专利名称：相关性检测装置,其检测方法和通信装置以及其通信方法
技术领域：
本发明涉及到与用于检测在一个所接收的信号中包含的特定码的相关性检测装置和方法，并且更具体地涉及到适宜运用于这种情况的码检测装置和方法，其中以一种无线方式定时连接多个终端。
由于计算机的功能更强大，现在它普及到这种程度，即通过连接多个计算机构筑局部网络(本地-区域-网络)来分享文件或者数据，或者转换电子邮件或者数据。常规局部网络使用光纤或者一条同轴电缆，或拧在一起的一对电缆通过电线来连接所有计算机。
然而，在这样一种有线的局部网络中，连接工作将是需要的，因此不容易快速地构造局部网络，并且此外，在有线的局部网络中，电缆变得复杂。因此，现在一个无线局部网络作为一个系统在吸引人们的注意，这种系统将用户从常规有线的局部网络的连线中释放出来。
作为无线局部网络，利用一种扩展的频谱在CDMA(码分多址)的系统上完成数据通信的这样一种版本以前被建议了。在CDMA系统中，传输数据用PN码(伪噪音码)相乘，进而导致传输数据的频谱被扩展了。通过相乘类似于传输侧的类似PN码，具有这样一种扩展频谱的传输数据被解调。这个CDMA系统的特征在于高的保密特性和极好抗干涉性。
前不久，信息日益增长地转变成为多媒体，这样大量的数据诸如视频数据和音频数据现在经常会碰到。由此，它也要求了无线局部网络具有更高的转换速率的速度，这样大量的数据诸如诸如视频数据与音频数据将能被传输。遗憾地，在频谱扩展调制中，如果数据转换以一种高的速率完成，那么将要求例如30MBPs，300MH或者更多的带宽。这样一种宽的带宽不能确保目前的频率分配，同时难以确保这样一种宽的带宽用于通信。
此外，用频谱扩展方法，为了解调，同步获取时间被要求，以便将所传输的数据码的相位与在接收机为解调所产生的码的相位匹配。由于这个理由，在频谱扩展方法中，一种同步的比特序列插入在每一个包中，以便以高速度获取同步。因为这样一种同步的比特序列，不同于有效的数据增加的问题将出现。
因此，本申请的申请人曾建议在OFDM(正交频分复用)系统上传输数据，在TDMA(时分多址)系统上完成数据通信，将一帧作为一个单元，M序列在一帧的开头传输，一个传输/接收的时间根据这种M序列被决定，以及每一无线通信终端的传输/接收的时间由从一种无线通信控制终端来的控制信息表明。根据OFDM系统，转换速率能得到提高，而且即使出现任何抖动，有能完成正确的解调。进而，因为根据在一帧的开头的M序列建立传输/接收的定时，在接收期间通过利用那个时间信息仅仅解调在帧之内的一个所要求的字符，数据就能再现，在M序列被接收的地方，同时定时以这种方式被设置，就必须从一个所接收的信号中检测M序列。对于检测这样的M序列的电路，构想采用利用了一个匹配滤波器的相关性检测器电路。
图1显示了利用如上所述匹配滤波器的相关性检测器电路的例子。参考图1，从输入终端151接收的信号被提供到一匹配滤波器152。匹配滤波器152是一种FIR滤波器；同时，如同在图2中所显示的，包括延迟电路161-1,161-2,161-3,…,乘法器电路162-1,162-2,162-3,…以及加法器电路163，根据要检测的码，乘法器电路162-1,162-2,162-3,…的系数被设置到1或者(-1)。如果在被设置为乘法器电路162-1,162-2,162-3,…的系数的码与所接收的码之间存在一种强大的相关性，加法器电路163的输出电平将上升。
这样，所匹配的滤波器152检测所接收的码和为滤波器而设置的码之间的相关性。匹配滤波器152的输出被提供到比较器电路153。比较器电路153把匹配滤波器152的输出与一预定的门限值TH相比较。
如果M序列的码被接收，匹配滤波器152的输出升高，而且所匹配的滤波器152的输出超过门限值TH。如果匹配滤波器152的输出超过门限值TH，一种检测的输出在输出终端154出现。
在这样一种系统中，然而，来自多个无线通信终端的信号是在传输的帧之内时分复用的，而且从各个的无线通信终端与一台无线通信控制终端接收的信号是如此不同的电平。因此，即使匹配滤波器152接收M序列，并且生产M序列的接收输出，这种信号输出可以被其它信号组成部分掩藏。这将提高M序列信号不能被检测的问题。
具体地，接收的信号受到AGC(自动增益控制)控制，这样接收的信号电平可以恒定。这样，当任何一个具有额外振幅的信号在M序列信号之前立即输入时，那么AGC将动作，以减少其增益。如果在增益减少的条件中接收M序列信号，M序列的相关性信号的所检测的电平将降低并埋没在一个强大的接收信号中，这样使得检测成为不可能。此外，尽管只有在M序列的相关性信号的被检测的区域附近的部分可以被提取，M序列的相关性信号的被检测的电平将回到门限值之下，进而使检测M序列信号成为不可能。
按这种方法，其中具有不同信号电平的该多个信号以时分方式传输，采用这样一种进行结构将匹配滤波器的输出与一预定的门限值相比较，就难以确保检测M序列信号。
因此，本发明的目标在于提供相关性检测装置，它能够确保码序列的检测，即使具有不同振幅的多个信号是时分复用的。
本发明提供一种相关性检测装置，它包括匹配滤波器装置，用以从一个所接收的信号中检测一个预定码；一个平均振幅检测装置，用以检测接收信号的一个平均振幅；一种规格化装置，用以利用平均振幅检测装置的输出使匹配的滤波器装置规格化；以及一种比较器装置，用以将由规格化装置进行的匹配滤波器装置的规格化的输出与一个阈值进行比较，来输出一个相关检测信号，及其方法。
进一步，本发明提供一种通信装置，它包括输入装置，输入一个所接收的信号；一个同步信号检测装置，用以从接收的信号中检测包含在接收信号中的一个同步信号；以及一种解调装置，用以基于同步信号解调和输出接收信号，其中同步信号检测装置提供有一种检测装置，用于从接收信号检测一个预定信号；一个平均振幅检测装置，用于检测接收信号的一个平均振幅；一种规格化装置，用以基于平均振幅检测装置的输出而使检测装置的输出规格化，以及一种比较的装置，用以将用规格化装置规格化的检测装置的输出与一个门限值进行比较，因此输出相关性检测信号，以及其通信方法。
而且，本发明提供一种通信装置，它包括一个输入装置，输入一个所接收的信号；一个同步信号检测装置，用以从接收的信号检测在接收的信号中所包含的一个同步信号，以及一种传输的装置，用以在同步信号的检测定时的基础上传输数据，其中同步信号检测装置提供有一种检测的装置，用以从接收信号检测一个预定信号；一个平均振幅检测装置，用以检测接收信号的一个平均振幅；一种规格化的装置，用以基于平均振幅检测装置的输出而命名检测装置的输出规格化；以及一种比较的装置，用以将由规格化装置规格化的检测装置的输出与一个门限值进行比较，因此输出相关性检测信号，以及其通信方法。
相关性检测装置把由接收信号的平均振幅匹配的滤波器的输出的划分和规格化值与门限值相比较，以便从接收的信号中检测出M序列码。因为匹配滤波器的输出与输入信号电平直接成比例，不仅当接收M序列时而且当接收的信号电平大时，输出都增加。当接收的信号电平大时，匹配滤波器的输出电平增加。在这种情况下，所接收的信号的平均振幅也增加。由此，平均振幅检测器电路的输出电平所匹配的滤波器的输出电平的划分值几乎无任何变化。相对地，当接收M序列时，匹配滤波器的输出电平仍然几乎保持常量，与输入信号电平无关。因此，通过把接收的信号的平均振幅所匹配的滤波器的输出的划分和规格化值与门限值相比较，以从接收的信号中检测M序列码，就能够确保从接收的信号检测M序列信号，由于M序列(同步信号)肯定能从接收信号中被检测，数据能以精确的定时传输，它具有接收信号的所描述的部分。
图1是显示一个现有技术的相关检测电路的例子的方框图；图2是显示一个匹配滤波器的例子的方框图；图3是显示本发明可适用的一个无线局部网络系统的结构的方框图；图4是在本发明可适用的无线局部网络系统中显示在一个无线通信空制终端侧的一个无线通信单元的例子的方框图；图5是用来解释OFDM系统的频谱图形；图6是用来解释在本发明可适用的无线局部网络系统中的OFDM系统的方框图；图7是用来解释在本发明可适用的无线局部网络系统中的OFDM系统的一个示意图；图8是用来在本发明可适用的无线局部网络系统中在一个无线通信控制终端侧解释一个无线通信单元的例子的方框图；图9是显示本发明可适用的相关性检测电路的例子的方框图；图10A,10B和10C是分别用来解释本发明可适用的相关性检测电路的例子的波形图形；图11是解释本发明可适用的一个无线局部网络系统的一个示意图；图12是用来解释本发明可适用的无线局部网络系统的序列图形；
图13是用来解释本发明可适用的无线局部网络系统的一个示意图；图14是用来解释本发明可适用的无线局部网络系统的一个示意图；和图15是用来解释本发明可适用的无线局部网络系统的频谱图形。
现在将结合附图来描述本发明的实施例。图3概要地显示本发明可适用的一个无线局部网络系统。本发明被应用的无线局部网络系统包括多个无线通信终端101A,101B…和一种无线通信控制终端102。无线通信终端101A,101B,…包括分别与无线通信单元104A,104B,…连接的数据终端103A,103B…诸如计算机等等。该无线通信控制终端102包括与一无线通信单元105所连接的数据终端106。数据通信在该多个无线通信终端101A,101B,…，中间发生，同时在各个无线通信终端101A,101B…中间的数据通信由无线通信控制终端102控制。进一步，无线通信控制终端102可以仅仅由无线通信单元105构成。
无线通信终端101A,101B，…的各个无线通信单元104A,104B,…分别由发射器111A,111B,…，接收机112A,112B,…，以及空制器113A,113B,…，形成。发射机111A,111B,…接收机112A,1123,…如此构成，以致数据通信能以一种无线方式由OFDM系统完成。
无线通信控制终端102的无线通信单元105由发射器115，接收机116，以及控制器117形成。发射器115和接收机116也被如此构成，使得数据通信能在OPDM系统上由无线完成。此外，无线通信控制终端102侧的无线通信单元105包括资源信息存储118，用于存储与在无线通信终端中间的数据通信的时间分配有关的资源信息。
在这个系统中，数据通信基于OFDM系统而发生。例如，OFDM系统的147455个字符(相应4msec)被定义为一帧，并目在这个帧之内时分复用的数据将被传输。
在一帧的开头，用于获取同步的M序列码从无线通信控制终端102的无线通信单元105发送。用于获取同步的M序列码由无线通信终端101A,101B,…的各个无线通信单元104A104B接收，并且根据这种接收的定时，建立数据的传输/接收的定时。
当无线通信终端101A,101B,…请求数据通信时，该传输请求从无线通信终端101A,101B,…的无线通信单元104A,104B向无线通信控制终端102的无线通信单元105发送。基于传输请求和资源信息，无线通信控制终端102的无线通信单元105确定每个无线通信终端101A,101B,…分配的传输时间。包括分配的传输时间的控制信息从无线通信控制终端102的无线通信单元105向无线通信终端101A,101B…的各个的无线通信单元104A,104B,…传输。根据分配的传输时间，数据传输/接收在无线通信终端101A,101B,…的各个无线通信单元104A,104B,…中完成。在这种情况下，为获取在一帧的开头被传输的同步，数据的传输/接收定时根据M序列决定。
图4显示无线通信控制终端102的无线通信单元105的结构。参见图4,11表示通信控制器，并且通过这种通信控制器11，数据终端的数据交换发生了。
从通信控制器11来的传输数据提供到DQPSK(差分编码的正交相移键控)解调器电路12。该DQPSK解调器电路12DQPSK解调传输的数据。
提供DQPSK解调器电路12的输出到串行/并行转化电路13。串行/并行转化电路13把串行的数据转化成为平行的数据，串行/并行转化电路13的输出提供到IFFT(反向快速富立叶变换)电路14。该IFFT电路14将传输的数据变换成频域数据，同时将它反向富立叶变换成为时域数据。提供IFFT电路14的输出到一个平行/串行的转换电路15。
串行/并行转换电路13,IFFT电路14以及平行/串行转换电路15根据OFDM系统把数据转换成为多载波信号。OFDM系统利用多个付载波，其频率间隔是fo，每个子载波相互正交，以便除去码间干扰，并且为每一付载波分配一个低的比特速率信号，这样一种高的比特速率能作为一个整体完成。
图5显示根据OFDM系统的传输波形形式的频谱。如在图5中显示的，在OFDM系统中，信号被传输，利用了付载波，它们是相互正交的，并且有频率间隔fo。
在OFDM系统中，通过将传输信号变换成频域，并且利用反向FFT把它从频域变换至时域，来产生信号。通过获取在所有的fo间隔接收的波形形式，并且利用FFT把时域信号变换成为频域信号，解码被相反地完成。
在这个例子中，如图6中显示的，串行/并行转换电路13转换从DQPSK解调器电路12输出的51个取样为并行的数据，该数据被变换到频域。串行/并行转换电路13的输出由IFFT电路14变换成为时域数据，该IFFT电路14输出64个取样的有效字符。为了有效取样64个取样，增加警戒间隔的8个取样。
因此，在这个例子中，如图7中显示的，一个字符包括64个取样的有效字符和8个取样的警戒间隔，即总共是72个取样。字符时期T字符例如是(T字符=1.953F(sec))，并且取样时期T例如是(T取样=27.127nsec)。取样频率F例如是(F取样=36.864MH)。
因为OFDM系统发射被分配到多个付载波的数据，传输一个字符就要求一个长时间。进一步，因为在时间路线上警戒间隔被增加，该系统的特征在于它不容易受到抖动和多路径的影响。顺便地，警戒间隔选择为在有效的字符长度的百分之十和二十左右之间。
换句话说，用OFDM系统，在完成FFT解调期间从继续不断接收的信号中提取有效的字符长度是必要的。尽管由于抖动等等会引入任何误差，当有效的字符长度被提取时，因为警戒间隔的存在，频率组成部分将不改变，而且将只产生一个相位差。通过将一种已知模式插入到相位校正信号中或者利用差分编码来取消相位差，这将能确保解调。仅仅在正常的QPSK调制的情况下，才必须在所有的比特进行定时匹配，但是在OFDM系统中，即使若干比特偏离，在灵敏度中仅仅会引起几个dB的恶化，这允许解调。
回头参见图4，并行/串行转换电路15的输出被提供到一个转换的电路16的终端16A。M序列(最大限度长度码)产生电路31的输出被提供到转换电路16的另一个终端16B。
转换电路16的输出被提供到频率转换电路17。一个本地振荡信号从PLL合成器18提供至频率转换电路17。频率转换电路17把传输的信号转换成为一种预定的频率。对于传输频率，可以被认为是采用，例如2.4GH,5.7GH和19GH等等的类似-微波频带的频率。
频率转换电路17的输出提供到功率放大器19。功率放大器19放大传输信号的功率。功率放大器19的输出被提供到转换电路20的端子20A。转换的电路20按照传输时间或者接收时间来转换，在数据的传输期间，它转换到端子20A，以提供转换的电路20的输出到天线21。
提供从天线21接收的信号到转换电路20。在数据的接收期间转换电路20转换到另一个端子20B。这样，在它通过LNA(低噪音放大器)22放大之后，转换电路20的输出被提供到频率转换电路23。
一个本地振荡的信号从PLL合成器18提供到频率转换电路23。这种频率转换电路23把接收的信号转换成为一个中间的频率信号。
频率转换电路23的输出提供到串行/并行转换电路24，并且串行/并行转换电路24的输出提供到FFT电路25。FFT电路25的输出被送到并行/串行的转换电路26。
串行/并行转换电路24，FFT电路25以及并行/串行转换电路26完成OFDM系统的解码。换句话说，串行/并行转换电路24提取有效的数据，并且从用于转换成并行数据的所有fo间隔处获取所接收的波形形式。串行/并行转换电路24的输出提供到FFT电路25，而且FFT电路25把时域信号变换成为频域信号。按这种方法，变换对在fo的每个间隔所取样的波形形式进行快速傅里叶变换，OFDM系统的解码就发生了。
并行/串行转换电路26的输出提供到DQPSK解调器电路27，该DQPSK解调器电路27进行DQPSK解调，该DQPSK解调器电路27的输出提供到通信控制器11，同时该通信控制器11输出所接收的数据。
所有操作由控制器28控制。基于来自控制器28的指令，通信控制器11控制数据的传输与接收。
这个系统被如此安排，使得数据在TDMA系统上用一帧作为单元被传输，而且用于获取同步的M序列码在一帧的开头在一个字符中被传输。为了执行这样的控制，无线通信控制终端102的无线通信单元105提供有M序列产生电路31，资源信息存储器30和定时器29。在一帧的开头的字符定时处，转换电路16转换到端子16B一侧。这使M序列的一个字符在帧的开头的定时被传输。
当传输请求从各个的无线通信终端101A…,101B,…的任何无线通信单元104A,104B被发射时，这传输请求由天线21接收，由FFT电路25进行OFDM解调，由DQPSK解调器电路27进行DQPSK解调，并且然后提供到通信控制器11。然后，解调的接收数据从通信控制器11向控制器28提供。
控制器28提供有资源信息存储器30。该资源信息存储器30把有关所分配的传输时间的资源信息存储到各个无线通信终端101A,101B,…，它在一帧中被传输。基于所接收的传输请求和通信资源的剩余量，控制器28为各个的无线通信终端101A,101B,…确定分配的传输时间。用于传输分配的该控制信息从控制器28被传输到通信控制器11。来自通信控制器11的数据由DQPSK解调器电路12进行DQPSK解调，由IFFT电路14进行OFDM变换，并且从天线21传输到各个无线通信终端101A,101B…中的无线通信单元104A,104B…。
图8显示了无线通信终端101A,101B,…的每个无线通信单元104A,104B,…的结构。参见图8，传输数据通过通信控制器51输入。从通信控制器51来的传输的数据提供到DQPSK解调器电路52。该DQPSK解调器电路52对传输的数据进行DQPSK解调。
DQPSK解调器电路52的输出提供到串行/并行转换电路53。串行/并行转换电路53把串行的数据转换成为并行的数据，串行/并行转换电路53的输出提供到IFFT电路54。该IFFT电路54将传输的数据变换到频域数据，并且然后把它反向富立叶变换成为时域数据。IFFT电路54的输出提供到并行/串行转换电路55。该转换电路53,IFFT电路54，和并行/串行转换电路55根据OFDM系统把这些串行/相应数据转换成为多载波信号。
并行/串行转换电路55的输出提供到频率转换电路57。频率转换电路57提供有来自PLL合成器58的本地振荡信号。频率转换电路57把传输的信号转换成为一种预定的频率。
频率转换电路57的输出提供到功率放大电路59，并且该功率放大器电路59对传输的信号进行功率放大。提供功率放大器59的输出到一转换电路60的终端60A。在数据的传输期间，转换的电路60被转换到端子60A侧。提供转换电路60的输出到天线61。
提供从天线61来的接收信号到转换电路60。在数据的接收期间，转换的电路60转换到另一个端子60B侧。在它由局部网络62放大之后，转换的电路60的输出被提供到频率转换电路63。
本地振荡信号从PLL合成器58提供到频率转换电路63，而且频率转换电路63把接收的信号转换成为一个中频信号。
频率转换电路63的输出提供到串行/并行转换电路64以及相关性检测器电路71。
串行/并行转换电路64的输出提供到FFT电路65，而且FFT电路65的输出提供到一并行/串行的转换电路66。串行/并行转换电路64,FFT电路65和并行/串行转换电路66完成OFDM系统的解调。
并行/串行转换电路66的输出提供到DQPSK解调器电路67，以及这DQPSK解调器电路67进行DQPSK解调。提供DQPSK解调器电路67的输出到通信控制器51，而且通信控制器51输出所接收的数据。
所有操作由控制器68控制。基于从控制器68来指令，通信控制器51控制数据的传输与接收。
这个系统被如此安排，使得数据如此被传输，即在TDMA系统上以一帧为单元，并且在一帧的开头的一个字符中，用于获取同步的M序列码从无线通信控制终端102的无线通信单元105发送。为了执行这样的控制，各个的无线通信单元104A,104B,…装备有相关性检测器电路71和定时器72。在帧的开头处的定时，从无线通信控制终端102的无线通信单元105所传输的M序列由天线61接收，并且向相关性检测器电路71传输。如果估算出一种强大的相关性，相关性检测器电路71检测接收的码和预定的码之间的相关性，并且输出相关性检测信号。提供相关性检测器电路71的输出到定时器72。在来自相关检测器电路71的相关性检测信号基础上，设置定时器72的时间。
如果有一些要传输的数据，基于控制器68的指令，传输请求从通信控制器51发送。该传输请求由DQPSR解调器电路52进行DQPSK解调，由IFFT电路54进行OFDM变换，并且从天线61传输到无线通信控制终端102。传输请求由无线通信控制终端102接收，并且从无线通信控制终端102返回包括分配传输时间的控制信息。
这个控制信息由天线61接收，由FET电路65进行OFDM解码，由DQPSK解调器电路67进行DQPSK解调，并且提供到通信控制器51。然后，解调的接收数据从通信控制器51被传输到控制器68。
控制信息包含有关传输时间的信息。这些时间根据定时器72的时间确定。定时器72由相关性检测器电路71的输出设置，即从无线通信控制终端102所传输的M序列的时间的定时。
当通过定时器72估算时，即开始传输的时间，控制器68指令通信控制器51输出传输的数据。这种传输的数据由DQPSR解调器电路52进行DQPSK解调，由IFFT电路54进行OFDM变换并从天线61输出。而且，当通过的定时器72进行估算时，即到了接收时间，控制器68指令FFT电路65进行处理，以解调所接收的数据。
这样，这个系统被如此安排，使得根据利用多载波的OFDM系统来被传输那些数据。即使有若干个取样偏离，OFDM波形，如上所述，对抖动具有抵抗力，并且能被解调。然而，如果更多取样偏离以致超过两个字符，他们就不可能被解调。因此，有必要进行某种程度的时间设置。这样，这个系统将被如此安排，使得例如147455个字符(4msec)构成一帧，在TDMA系统上传输的这种帧数据之内，在每一帧的开头在一个字符中设置M序列，并且利用这种M序列来确定解调的定时。
如果接收机时钟具有与所接收的OFDM波形相关的6.8ppm的偏差，在4msec的一帧期间，27.2nsec的时间差将被积累。这符合36.864MH的取样速率。因此，准备约6.8ppm精度的时钟将确保解调。
此外，对于同步字符，不同于该M序列的两种周期相等的M序列可以使用。可能的是使用黄金码，它是通过增加两种具有相同周期，巴克码(Barker code)，大块码(bulk code)等等的M序列而获得的码序列。
在图8中所显示的相关性检测器电路71能构成如图9中显示的构形。参见图9，提供接收的信号到输入终端81。接收的信号提供到一匹配滤波器82以及平均值振幅检测器电路83。匹配滤波器82和平均振幅检测器电路83的输出被提供到除法电路84，并且在除法电路84中，匹配滤波器82的输出电平Sa被除以平均振幅检测器电路83的输出电平SB。除法电路84的输出提供到比较器电路85，一个预定的门限值TH提供到其上。比较器电路85把除法电路84的输出与门限值TH相比较。比较器电路85的输出是来自输出终端86的输出，作为相关性值检测信号。
当M序列被接收时，匹配滤波器82的输出电平Sa增加。这使除法电路84的输出比预定的门限值TH更大，即满足Sa/Sb＞TH，而且相关性检测信号从比较器电路85出现。这个相关性检测信号是来自输出终端86的输出，当输入信号有一个大的振幅时，匹配滤波器82的输出电平SA变得也大。然而，当输入信号的振幅大时，不仅匹配滤波器82的输出电平SA而且平均振幅检测器电路83的输出电平Sb变大。这意味匹配滤波器82的输出电平Sa与平均振幅检测器电路83的输出电平SB的除法值(Sa/SB)几乎不会有任何变化。那么，除法电路84的输出仍然比预定的门限值TH更小，即满足Sa/SB＜TH，这样，无相关性检测信号从比较器电路85出现。
按这种方法，当匹配滤波器82的输出由平均值振幅检测器电路83进行振幅电平输出的规格化时，即使输入信号电平增加，所检测的电平将不增加，因此允许正确地检测被接收的M序列。
图10显示靠这样一种相关性检测器电路测量一个接收信号的结果。图10A显示匹配滤波器82的输出，图10B显示平均值振幅检测器电路83的输出，而图10C显示除法电路84的输出。
因为从该多个无线通信终端101A,101B,…，以及无线通信控制终端102来的信号是在一帧之内时分复用的，在一帧之内的接收信号的强度将变化，这样，如图10A中显示的，匹配滤波器82的输出随所接收的信号的信号电平而变化。
当这个接收信号的一个平均振幅由平均值振幅检测器电路83检测时，如图10B中显示的这样一种信号将被获得。当在图10A中所显示的匹配滤波器82的输出除以图10B中显示的平均振幅检测器电路83的输出时，将获得如图10C中显示的这样一种结果。
如图10C中显示的，将平均振幅检测器电路83的输出除以匹配滤波器82的输出就使输入信号电平规格化，而且这样一个M序列接收信号能被检测到，不会失败。
在上述例子中，匹配滤波器82的输出除平均振幅检测器电路83的输出，这由下列公式表达。∫0Tsr(t)P*(t-τ)dt∫0Ts|r(t)|2dt------(1)]]>其中r(t)是接收的信号。P(t)是码序列。用复数表达述公式(1)，其中r(t)=rre(t)+jrim(t)*共轭可得出{∫0Trre(t)P*(t-τ)dt}2+{∫0Trim(t)P*(t-τ)dt}2∫0T(rrerre+rimrim)dt------(2)]]>遗憾也，为了执行上述公式，需要能够找到平方限的电路，因此使得步骤数和硬件量增加。因此，想象使上述公式(1)变成没有平方根的下列公式。{∫0Trre(t)P*(t-τ)dt}2+{∫0Trrm(t)P*(t-τ)dt}2∫0T[{rre(t)}2+{rim(t)}2]dt------(3)]]>此外，如果这个过程将要以数字信号形式完成，将获得下列公式。{Σi=1Nrre(i)P*(i-j)}2+{Σi=1Nrim(i)P*(i-j)}2Σ[{rre(i)}2+{rim(i)}2]------(4)]]>上述公式(4)为找到平方就需要一个过程，但是用于找到平方的过程使步骤数量和硬件量增加，因而消耗时间。这样，可想到根据下列公式利用绝对的值代替平方过程进行处理。按这种方法，步骤和硬件的数量能被减少，使得快速的处理能被完成，|Σrre(i)P*(i-j)|+|Σrim(i)P*(i-j)|Σ{|rre(i)|+|rim(i)|}-----(5)]]>图11显示了一帧的结构。如在图11中显示的，一帧被分解成控制数据传输时间段和信息数据传输时间段。在控制数据传输时间段期间，数据通信以异步状态发生，而在信息数据传输时间段期间，数据通信以异步(等时)状态发生。这种同步字符从无线通信控制终端102传输的通信，传输请求从各个的无线通信终端101A,101B,…，被传输到无线通信控制终端102，而且包含传输分配的控制信息从无线通信控制终端102被传输到各个无线通信终端101A,101B,…，在控制数据传输时间段期间以异步通信发生。根据该分配的传输时间，在各个无线通信终端101A,101B,…中间的数据在信息数据传输时间段期间以等时方式发生。
进一步，在信息数据传输时间段期间也可能以异步状态通信，而且可以进行混合的异步通信和等时通信。
例如，考虑如图3所示在无线通信终端101A和无线通信终端101B之间进行数据通信，在这种情况下，如图12的序列图中所显示的这种过程被完成。在帧之内，按图13中所显示的这样一种方式，数据通信发生在TDMA系统上。
如图12所示，首先，在一帧开头处的一个字符中，M序列从无线通信控制终端102的无线通信单元105被传输到无线通信终端101A,101B的各个无线通信单元104A,104B,…。这种M序列由无线通信终端101A和101B的无线通信单元104A和104B接收，并且定时器72由M序列设置。
其次，在时间点t1，无线通信终端101A,101B,…由无线通信控制终端102的无线通信单元105呼叫。当无线通信终端101A,101B,…的无线通信单元104A,104B呼叫时，在时间点t2和t3他们返回该呼叫的通知信号。那个时侯，如果他们请求传输，传输的请求被包含在这个通知信号。在这个上下文中，让我们假设，例如，无线通信终端104A有向无线通信终端104B传输数据的数据传送请求，同时无线通信终端101B有向无线通信终端104A传输数据的数据传送请求。
基于传输的请求，无线通信控制终端102的无线通信单元105决定分配的传输时间。对此，让我们假设无线通信控制终端102的无线通信单元105确定从无线通信终端101A至无线通信终端101B的数据传送在时间点t5开始，而且从无线通信终端101B至无线通信终端102A的数据传送在时间点t6开始。
在时间点t4，包含所分配的传输时间的这个控制信号从无线通信控制终端102的无线通信单元105被传输到无线通信终端101A,101B的无线通信单元104A,104B。
参考由接收的M序列设置的定时器72，当到达时间点t5时，从无线通信终端101A到无线通信终端101B的数据传送开始。并且然后，当时间点t6达到时，参考定时器72，从无线通信终端101B至无线通信终端101A的数据传送开始。
上面描述的在一帧之内的操作以图13中的时基显示，如图13中显示的，数据以时分方式在一帧之内交换。具体地，在一帧的开头M序列被传输，在时间点t1呼叫各个无线通信终端101A,101B,…，在时间点t2和t3返回该呼叫的通知信号，在时间点t4传输包含分配传输时间的控制信号，从时间点t5开始，从无线通信终端101A到无线通信终端101B的数据传送开始，并且从时间点t6从无线通信终端101B至无线通信终端101A的数据传送开始。
如上所述，因为这个系统使用OFDM系统，能够执行快速的数据速率。此外，数据通信是如此安排的，即在TDMA系统上用一帧作为单元，在一帧的开头传输M序列，并且根据M序列来设置传输/接收时间。
每个通信终端101A,101B，的传输接收时间由来自无线通信控制终端102的控制信息指导。因为传输/接收定时根据M序列被设置在一帧的开头，所以将并行地设置每个通信终端101A,101B的定时器72。这就确保，在接收期间，这时间将被利用，并且只有在一帧之内的必要的字符信息将被解调，以便数据再生。进而，从该多个无线通信终端101A,101B,…来的数据在相同的帧内复用，因此，即使抖动出现，在相同的解调定时处允许解调。因此，能分别接收从该多个无线通信终端101A,101B,…同时引入的信号，这样允许数据交换。
此外，尽管由于OFDM系统的本性在接收的侧的定时器与在传输的侧的定时器之间出现一些偏差，可以进行解调，而无任何误差。因此，没有必要在接收之前获取同步的每个脉冲，也没有必要在每个脉冲上安排用于同步的任何比特。这样，可能在该帧内有效的利用比特。
此外，上述例子被安排，使得与OFDM系统的一个字符相应的M序列在一帧的开头被传输，但是用于同步的该字符不限制于一个OFDM字符。用于同步的字符的长度是可变的。如图14中显示的，M序列的长度可以做成31个比特，它比一个字符短，并可以在一帧的开头提供一个空间。进一步，M序列的长度可以比一个字符长。此外，用于帧同步的M序列不必在帧的开头被部置，而是可在该帧之内的多个点被部置。
进而，如图15中显示的，付载波之间可以有相位差，以具有一些信息。换句话说，DQPSK调制在频率方向进行区别。如果在接收期间在取样定时中有偏差，在OFDM解调中的FFT之后，每个付载波的QPSK波形的相位将旋转。由此，为了获取精确的OPSK相位，设想了这样一种方法，其中具有已知相位的信号作为一个引导信号被分配到OFDM载波的一部分上，使它成为一个参考相位。如图15中所显示的例子被如此安排，使得第一个载波具有付载波之间的相位差的信息。按这种方法，即使相位旋转，因为在付载波之间旋转的量小，产生的误差将极少。此外，当第一个载波成为如图1 5中给出参考相位的载波时，其它载波可以成为参考相位。
此外，上述例子被如此安排，使得数据被DQPSR解调，并且在多载波上由OFDM传输，但是可以使用多值调制的QAM(正交幅度调制)。对于QAM，有16值，32值，128值，256值等等。进一步，可以使用包括编码的交织码调制。
而且，当上述例子被如此安排使得无线通信控制终端102的无线通信单元105装备有M序列产生电路31并且无线通信终端101A,101B,…的各个无线通信单元104A,104B,…装备有相关性检测器电路71时，它可以被如此构成使得一台单一的无线通信终端装备有M序列产生电路和相关性检测器电路两者。其中一个电路被切换，按照其端子是用作为无线通信控制终端还是基其端子用作为无线通信终端来使用。
根据本发明，匹配滤波器的输出除以所接收的信号的平均振幅以便做成规格化的值，该值与门限值相比较，以从接收的信号中检测M序列码。因为匹配滤波器的输出与输入信号电平成比例，当不仅接收M序列而且接收的信号电平大时，输出变大。当接收的信号电平大时，匹配滤波器的输出电平增加，但是所接收的信号的平均振幅也增加。因而，匹配滤波器的输出电平与平均振幅检测器电路的输出电平的除法值几乎无任何变化。与此相反，当接收M序列时，匹配滤波器的输出电平几乎保持为常量，与输入信号电平无关。因此，通过使匹配滤波器的输出与接收信号的平均振幅的除法值规格化，并且把规格化的值与门限值相比较以从接收的信号中检测M序列码，就确保了从接收的信号中检测到M序列信号。
结合附图已经描述了本发明的最佳实施例，但应理解的是本发明不受上述实施例的限制并且在不脱离本发明的精神和范围下，普通专业技术人员可作出各种变化和改型，本发明的范围由权利要求确定。
权利要求
1，一种相关性检测装置，它检测预定码与接收信号的码之间的相关性，包括码检测装置，用以从所接收的信号检测一个预定的码；平均振幅检测装置，检测所接收的信号的平均振幅；规格化装置，基于平均振幅检测装置的输出，对所说检测装置的输出进行规格化；以及比较装置，用于将由所说规格化装置进行规格化的所说码检测装置的输出与门限值进行比较，以输出相关性检测信号。
2，根据权利要求1的相关检测装置，其中所说接收信号用复数表示，并且所说平均振幅检测器装置在以复数表示的接收信号的实数部分的平方和虚数部分的平方基础上检测平均振幅。
3，根据权利要求1的相关性检测装置，其中所说接收信号以复数表示，并且所说平均振幅检测器装置在以复数表示的接收信号的实数部分的绝对值和虚数部分的绝对值基础上检测平均振幅。
4，一种通信装置，它接收包含同步信号的接收信号，并且解调所说的接收信号，包括输入装置，一个接收信号的输入装置；同步信号检测装置，用以从所说接收的信号检测包含在所说接收的信号中的同步信号，和解调装置，基于所说同步信号的检测定时，解调和输出所说接收信号的需要部分；所说同步信号检测装置提供有检测装置，用以从所说接收信号检测一个预定的信号；平均振幅检测装置，用以检测所说接收信号的平均振幅；规格化装置，基于所说平均振幅检测装置的输出，将所说检测装置的输出规格化，以及比较装置，用于将由所说规格化装置进行规格化的所说码检测装置的输出与门限值进行比较，因此输出相关性检测信号。
5，按照权利要求4的通信装置，其中所说接收信号用复数表示，并且所说平均振幅检测器装置在以复数表示的接收信号的实数部分的平方和虚数部分的平方基础上检测平均振幅。
6，按照权利要求4的通信装置，其中所说接收信号以复数表示，并且所说平均振幅检测器装置在以复数表示的接收信号的实数部分的绝对值和虚数部分的绝对值基础上检测平均振幅。
7，一种通信装置，它接收包含同步信号的接收信号，并且基于所说同步信号的检测定时来传输数据，包括输入装置，用于输入接收信号；同步信号检测装置，用于从所说接收信号检测包含在所说接收信号中的同步信号；和传输装置，基于所说同步信号的检测定时，传输数据；所说同步信号检测装置提供有检测装置，用以从所说接收信号检测一个预定的信号；平均振幅检测装置，用以检测所说接收信号的平均振幅；规格化装置，基于所说平均振幅检测装置的输出，将所说检测装置的输出规格化，以及比较装置，用于将由所说规格化装置进行规格化的所说码检测装置的输出与门限值进行比较，因此输出相关性检测信号。
8，按照权利要求7的通信装置，其中所说接收信号用复数表示，并且所说平均振幅检测器装置在以复数表示的接收信号的实数部分的平方和虚数部分的平方基础上检测平均振幅。
9，按照权利要求7的通信装置，其中所说接收信号以复数表示，并且所说平均振幅检测器装置在以复数表示的接收信号的实数部分的绝对值和虚数部分的绝对值基础上检测平均振幅。
10，一种相关性检测方法，它检测预定码与接收码之间的相关性，包括码检测步骤，用于从所接收的信号检测一个预定的码；平均振幅检测步骤，用于检测所接收的信号的平均振幅；规格化步骤，基于平均振幅检测步骤的输出，对所说检测步骤的输出进行规格化；以及比较步骤，用于将由所说规格化步骤进行规格化的所说码检测步骤的输出与门限值进行比较，因此输出相关性检测信号。
11，根据权利要求10的相关性检测方法，其中所说接收信号用复数表示，并且所说平均振幅检测步骤在以复数表示的接收信号的实数部分的平方和虚数部分的平方基础上检测平均振幅。
12，根据权利要求10的相关性检测方法，其中所说接收信号以复数表示，并且所说平均振幅检测步骤在以复数表示的接收信号的实数部分的绝对值和虚数部分的绝对值基础上检测平均振幅。
13，一种通信方法，它接收包含同步信号的接收信号，并且解调所说的接收信号，包括输入步骤，用于输入接收信号；同步信号检测步骤，用于从所说接收的信号检测包含在所说接收信号中的同步信号，和解调步骤，基于所说同步信号的检测定时，解调和输出所说接收信号的需要部分；所说同步信号检测步骤提供有；检测步骤，用以从所说接收信号检测一个预定的信号；平均振幅检测步骤，用以检测所说接收信号的平均振幅；规格化步骤，基于所说平均振幅检测步骤的输出，将所说检测步骤的输出规格化，以及比较步骤，用于将由所说规格化步骤进行规格化的所说码检测步骤的输出与门限值进行比较，因此输出相关性检测信号。
14，按照权利要求13的通信方法，其中所说接收信号用复数表示，并且所说平均振幅检测步骤在以复数表示的接收信号的实数部分的平方和虚数部分的平方基础上检测平均振幅。
15，按照权利要求13的通信方法，其中所说接收信号以复数表示，并且所说平均振幅检测步骤在以复数表示的接收信号的实数部分的绝对值和虚数部分的绝对值基础上检测平均振幅。
16，一种通信方法，它接收包含同步信号的接收信号，并且基于所说同步信号的检测定时来传输数据，包括输入步骤，用于输入接收信号；同步信号检测步骤，用于从所说接收信号检测包含在所说接收信号中的同步信号；和传输步骤，基于所说同步信号的检测定时，传输数据；所说同步信号检测步骤提供有检测步骤，用以从所说接收信号检测一个预定的信号；平均振幅检测步骤，用以检测所说接收信号的平均振幅；规格化步骤，基于所说平均振幅检测步骤的输出，将所说检测步骤的输出规格化，以及比较步骤，用于将由所说规格化步骤进行规格化的所说码检测步骤的输出与门限值进行比较，因此输出相关性检测信号。
17，按照权利要求16的通信方法，其中所说接收信号用复数表示，并且所说平均振幅检测步骤在以复数表示的接收信号的实数部分的平方和虚数部分的平方基础上检测平均振幅。
18，按照权利要求16的通信方法，其中所说接收信号以复数表示，并且所说平均振幅检测步骤在以复数表示的接收信号的实数部分的绝对值和虚数部分的绝对值基础上检测平均振幅。
全文摘要
一种相关性检测装置,即使当不同振幅的多个信号是时分复用的,也能确保检测形成定时参考的M序列码。该装置包括用于从接收信号检测预定码的匹配滤波器(82),平均值振幅检测器电路(83)和除法电路(84)。由除法电路(84)规格化的匹配滤波器(82)的输出与门限值相比较,以输出相关性检测信号。当接收信号的电平大时,匹配滤波器(82)的输出电平变大,当接收M序列时,其输出电平几乎保持常量,与输入信号电平无关。
文档编号H04L27/22GK1213914SQ9811988
公开日1999年4月14日 申请日期1998年8月27日 优先权日1997年8月27日
发明者臼居隆志, 平岩久树, 杉田武広 申请人:索尼公司