，6个符号延迟装置1443被用作第四延时装置443。
图11所示为一种编号为144的图10同信道NTSC干扰探测器44，其特别适宜用于图5的符号解码装置。第三延迟装置1441在梳状滤波器中的减法器442的减数和被减数输入信号间提供12个符号的差别延时，该梳状滤波器用于抑制伴随着提供给节点440的基带信号的同信道NTSC干扰人为信号。这些人为信号产生于频率近于视频载波、色彩副载波和声音载波频率的模拟电视信号分量。在本发明的某一优先实施例中的第三延迟装置1441被选为延迟稍长或稍短于NTSC水平扫描线的延迟时间，以抑制产生于频率近于视频载波和色彩副载波的模拟电视信号分量的同信道NTSC干扰的人为信号。
图12所示为一种编号为344的图10同信道NTSC干扰探测器44，其特别适宜用于图7的符号解码装置。在该同信道NTSC干扰探测器344中，NTSC带阻梳状滤波器的1368个符号的第三延迟装置3441提供2条视频线延迟时间的差别延迟以抑制同信道NTSC干扰的人为信号。
图13所示为一种编号为444的图10同信道NTSC干扰探测器44，其特别适宜用于图8的符号解码装置。在该同信道NTSC干扰探测器444中，NTSC带阻梳状滤波器的179,208个符号的第三延迟装置4441提供262条视频线延迟时间的差别延迟以抑制同信道NTSC干扰的人为信号。
图14所示为一种编号为544的图10同信道NTSC干扰探测器44，其特别适宜用于图9的符号解码装置。在该同信道NTSC干扰探测器544中，提供2个视频帧延迟时间的差别延迟的718,200个符号的延迟装置5441作为用于抑制同信道NTSC干扰的人为信号的NTSC选择梳状滤波器的第三延迟装置。
图15所示为某种编号为044的图10同信道NTSC干扰探测器44如何能够共享编号为020的NTSC带阻梳状滤波器20中作为第一延迟部分的第四延迟4431。第一延迟的余下部分0201与第四延迟部分4431连接以将不同的延迟输入信号提供给节点440，从而产生数字减法器0202的减数和被减数输入信号。减法器0202作为NTSC带阻梳状滤波器020的第一线性组合器。减法器0202的差值输出信号作为幅度探测器445的输入信号提供给其NTSC带阻梳状滤波器响应，此外还将NTSC带阻梳状滤波器响应作为输入信号提供给偶数级数据限制器24。第三延迟441由还提供NTSC带阻梳状滤波器020的第一延迟的级连元件4431和0201来提供；减法器442由NTSC带阻梳状滤波器020中的减法器0262提供。因此，在图15中，元件441和442被包括在NTSC带阻梳状滤波器020中，且不是以分离的方式出现。由NTSC带阻梳状滤波器020引入的符号内部干扰被编号为026的ISI抑制梳状滤波器26抑制，该ISI抑制梳状滤波器26使用模8数字加法器0262作为第二线性组合器。
图16所示为包含在图1和图3中的DTV电视接收机的同信道NTSC干扰探测器46的另一一般形式。节点460接收到同信道干扰探测器44的输入信号，该输入信号可以是由图1DTV信号接收机或由图3DTV信号接收机的符号同步电路16分别提供的均衡的I信道基带信号或Q信道基带信号。该输入信号也可以是由改进后的图1DTV信号接收机或由改进后的图3DTV信号接收机的复合解调器14提供的未均衡的I信道基带信号或未均衡的Q信道基带信号。在一个NTSC带阻梳状滤波器内的探测器46中，第五延迟装置461将提供给节点440的输入信号进行差别的延迟以产生数字加法器462的加数输入信号，从加法器462输出的和信号是一个NTSC带阻梳状滤波器响应R，其中的产生于所述同信道干扰模拟电视信号的同步探测的人为信号被抑制。在探测器46中，一个NTSC选择梳状滤波器内，第六延迟装置463将提供给节点460的输入信号进行差别的延迟以产生数字加法器464的加数输入信号，从加法器464输出的和信号是一个NTSC选择梳状滤波器响应S，其中的产生于所述同信道干扰模拟电视信号的同步探测的人为信号被加强。在同信道干扰探测器46中，产生于导频信号的同步探测的系统特性的直流项在NTSC带阻梳状滤波器响应R和NTSC选择梳状滤波器响应S中都被加强，而不象在同信道干扰探测器44中那样都被抑制。
来自加法器462的NTSC选择梳状滤波器响应R的幅度被幅度探测器465探测，来自加法器464的NTSC带阻梳状滤波器响应S的幅度被幅度探测器466探测，幅度探测器465和466幅度探测的结果由幅度比较器467进行比较以传输一个输出位，该输出位表示幅度探测器466的响应是否实际上超过幅度探测器465的响应。该输出位用于在多路复用器261操作的第二和第三状态之间进行选择。例如，来自幅度比较器467的该输出位可以是控制器28在图1或图3的ISI-抑制梳状滤波器26中提供给多路复用器261的两个控制位中的一个。另一个控制位表示控制器28提供的信号在多路复用器261的响应中是否被再现。
通过例子的方式，幅度探测器465和466可以是具有等于几个数据采样间隔的时间常数的包络(envelope)探测器，从而使得它们输入信号的数据组成部分中的差异趋向于达到平衡的低值(假定这些数据分量为随机值)。在伴随加法器462和464的和输出信号的随机噪声和直流项中的幅度差异也趋向于达到平均的零值。相应地，当幅度比较器467表示幅度探测器465和466的幅度探测响应差大于一个规定的量时，就表明在提供给节点460的基带信号中，任何同信道干扰模拟电视信号的人为信号高于一个有效水平。该有效的水平对应于应用于奇数级数据限制器22的均衡的I信道基带信号的有效水平。只要同信道干扰模拟电视信号的人为信号被保持在该有效水平之下，通过对I信道基带信号进行简单数据限制所得的符号解码中的误差可被格状和里德-所罗门纠错编码纠正。
同信道NTSC干扰的人为信号在来自加法器462的梳状滤波器响应R中被抑制，且同信道NTSC干扰的人为信号在来自加法器464的梳状滤波器响应S中被选择。当梳状滤波器响应S的幅度实际上大于梳状滤波器响应R的幅度时，这种差异可以认为是由节点460处的同信道NTSC干扰的人为信号的存在导致的。这种情况下由幅度比较器467提供的输出位使多路复用器261在其第二状态不可操作，因此不选择由奇数级数据限制器22产生的临时符号解码作为多路复用器261的最后符号解码结果。
当梳状滤波器响应S的幅度实际上不大于梳状滤波器响应R的幅度时，这种没有差异可以被认为表明在节点460的信号中不存在同信道NTSC干扰的人为信号。这种情况下由幅度比较器467提供的输出位使多路复用器261在其第三状态不可操作，因此不选择由第二线性组合器262产生的ISI-抑制滤波的符号解码结果作为多路复用器261的最后符号解码结果。
图17所示为一种编号为244的图106同信道NTSC干扰探测器46，其特别适宜用于图6的符号解码装置。第五延迟装置2461在梳状滤波器中的加法器462的和输入信号间提供6个符号的差值延时，该梳状滤波器用于抑制伴随着提供给节点460的基带信号的同信道NTSC干扰人为信号。这些人为信号产生于频率近于视频载波、色彩副载波的模拟电视信号分量。第六延迟装置2463在梳状滤波器中的加法器464的和输入信号间提供12个符号的差值延时，该梳状滤波器用于加强伴随着提供给节点460的基带信号的产生于频率近于视频载波、色彩副载波的同信道NTSC干扰人为信号。
图18所示为至此描述的图1DTV信号接收机的按照本发明进一步改进的构造，从而可以利用多个并行工作的偶数级数据限制器A24、B24和C24，每一个偶数级数据限制器前面对应一个NTSC带阻梳状滤波器，后面对应连接一个ISI-抑制梳状滤波器。偶数级数据限制器A24将第一类型的NTSC带阻滤波器A20的响应转换成用于第一类型的ISI-抑制梳状滤波器A26的第一预编码符号解码结果。偶数级数据限制器B24将第二类型的NTSC带阻滤波器B20的响应转换成用于第二类型的ISI-抑制梳状滤波器B26的第二预编码符号解码结果。偶数级数据限制器C24将第三类型的NTSC带阻滤波器C20的响应转换成用于第三类型的ISI-抑制梳状滤波器C26的第三预编码符号解码结果。奇数级数据限制器22提供临时的符号解码结果给ISI-抑制梳状滤波器A26、B26和C26。图18组成部分的标识数字中的前缀A、B和C是在与当接收机部分采用如图6、7、8和9中所示的那些时的那些整数2、3、4和5分别对应的不同的整数。
第一类型的同信道干扰探测器A44从Q信道信号确定第一类型的NTSC带阻滤波器A20从当前均衡的I信道信号中的模拟电视信号中降低同信道干扰效果如何。第二类型的同信道干扰探测器B44从Q信道信号确定第二类型的NTSC带阻滤波器B20从当前均衡的I信道信号中的模拟电视信号中降低同信道干扰效果如何。第三类型的同信道干扰探测器C44从Q信道信号确定第三类型的NTSC带阻滤波器C20从当前均衡的I信道信号中的模拟电视信号中降低同信道干扰效果如何。Q信道信号中的导频信号的抑制利于同信道干扰探测器A44、B44和C44提供NTSC带阻梳状滤波器A20、B20和C20的相对效率的显示。
符号解码选择电路90产生一个应用到数据汇编器30的正确的符号解码的最佳估算。这个最佳估算是通过从控制器28的理想符号解码结果中、从奇数级数据限制器22的临时符号解码结果中和从ISI-抑制梳状滤波器A26、B26和C26的ISI-抑制滤波的符号解码结果中选择产生的。符号解码选择电路90响应来自同信道干扰探测器A44、B44和C44的效率指示，以用公式表示该最佳估算，除非控制器28给符号解码选择电路90提供进一步的符号选择信息。由控制器28提供的进一步的符号选择信息，包括何时同步编码产生的指示、哪一个指示使得根据来自控制器28的理想符号解码结果作出该最佳估算(estimate)。符号解码结果的该最佳估算用于纠正图18DTV信号接收机的优先实施例中匹配梳状滤波器A26、B26、C26中的累加过程。
如果同信道干扰探测器A44、B44和C44都指示在除了当同步码出现时以外的时间段上，没有来自同信道NTSC干扰的实质的人为信号，则符号解码选择电路90选择来自奇数级实际限制器22的临时符号解码结果作为正确的符号解码结果的最佳估算。这使约翰逊(Johnson)噪声对符号解码的影响减至最小。
如果同信道干扰探测器A44、B44和C44至少有一个指示在除了当同步码出现时以外的时间段上，有来自同信道NTSC干扰的实质的人为信号，则符号解码选择电路90选择来自ISI-抑制梳状滤波器A26、B26和C26的ISI-抑制滤波的符号解码结果，ISI-抑制梳状滤波器分别位于由同信道干扰探测器A44、B44和C44确定的最佳地抑制来自同信道NTSC干扰的人为信号的NTSC带阻梳状滤波器A20、B20和C20的后面。
产生于响应模拟电视同步脉冲、均衡脉冲和色彩突发中的高能量的解调人为信号当NTSC带阻梳状滤波器A20叠加地组合交替的视频帧时都被抑制。而且，产生于在两帧之间不变化的模拟电视信号视频内容的人为信号被抑制，消除静止的图案而不考虑它们的空间频率和色彩。图18的同信道干扰探测器A44与图9的符号解码电路一同使用。
抑制解调的人为信号的其余问题主要是考虑抑制那些产生于模拟电视信号光栅中某些象素位置帧与帧差异的人为信号。这些解调的人为信号可以通过帧内滤波技术被抑制。可以通过根据水平方向的相关，选择NTSC带阻梳状滤波器B20和ISI-抑制梳状滤波器B26电路，来抑制剩余解调人为误差，并且通过根据垂直方向的相关，选择NTSC带阻梳状滤波器C20和ISI-抑制梳状滤波器C26电路以抑制剩余解调人为误差。考虑这样的设计决定如何能被进一步完善。
假定一个同信道干扰模拟电视信号的声音载波被IF放大器链12中的SAW滤波或一个声音陷波抑制。那么NTSC带阻梳状滤波器B20和ISI-抑制梳状滤波器B26电路最好选择类似图6中的NTSC带阻梳状滤波器220和ISI-抑制梳状滤波器226电路类型。这是因为视频组成部分之间的逆相关彼此之间相隔只有6个符号出现时间(通常优于视频组成部分之间的相关联彼此之间相隔12个符号出现时间)。图11的同信道干扰探测器B44与图6符号解码电路一同使用。
NTSC带阻梳状滤波器C20和ISI-抑制梳状滤波器C26电路的最佳选择是不太直接的。同信道干扰NTSC信号是场交织。所以必须作出选择是否将NTSC带阻梳状滤波器C20中当前扫描线与同一场中暂时较近的扫描线或前一场中空间较近的线进行组合。选择同一场中临时较近的扫描线通常是较好选择，由于场间的陡然切换不太可能被梳状滤波器C20破坏NTSC抑制。用这种选择，NTSC带阻梳状滤波器C20和ISI-抑制梳状滤波器C26电路类似图7中的NTSC带阻梳状滤波器320和ISI-抑制梳状滤波器326电路类型。图12的同信道干扰探测器C44与图7符号解码电路一同使用。
另一种选择是，NTSC带阻梳状滤波器C20和ISI-抑制梳状滤波器C26电路类似图8中的NTSC带阻梳状滤波器420和ISI-抑制梳状滤波器426电路类型。图13的同信道干扰探测器C44与图8符号解码电路一同使用。
图19所示为图18DTV信号接收机的改进，其中的同信道干扰探测器A44、B44和C44探测Q信道基带DTV信号中的同信道NTSC干扰的人为信号的存在，而不是探测I信道基带DTV信号中的同信道NTSC干扰的人为信号的存在。探测I信道基带DTV信号中的同信道NTSC干扰的人为信号的存在，如同图18DTV信号接收机中所作的，最好使同信道干扰探测器A44、B44和C44与NTSC带阻梳状滤波器A20、B20和C20共享延迟部分。
DTV接收机设计领域中的技术人员，根据上述公开的内容可以设计出本发明的其它实施方案，但均包括在随后的权利要求书所述范围内。例如，在本发明实施例中还使用其它形式的ISI抑制滤波器，其它形式的ISI抑制滤波器在于1992年2月11日授予Citta和Sgrignoli的题为“可降低NTSC同信道干扰的VSB HDTV传输系统”的美国专利号为5,087,975的发明中公开。
权利要求
1．一种数字电视信号的数字电视信号接收机，该数字电视信号是作为一个载波的残留边带调幅信号被接收的，并且该数字电视信号时常易于伴随有不合乎要求的强度的同信道干扰模拟电视信号，所述的数字电视信号接收机包括放大电路，用于提供放大的残留边带调幅的数字电视信号；解调电路，其响应所述的放大的残留边带调幅的数字电视信号，以提供至少一个基带信号；对一I-信道基带信号进行符号解码以产生符号解码结果的符号解码装置，被连接的所述符号解码装置，从所述的解调电路接收一个作为输入信号的I信道基带信号，所述符号解码装置包括一可选择运行的滤波器，用于抑制伴随着要被符号解码的I信道基带信号的任意同信道干扰模拟电视信号的人为信号，当且仅当符号解码装置接收到一指示有同信道NTSC干扰的有效量存在的信号时，所述滤波器才运行；误差校正电路，用于校正来自符号解码装置的符号解码结果中的误差；一个被连接的同信道干扰探测器，从所述的解调电路接收一进一步(further)的基带输入信号，所述的同信道干扰探测器是一种对它所接收的输入信号中的基带信号的系统函数的直流项不敏感的类型的探测器，其包括一个第一梳状滤波器，将所述的进一步的基带输入信号与其自身经过第一差别延迟量(first amount of differential delay)延迟的信号组合以产生第一梳状滤波器响应，其中从所述同信道干扰模拟电视信号的同步探测产生的人为信号被抑制；一个第二梳状滤波器，将所述的进一步的基带输入信号与其自身经过第二差别延迟量(second amount of differential delay)延迟的信号组合以产生第二梳状滤波器响应，其中从所述同信道干扰模拟电视信号的同步探测产生的人为信号被加强，且其中从所述载波的同步探测产生的系统特征的直流项类似于其在所述第一梳状滤波器响应中的情况；一个第一幅度探测器，用于探测所述的第一梳状滤波器响应的幅度，以产生第一幅度探测响应；一个第二幅度探测器，用于探测所述的第二梳状滤波器响应的幅度，以产生第二幅度探测响应；以及幅度比较器，用于比较所述的第一和第二幅度探测响应，并当且仅当所述的第一和第二幅度探测响应的差值超过一个规定量时，提供所述表明有所述同信道干扰有效量存在的信号。
2．权利要求1的数字电视信号接收机，其中所述解调电路包括一个响应所述的放大的残留边带调幅数字电视信号的复合解调器，用于提供应用在所述符号解码装置中作为其输入信号的I信道基带信号，并用于提供包括进一步任何同信道干扰模拟电视信号的人为信号的Q信道基带信号。
3．权利要求2的数字电视信号接收机，其中所述的来自复合解调器的Q信道基带信号被用于将所述进一步基带信号施加到同信道干扰探测器中作为其输入信号。
4．权利要求2的数字电视信号接收机，其中所述的来自复合解调器的I信道基带信号被用于将所述进一步基带信号施加到同信道干扰探测器中作为其输入信号。
5．权利要求1的数字电视信号接收机，其中所述第一梳状滤波器是一种将所述进一步基带输入信号与其自身经过所述第一差别延迟量延迟的信号差值地组合以产生所述第一梳状滤波器响应的梳状滤波器，并且其中所述第二梳状滤波器是一种将所述进一步基带输入信号与其自身经过所述第二差别延迟量延迟的信号差值地组合以产生所述第二梳状滤波器响应的梳状滤波器。
6．权利要求5的数字电视信号接收机，其中所述第二差别延迟量为6个符号出现时间。
7．权利要求6的数字电视信号接收机，其中所述第一差别延迟量为12个符号出现时间。
8．权利要求6的数字电视信号接收机，其中所述第一差别延迟量为1368个符号出现时间或2条NTSC视频扫描线的持续时间。
9．权利要求6的数字电视信号接收机，其中所述第一差别延迟量为179,208个符号出现时间或262条NTSC视频扫描线的持续时间。
10．权利要求6的数字电视信号接收机，其中所述第一差别延迟量为718,200个符号出现时间或2个NTSC视频帧的持续时间。
11．权利要求1的数字电视信号接收机，其中所述第一梳状滤波器是一种将所述进一步基带输入信号与其自身经过所述第一差别延迟量延迟的信号累积地组合以产生所述第一梳状滤波器响应的梳状滤波器，并且其中所述第二梳状滤波器是一种将所述进一步基带输入信号与其自身经过所述第二差别延迟量延迟的信号累积地组合以产生所述第二梳状滤波器响应的梳状滤波器。
12．权利要求11的数字电视信号接收机，其中所述第一差别延迟量为6个符号出现时间。
13．权利要求12的数字电视信号接收机，其中所述第二差别延迟量为12个符号出现时间。
14．一种数字电视信号的数字电视信号接收机，该数字电视信号是作为一个载波的残留边带调幅信号被接收的，并且该数字电视信号时常易于伴随有不合乎要求的强度的同信道干扰模拟电视信号，所说的数字电视信号接收机包括放大电路，用于提供放大的残留边带调幅的数字电视信号；解调电路，其响应所述的放大的残留边带调幅的数字电视信号，以提供至少一个基带信号；被连接的符号解码装置，其从所述的解调电路接收作为一个输入信号的I信道基带信号，该I信道基带信号包括任何同信道干扰模拟电视信号的人为信号；被包括在所述符号解码装置中的第一数据限制器，用于对所述的I信道基带信号进行符号解码以产生第一符号解码结果；包括在所述符号解码装置中的第一梳状滤波器，用于将所述I信道基带信号与其自身经过第一差别延迟量延迟的信号结合以产生第一梳状滤波器响应，其中从所述同信道干扰模拟电视信号的同步探测产生的人为信号被抑制；包括在所述符号解码装置中的第二数据限制器，用于在第二时期(times)对所述第一梳状滤波器响应进行符号解码以产生第二符号解码结果；包括在所述符号解码装置中的第二梳状滤波器，用于将被选择的符号解码结果与最后的符号解码结果经过第二差别延迟量延迟的信号组合以产生所述最后符号解码结果，所述被选择的符号解码结果对应在第一时期的所述第一符号解码结果和在第二时期的所述第二符号解码结果，所述第一差别延迟量与第二差别延迟量二者的每一个数值与另一个都是相同的符号出现时间；被连接的纠错电路，用于纠正最后符号解码结果中的误差，只要任何同信道干扰模拟电视信号的人为信号在所述的I信道基带信号中强度弱于所述的不合乎要求的强度，所述的纠错电路能够纠正所述被选择作为所述最后的符号解码结果的第一符号解码结果中的误差；以及被连接的同信道干扰探测器，用于从所述的解调电路接收一个进一步的基带输入信号，所述的同信道干扰探测器是一种对其所接收的作为其输入信号的基带信号的系统函数的直流项不敏感的类型的探测器，包括一个第三梳状滤波器，将所述的进一步基带输入信号与其自身经过第三差别延迟量延迟的信号差值地组合，以产生一个第三梳状滤波器响应，其中产生于所述的同信道干扰模拟电视信号的同步探测的人为信号被抑制；一个第四梳状滤波器，将所述的进一步基带输入信号与其自身经过第四差别延迟量延迟的信号差值地组合，以产生一个第四梳状滤波器响应，其中产生于所述的同信道干扰模拟电视信号的同步探测的人为信号被加强，且其中从所述载波的同步探测产生的系统特征的直流项类似于其在所述第三梳状滤波器响应中的情况；第一幅度探测器，用于探测所述的第三梳状滤波器响应幅度，以产生一个第一幅度探测响应；第二幅度探测器，用于探测所述的第四梳状滤波器响应幅度，以产生一个第二幅度探测响应；以及一个用于比较所述的第一和第二幅度探测响应的幅度比较器，并当且仅当所述的第一和第二幅度探测响应的差值超过一个规定量时，表明在所述的I信道基带信号中的同信道干扰模拟电视信号的强度强到足以使得纠错电路将不能合乎要求的纠正来自所述第一数据限制器的第一符号解码结果中的误差，该指示结果作为提供给所述第二梳状滤波器的一个命令以选择除了所述第一符号解码结果以外的结果作为所述最后的符号解码结果。
15．权利要求14的数字电视信号接收机，其中所述的解调电路包括一个响应所述的放大的残留边带调幅数字电视信号的复合解调器，用于提供应用在所述符号解码装置中作为其输入信号的I信道基带信号，并用于提供包括进一步任何同信道干扰模拟电视信号的人为信号的Q信道基带信号。
16．权利要求15的数字电视信号接收机，其中所述的来自复合解调器的Q信道基带信号被用于将所述的进一步基带信号施加到同信道干扰探测器中作为其输入信号。
17．权利要求16的数字电视信号接收机，其中所述的来自复合解调器的I信道基带信号被用于将所述的进一步基带信号施加到同信道干扰探测器中作为其输入信号。
18．权利要求15的数字电视信号接收机，其中所述的第二梳状滤波器在指定的第三时期，选择了一个理想符号解码结果作为所述最后的符号解码结果，其中所述第二时期得到的是在所述第三时期以外当所述幅度比较器给所述第二梳状滤波器所述的指令以选择除了所述第一符号解码结果时的结果作为所述最后符号解码结果，并且其中所述第一时期得到的是在除了所述第二和第三时期以外得到的结果。
19．权利要求14的数字电视信号接收机，其中所述第三梳状滤波器是一种将所述进一步基带输入信号与其自身经过所述第一差别延迟量延迟的信号差值地组合以产生所述第三梳状滤波器响应的梳状滤波器，并且其中所述第四梳状滤波器是一种将所述进一步基带输入信号与其自身经过所述第二差别延迟量延迟的信号差值地组合以产生所述第四梳状滤波器响应的梳状滤波器。
20．权利要求19的数字电视信号接收机，其中所述第四差值延迟量为6个符号出现时间。
21．权利要求20的数字电视信号接收机，其中所述第一、第二和第三差值延迟量都为12个符号出现时间。
22．权利要求20的数字电视信号接收机，其中所述第一、第二和第三差值延迟量都为1368个符号出现时间或2条NTSC视频扫描线的持续时间。
23．权利要求20的数字电视信号接收机，其中所述第一、第二和第三差值延迟量都为179,208个符号出现时间或262条NTSC视频扫描线的持续时间。
24．权利要求20的数字电视信号接收机，其中所述第一、第二和第三差值延迟量都为718,200个符号出现时间或2个NTSC视频帧的持续时间。
25．权利要求14的数字电视信号接收机，其中所述第一梳状滤波器是一种将所述进一步基带输入信号与其自身经过所述第一差别延迟量延迟的信号累积地组合以产生所述第一梳状滤波器响应的梳状滤波器，并且其中所述第二梳状滤波器是一种将所述进一步基带输入信号与其自身经过所述第二差别延迟量延迟的信号累积地组合以产生所述第二梳状滤波器响应的梳状滤波器。
26．权利要求25的数字电视信号接收机，其中所述第一差值延迟量为6个符号出现时间。
27．权利要求26的数字电视信号接收机，其中所述第二差值延迟量为12个符号出现时间。
全文摘要
一种数字电视接收机的同信道干扰探测器,包括:产生其中人为信号被抑制的第一滤波器响应的第一梳状滤波;产生其中人为信号被加强的第二滤波器响应的第二梳状滤波器;第一滤波器响应的直流项与第二滤波器响应中的类似;第一和第二幅度探测器分别探测滤波器响应,幅度比较器比较幅度探测响应,当且仅当幅度探测响应差值超过一个规定量时,表明同信道干扰强度强到足以不适于采用。
文档编号H04N5/44GK1212581SQ9811961
公开日1999年3月31日 申请日期1998年9月18日 优先权日1997年9月19日
发明者艾伦·L·林伯格 申请人:三星电子株式会社