专利名称：数字广播接收机的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种数字广播接收机，用于接收用多种调制方法数字调制、在时间轴上复用以被发射和具有不同的必需C／N(载波功率与噪声功率比)值的调制波。
用于再现数字广播接收机载波的自动频率控制电路(下文简称为AFC电路)在一个范围(捕获范围)内执行频率扫描，在该范围内即使在最差接收C／N的情况下，解调器也可再现载波，当捕获载波时，检测是否锁定载波再现，然后响应该检测输出停止频率扫描，上述数字广播接收机用于接收用分级发射方法发送的数字调制波。
然而，常规数字广播接收机的AFC电路的扫描步长太窄以致需花费时间锁定载波再现。当执行频率扫描时，时间变长。
本发明的目的在于提供一种能快速再现载波和高速捕获所需信号的数字广播接收机。
本发明提供一种用于接收分级数字调制波的数字广播接收机，具有用于载波再现的自动频率控制电路，该数字广播接收机包括相位误差检测装置，用于根据在标题部分中的预定部分期间解调调制波所获得的解调输出来检测相位误差电压；误差频率计算装置，用于根据所检测的相位误差电压，计算所需接收频率和再现载波频率之间的误差频率；极性计算装置，用于根据所检测的相位误差电压计算误差频率的极性；和转换装置，用于将所检测的具有所计算极性的误差频率转换成用于自动频率控制的分步频率宽度，其中在检测到帧同步之后，在所转换的分步频率宽度上扫描再现载波频率直到建立帧同步。
根据本发明的数字广播接收机，在检测到帧同步之后，根据在标题部分中预定部分期间通过解调调制波获得的解调输出，检测相位误差电压。根据所检测的相位误差电压，计算所需接收频率和再现载波频率之间的误差频率。根据所检测的相位误差电压，计算误差频率的极性。将所检测的具有所计算极性的误差频率转换成用于自动频率控制的分步频率宽度。在所转换的分步频率宽度上扫描再现载波频率直到建立帧同步。因为在检测到帧同步之后，在对应于误差频率的分步频率宽度上执行频率扫描，直到建立帧同步，所以可快速再现载波和高速捕获所需信号。
本发明的数字广播接收机还包括一个跟踪电路，用于根据相位误差电压生成一个跟踪信号，从而在建立帧同步之后使再现载波频率根据跟踪信号跟随所需接收频率的变化。
根据本发明的数字广播接收机，在建立帧同步之后，从跟踪电路输出的跟踪信号使载波频率跟随所需接收频率的变化，所以可保持帧同步。
图3是一个方框图，表示根据本发明实施例的数字广播接收机的运算电路和数控振荡器的结构。
图4示出了根据本发明实施例的发射模式和数字广播接收机的发射模式判断电路所用的分级组合之间的关系。
图5示出了根据本发明实施例的数字广播接收机的解调ROM表。
图6示出了根据本发明实施例的环路增益和数字广播接收机增益控制电路的逻辑值之间的关系。
图7(a)和7(b)示出了根据本发明实施例的数字广播接收机的相位误差表(用于BPSK信号)。
图8(a)和8(b)示出了根据本发明实施例的数字广播接收机的相位误差表(用于QPSK信号)。
图9(a)和9(b)示出了根据本发明实施例的数字广播接收机的相位误差表(用于8PSK信号)。
图10是一个特性图，表示由根据本发明实施例的数字广播接收机的CNR测量。
图11示出了根据本发明实施例的由CNR测量电路输出的CNR编码和数字广播接收机的C／N值之间的关系。
图12是一个方框图，表示根据本发明实施例的数字广播接收机的逻辑门电路。
图13(a)至13(c)示出了根据本发明实施例的计算数字广播接收机相位误差电压峰值数的电路和说明该电路操作的波形。
图14是一个方框图，表示根据本发明实施例的计算数字广播接收机的相位误差电压微分系数的电路的结构。
图15(a)和15(b)表示相位误差电压的波形，说明根据本发明实施例的数字广播接收机的所需接收频率和再现载波频率之间的关系。
图16示出了根据本发明实施例的数字广播接收机的分步频率宽度。
图17是一个流程图，表示根据本发明实施例的数字广播接收机的操作。
图1是一个方框图，表示根据本发明一个实施例的包括数字广播接收机的AFC电路的主要部件的结构。
在说明根据本发明实施例的数字广播接收机之前，将说明由分级发射系统使用的帧结构。图2(a)示出了由分级发射系统使用的帧结构的例子。一帧由一个192个码元的标题和多对203个码元和4个码元组成，总共39936个码元。
更具体地，一帧包括32个码元的帧同步模式(BPSK)(由预定20个码元的同步检测使用)；用于发射复用配置识别的128个码元的发射和复用配置控制模式(TMCC)(BPSK)；32个码元的超帧识别信息模式；在每个帧周期设置将由准随机信号BPSK调制的203个码元的主信号(TC8PSK)和4个码元的脉冲串码元信号(BPSK)(由图2(a)中的BS表示)；203个码元的主信号(TC8PSK)和4个码元的脉冲串码元信号；……；203个码元的主信号(QPSK)和4个码元的脉冲串码元信号；和203个码元的主信号(QPSK)和4个码元的脉冲串码元信号，上述码元分别按顺序排列。8个帧被称为超帧，使用超帧识别信息模式识别超帧。从帧同步模式到超帧识别信息模式的192个码元也称作标题。
接着，重新参见图1，将说明根据本发明实施例的数字广播接收机。该数字广播接收机具有运算电路1、数控振荡器2、由具有升余弦特性的数字滤波器组成的滚降滤波器3、帧同步定时电路4、发射模式判断电路5、载波再现相位误差检测电路6、由低通数字滤波器组成的载波滤波器7、增益控制电路8、AFC自动频率控制电路9、CNR测量电路10、逻辑门电路11和跟踪电路12。
下面将说明AFC电路9。在AFC电路9中，分步频率控制电路96生成一个分步频率控制电压并将其提供给加法器97，用于在诸如600kHz宽的初始设置频率步长上扫描频率。每次将分步频率控制电压输出给加法器97，将一个加载信号提供给计数器98以在计数器98中加载加法器97的输出，从而与加法器97合作在一个帧周期内执行累加。计数器98的计数输出给加法器99。在检测到帧同步之后，加法器99将计数器98的计数和通过门电路100提供的增益控制电路8(随后将说明)的输出相加，根据在帧同步检测之后误差频率及其极性的计算来控制门电路100导通。将相加结果输出给数字控制电路2以控制频率受控振荡器2和通过自动频率控制再现载波。
在帧同步检测期间，将门电路100控制在闭态。
下面将详细说明帧同步检测之后的操作。AFC电路9将载波再现相位误差检测电路6输出的相位误差电压提供给数字滤波器91和93，在该滤波器中消除其噪声。峰值数计算电路92根据数字滤波器91输出的相位误差电压计算峰值数，该峰值数表示在TMCC部分期间所需接收频率和载波频率之间的差值(误差频率)。微分系数计算电路94根据数字滤波器93输出的相位误差电压来计算微分系数的方向，该方向表示在TMCC部分期间误差频率的极性。当接收到所计算的峰值数和所计算的微分系数的方向时，分步频率转换电路95将它们转换成频率扫描宽度，该频率扫描宽度具有乘以所计算的峰值数的诸如65kHz的预定分步频率，并具有微分系数的方向。不根据初始设置频率步长而根据由分步频率转换电路95转换的频率步长，生成一个相应的分步频率控制控制电压，并提供给加法器97以通过频率扫描执行自动频率控制。
在用改变后的分步频率宽度进行自动频率控制之后，控制已处于闭态的门电路100导通。因此，在诸如8kHz宽度的捕获范围内在预定频率步长上执行频率扫描，直到建立帧同步。在建立帧同步之后，根据跟踪电路12根据相位误差电压输出的跟踪信号输出，控制载波频率跟随所需接收信号的频率变化。
如图3所示，数控振荡器2具有一个正弦表23，用于接收加法器99输出的相加结果并输出相反极性的正弦数据23a和23b；和一个余弦表24，用于接收加法器99的相加输出并输出余弦数据24a和24b。根据加法器99的输出，数控振荡器2输出相反极性的正弦数据23a和23b和余弦数据24a和24b，以与AFC电路9合作输出基本构成再现载波的相反极性的正弦和余弦信号。
如图3所示，运算电路1包括乘法器1a，用于使准同步检测的I轴基带信号i乘以余弦数据23a；乘法器1b，用于使基带信号i乘以余弦数据24a；乘法器1d，用于使准同步检测的Q轴基带信号q乘以相反极性的正弦数据23b；乘法器1e，用于使基带信号q乘以余弦数据24b；和加法器1c，用于将乘法器1b和1d的输出相加，并输出相加结果作为基带信号I；和加法器1f，用于将乘法器1a和1e的输出相加，并输出相加结果作为基带信号Q。因此，运算电路1调谐基带信号i和q的频率，并将调谐频率后的基带信号I和Q输出给滚降滤波器3。
当接收到滚降滤波器3输出的基带信号ID和QD时，帧同步定时电路4将TMCC模式输出给发射模式判断电路5。根据TMCC模式的解码结果，发射模式判断电路5向帧同步定时电路4提供如图4所示的2比特的发射模式信号，该信号表示(从8PSK调制信号解调出的)高层8PSK信号、(从QPSK调制信号解调出的)低层QPSK信号、8PSK信号和QPSK信号和(从BPSK调制信号解调出的)8PSK信号和BPSK信号的分级组合。
如图4所示，发射模式信号将“00”值用于8PSK信号、将“01”值用于QPSK信号、将“10”值用于8PSK信号和QPSK信号和将“11”值用于8PSK信号和BPSK信号。
帧同步定时电路4接收基带信号ID和QD以检测同步模式和输出帧同步信号FSYNC，还接收发射模式信号以输出如图2(b)所示在标题部分和脉冲串码元信号部分期间为高电平的信号A1和如图2(c)所示在QPSK信号部分期间为高电平的信号A0。
载波再现相位误差检测电路6接收基带信号ID和QD和信号A1和A2以检测相位误差，并输出对应于所检测相位误差的相位误差电压。更具体地，载波再现相位误差检测电路6装有如图7所示用于BPSK信号的相位误差表、如图8所示用于QPSK信号的相位误差表和如图9所示用于8PSK信号的相位误差表。载波再现相位误差检测电路6根据信号A1和A0判断发射模式，根据所判断的发射模式选择相位误差表，从基带信号ID和QD的信号点排列获得相位，并将对应于该相位的相位误差电压输出给载波滤波器7和数字滤波器91和93。
例如，如果判断出发射模式对应于BPSK信号(信号A1和A0是“1，0”)，该信号在0(2π)弧度和π弧度上具有信号点的标准位置，则载波再现相位误差检测电路6选择图7(a)和7(b)所示的相位误差表，并输出如图7(a)所示的对于等于或大于3π／2弧度的相位到小于0(2π)弧度的相位的范围内递增方向中的相位的负相位误差电压；如图7(a)所示的对于从小于π／2弧度的相位到大于0(2π)弧度的相位的范围内在递减方向中的相位的正相位误差电压；如图7(a)所示的对于等于或大于π／2弧度的相位到小于π弧度的相位的范围内在递增方向中的相位的负相位误差电压；和如图7(a)所示的对于小于3π／2弧度的相位到大于π弧度的相位的范围内在递减方向中的相位的正相位误差电压。
如果判断出发射模式对应于QPSK信号(信号A1和A0是“0，1”)，该信号在π／4弧度、3π／4弧度、5π／4弧度和7π／4弧度上具有信号点的标准位置，则载波再现相位误差检测电路6选择如图8所示的相位误差表。在这种情况下，相位误差电压在0(2π)弧度、π／2弧度、π弧度或3π／4弧度的相位上取+方向最大值或-方向最大值，该最大值是BPSK信号最大值的一半。当发射模式对应于QPSK信号时省略将输出的相位误差电压的说明，因为根据BPSK信号发射模式的说明，可以很容易理解它。
如果判断出发射模式对应于8PSK信号(信号A1和A0是“0，0”)，则载波再现相位误差检测电路6选择图9所示的相位误差表，信号点的标准位置在0(2π)弧度、π／4弧度、π／2弧度、3π／4弧度、π弧度、5π／4弧度、3π／2弧度和7π／4弧度上。在这种情况下，相位误差电压在π／8弧度、3π／8弧度、5π／8弧度、7π／8弧度、9π／8弧度、11π／8弧度、13 π／8弧度、或15π／8弧度的相位上取+方向最大值和-方向最大值，该最大值是BPSK信号最大值的四分之一。当发射模式对应于8PSK信号时，省略对所输出的相位误差电压的说明，因为根据用于BPSK信号的发射模式的说明，可以很容易理解它。
将载波再现相位误差检测电路6输出的相位误差电压信号提供给由数字低通滤波器组成的载波滤波器7以平滑相位误差电压。在这种情况下，根据下文将做说明的逻辑门电路11输出的CNR编码和适合于用信号A1和A0识别的模式的载波滤波器控制信号(CRFLGP)，选择执行滤波操作。
将载波滤波器7的输出提供给增益控制电路8，该增益控制电路8根据用于高C／N值和中C／N值中每一个值的逻辑门电路11输出的增益控制信号(GCONT)来控制增益。例如，如图6所示，如果增益控制信号(GCONT)为高电位，设置高增益，例如将载波滤波器的输出放大两倍的增益，而如果增益控制信号(GCONT)为低电位，设置低增益，例如按原样输出载波滤波器7输出的单位增益。通过门电路100将增益控制电路8的输出提供给加法器99，由其将该输出与计数器98的计数相加以加速数控振荡器2振荡频率的改变。
CNR测量电路10接收基带信号ID和QD，计算根据基带信号ID和QD获得的信号点排列数据的离散值，将该离散值与预定阈值比较，计算每个预定单位时间离散值超过阈值出现的次数(DSMS)，并通过使用出现频率(DSMS)做为搜索关键字参考通过经验形成的图10所示的表格，从而获得做为2比特CNR编码输出的C／N值。例如，如图11所示，CNR编码在等于或大于9dB的高CNR上取“00”值，在等于或大于4dB并小于9dB的中CNR上取“01”值，在小于4dB的低CNR上取“10”值。
逻辑门电路11接收从帧同步定时电路4输出的信号A1和A0和从CNR测量电路10输出的CNR编码，并输出载波滤波器控制信号(CRFLGP)和增益控制信号(GCONT)。
更具体地，如图12所示，逻辑门电路11具有与非门111、112和113，用于接收CNR编码并输出与高、中和低C／N值相对应的信号；或门114，用于接收信号A1和A0和输出如图2(d)所示的信号G，该信号在BPSK信号、脉冲串码元信号和QPSK信号部分中取高电位；反向器115，用于在高C／N值上输出高电位信号；与非门116，用于在中C／N值上输出信号G；与非门117，用于在低C／N值上输出信号A1；或门118，用于接收反向器115和与非门116、117的输出，并输出载波滤波器控制信号(CRFLGP)；和与非门119，用于在高或低CNR上输出高电位增益控制信号(GCONT)。
在高C／N值上，逻辑门电路11输出高电位载波滤波器控制信号(CRFLGP)而不管所区别的模式(在标题、脉冲串码元信号、QPSK信号和8PSK信号的任意部分中)，在中C／N上它在标题、脉冲串码元信号和QPSK信号的任意部分中输出高电位载波滤波器控制信号(CRFLGP)，在低C／N上它在标题和脉冲串信号的任意部分中输出高电位载波滤波器控制信号(CRFLGP)。在其它情况下，输出低电位载波滤波器控制信号(CRFLGP)。逻辑门电路11在高或中C／N上也输出高电位增益控制信号(GCONT)，并在低C／N上输出低电位增益控制信号。
当输出高电位载波滤波器控制信号(CRFLGP)时，载波滤波器7执行滤波操作以平滑并输出相位误差电压。当输出低电位载波滤波器控制信号(CRFLGP)时，载波滤波器7停止滤波操作以便保持并输出停止之前瞬间的输出。当输出高电位增益控制信号(GCONT)时，增益控制电路8将载波滤波器7的输出放大两倍并输出。当输出低电位增益控制信号(GCONT)时，增益控制电路8按原样输出载波滤波器7的输出。
用一个可检测到峰值数的较长的时间常数设置数字滤波器91，该滤波器从载波再现相位误差检测电路6接收相位误差电压，并将其输出提供给峰值数计算电路92。用一个可正确计算微分系数的较短的时间常数设置数字滤波器93，该滤波器接收相位误差电压并将其输出提供给微分系数计算电路94。
如图13(a)所示，在接收由数字滤波器91消除噪声的相位误差电压的峰值数计算电路92中，比较器201将相位误差电压值与第一阈值LS比较，并在相位误差电压值等于或高于第一阈值时输出高电位电平。上升沿检测电路202检测比较器201输出的上升沿。比较器203将相位误差电压值与高于第一阈值的第二阈值HS比较，并当相位误差电压值等于或高于第二阈值时输出高电位电平。上升沿检测电路204检测比较器203输出的上升沿。根据由沿检测电路202和204检测的沿，设置或重置JK触发器205。上升沿检测电路206检测JK触发器205的Q输出的上升沿，由计数器207计算上升沿检测电路206的输出数以获得峰值数。该峰值数对应于所需接收频率和再现载波频率之间的误差频率。
例如，如果在TMCC部分期间提供给峰值数计算电路92的相位误差电压如图13(b)所示，输出a由比较器201提供且输出b由上升沿检测电路202提供，如图13(c)所示，而输出c由比较器203提供且输出d由上升沿检测电路204提供。输出e由JK触发器205提供，输出f由上升沿检测电路206提供。输出f由计数器207计数以获得峰值数“1”。
如图14所示，在接收由数字滤波器93消除其噪声的相位误差电压的微分系数计算电路94中，将相位误差电压提供给单位时间延迟电路211予以延迟。减法器电路212从由单位时间延迟电路211延迟的相位误差电压中减去未被延迟的相位误差电压。加法器214将由单位时间延迟电路215延迟的相位误差电压与减法器电路212的输出相加。将加法器214的输出提供给单位时间延迟电路215予以延迟。比较器213将减法器212的输出与阈值DV比较。如果减法器电路212的输出不高于阈值DV，则比较器213使单位时间延迟电路215仅计算微分系数的较小倾角，并根据单位延迟电路215输出的极性获得微分系数的倾斜方向。
在微分系数计算电路94中，例如将阈值DV设置为“2”。在微分系数计算电路94中，减法器电路212的输出用{Pn-(Pn+1)}表示，并且如果{Pn-(Pn+1)}＜DV则启动单位时间延迟电路215。因此，如果在TMCC部分期间提供给微分系数计算电路94的相位误差电压如图13(b)所示，每个单位时间间隔上的相位误差电压用Pi(i=1至16)表示，每个相位误差电压Pi如图13(b)所示。
单位时间延迟电路215的输出是(P1-P2)+(P2-P3)+(P3-P4)+(P4-P5)+(P5-P6)+(P6-P7)+(P7-P8)+(P8-P9)+(P9-P10)+(P10-P11)+(P10-P11)+(P11-P12)+(P12-P13)+(P13-P14)+(P14-P15)+(P15-P16)=(-1)+(-1)+(-1)+(-1)+(-1)+(-1)+(-1)+2+(3不加，因为(3=P9-P10)＞2)+2+2+(-1)+(-1)+(-1)+(-1)=-5。符号为负(-)，这是微分系数的方向。
如上所述通过设置阈值DV获得微分系数的方向。其原因在于如果递增方向和递减方向上的差值{Pi-(Pi+1)}被计算并相加，相加结果始终为“0”，则不能获得微分系数的方向。
如果所需的接收频率高于再现载波频率，数字滤波器93输出的TMCC部分期间的相位误差电压如图15(a)所示，对应于图13(b)所示的情况。如果所需接收频率低于再现载波频率，数字滤波器93输出的TMCC部分期间的相位误差电压如图15(b)所示，微分系数的方向为正(+)。由此可以明显看出，微分系数的方向对应于误差频率的极性。
因为所需接收频率的中心频率偏离额定频率大约±1．5MHz，在大约±1．5MHz的范围内扫描用所需接收频率调谐的再现载波频率。该扫描在图16中被示意地表示。在图16中，FC表示用所需接收频率调谐的再现载波的频率。
对于用于扫描再现载波频率的大约±1．5MHz的范围，在距离FC±67．7kHz的频率扫描范围内，尽管已经捕获帧同步，根据TMCC部分期间的相位误差电压很难估计误差频率及其极性。原因在于因为该频率扫描范围靠近所需接收信号频率，不能从相位误差电压检测出峰值数，而且因为倾角小，很难获得微分系数的方向。通过{(BPSK相位余量1800／TMCC部分中的比特数192)×码元率26Msps}／3600=67．7kHz获得该范围。
在图16中用阴影部分表示能够捕获帧同步和根据TMCC部分期间的相位误差电压估计误差频率及其方向的频率范围。在该频率范围内，根据相位误差电压可以获得峰值数和微分系数的方向。该频率范围是从67．7kHz到650kHz和从-67．7kHz到-650kHz，其中{(BPSK相位余量1800／同步模式比特数20)×码元率26Msps}／360=650kHz。因此，例如在检测到帧同步之后在65kHz×峰值数内执行扫描。
在从+650kHz到+1．5MHz和从-650kHz到-1．5MHz的范围内不能捕获帧同步。
接着，将参考图17的流程图说明本发明的如上构造的包括AFC电路的数字广播接收机的操作。
根据分步频率控制电路96的输出，在600kHz的宽度内执行AFC扫描(步骤S1)，该宽度相对于如上所述的650kHz的宽度给出一定余量。然后，测量接收C／N比(步骤S2)，并检查是否检测到同步模式(步骤S3)。在检测到同步模式之前，重复步骤S1至S3。因为相对于±1．5MHz的频率扫描范围，在600kHz的频率范围内执行频率扫描，检测帧同步所需的时间很短。
步骤S1至S3的详细操作如下。
运算电路1使基带信号i和q乘以数控振荡器2输出的正交再现载波以检测经滚降滤波器3提供给帧同步定时电路4的基带信号ID和QD。帧同步定时电路4将TMCC模式提供给发射模式判断电路5，该发射模式判断电路5解码TMCC模式，并将发射模式信号发回帧同步定时电路4。
当接收到基带信号ID和QD和发射模式信号时，帧同步定时电路4检测帧同步模式，并输出帧同步信号SYNC和信号A0和A1。将帧同步信号FSYNC提供给增益控制电路8以在每次检测到帧同步时重置增益控制电路8。将信号A1和A0提供给载波再现相位误差检测电路6和逻辑门电路11。
根据基带信号ID和QD和信号A1和A0，载波再现相位误差检测电路6选择相位误差表以检测相位误差电压，该相位误差电压被提供给载波滤波器7以使其平滑。根据基带信号ID和QD的信号点排列，接收基带信号ID和QD的CNR测量电路10计算DSMS。根据所计算的DSMS，计算作为CNR编码输出的C／N值。
当接收到CNR编码和信号A1和A0时，逻辑门11判断该C／N值是高C／N、中C／N或低C／N。如果是高或中C／N，将高电位增益控制信号(GCONT)提供给增益控制电路8以设置高环路增益，从而使载波滤波器7输出的相位误差电压加倍。如果逻辑门电路11判断C／N是低C／N，将低电位增益控制信号(GCONT)提供给增益控制电路8以设置低环路增益，从而按原样输出载波滤波器7输出的相位误差电压。
当在步骤S3上检测到同步模式时，将门电路100控制在闭态(步骤S4)和检测TMCC部分期间的相位误差电压(步骤S5)。根据在步骤S5检测的相位误差电压，计算相位误差电压微分系数的方向(步骤S6)。在步骤S6计算出微分系数的方向之后，计算相位误差电压的峰值数(步骤S7)。
分步频率转换电路95将峰值数转换成分步频率控制电压，通过使在步骤S7计算出的峰值数乘以65kHz获得该分步频率控制电压，从而设置分步频率控制电压(步骤S8)。从在步骤S3用于扫描的再现载波的频率开始在与在步骤S8上设置的分步频率控制电压相对应的频率分步上执行频率扫描(步骤S9)。相对于先前所述的频率67．7kHz，该频率65kHz具有一个余量。
步骤S8和S9的频率分步的方向对应于在步骤S6计算的相位误差电压的微分系数的方向。如果根据相位误差电压计算出的微分系数的方向为负(-)，那么意味着所需信号频率高于再现载波频率。因此，降低再现载波频率。如果在步骤S6根据相位误差电压计算的微分系数的方向为正(+)，那么意味着所需信号频率低于再现载波频率。因此，提高再现载波频率。
在步骤S9之后，将门电路100控制在导通状态(步骤10)。接着，判断是否连续多次捕获帧同步，即是否建立帧同步(步骤S11)。如果在步骤S11判断未建立帧同步，在捕获范围内，即在8kHz的宽度上，执行频率扫描以建立帧同步(步骤S12)。
如果在步骤S11判断已经建立帧同步，响应由跟踪电路12根据由载波再现相位误差检测电路6检测的相位误差信号生成的跟踪信号，递增或递减计数器98。因此，使再现载波频率跟随所需接收频率的变化以保持帧同步状态。如果在步骤S13判断出帧同步被释放，从步骤S1重复上述操作。
如上述说明，根据本发明实施例的数字广播接收机，可以将AFC的频率扫描步骤设置的很宽直到扫描进入可以具有同步捕获和估计TMCC部分期间相位误差电压的微分系数的峰值数和方向的频率范围。扫描频率范围近似于AFC常规范围的一半从而可缩短频率扫描时间。
在宽扫描分步上的频率扫描进入可估计相位误差电压的微分系数的峰值数和方向的频率范围内之后，根据所检测的相位误差电压的微分系数的峰值数和方向执行频率扫描。因此，可快速再现载波和高速捕获所需信号。在建立帧同步之后，跟踪信号使再现载波频率跟随所需接收频率的变化，从而保持帧同步状态。本发明的工业适用性如上所述，根据用于接收由分级发射方法调制的调制波的本发明的数字广播接收机，可以快速捕获帧同步，并在一旦捕获帧同步之后，根据所检测的相位误差电压的微分系数的峰值数和方向执行频率扫描。因此，可快速再现载波和高速捕获所需信号。
而且，根据本发明的数字广播接收机，在建立帧同步之后，跟踪信号使再现载波频率跟随所需接收频率的变化从而维持帧同步状态。
权利要求
1．一种用于接收分级数字调制波的数字广播接收机，具有一个用于载波再现的自动频率控制电路，包括相位误差检测装置，用于根据通过在标题部分中一预定部分期间解调调制波获得的解调输出检测相位误差电压；误差频率计算装置，用于根据所检测的相位误差电压，计算所需接收频率和再现载波频率之间的误差频率；极性计算装置，用于根据所检测的相位误差电压计算误差频率的极性；和转换装置，用于将所检测的具有计算出的极性的误差频率转换成用于自动频率控制的分步频率宽度，其中在检测到帧同步之后，在所转换的分步频率宽度上扫描再现载波频率，直到建立帧同步。
2．根据权利要求1的数字广播接收机，还包括一个跟踪电路，用于根据相位误差电压生成一个跟踪信号，从而在建立帧同步之后，使再现载波频率根据跟踪信号跟随所需接收频率的变化。
3．一种用于接收分级数字调制波的数字广播接收机，具有一个用于载波再现的自动频率控制电路，包括转换装置，用于将所需接收频率和根据相位误差电压计算出的再现载波频率之间的误差频率转换成用于自动频率控制的分步频率宽度，根据通过解调调制波获得的解调输出获得该相位误差电压，其中在检测到帧同步之后，在所转换的分步频率宽度上扫描再现载波频率，直到建立帧同步。
全文摘要
提供一种可以快速再现载波和高速捕获所需信号的数字广播接收机,包括:载波再现相位误差检测电路(6),用于根据在标题部分中的预定部分期间调制波的解调输出,检测相位误差电压;峰值数计算电路(92),用于计算所需接收频率和再现载波频率之间的误差频率;和微分系数计算电路(94),用于计算误差频率的极性。分步频率控制电路(96)将具有所计算的极性的误差频率转换成用于自动频率控制的分步频率宽度,且在检测到帧同步之后,在所转换的分步频率宽度上频率扫描再现载波频率,直到建立帧同步,来快速再现载波和高速捕获所需信号。
文档编号H04L7/00GK1280732SQ9881182
公开日2001年1月17日 申请日期1998年12月4日 优先权日1997年12月4日
发明者加藤久和, 桥本明记, 白石宪一, 堀井昭浩, 松田升治 申请人:株式会社建伍