专利名称：阻抗检测装置和检测方法
一般地说，本发明涉及用于检测适量的物理变量的装置及其检测方法，具体地说，涉及一种检测适量的物理变量的装置及其检测方法，用以提供与能被数字处理的量相应的信号。
作为适于检测物理量变化之检测电路的现有技术实例，譬如在1988年出版的日本专利未审公开特开昭63-108257中有所描述。
图1是表示特开昭63-108257中描述的现有技术检测电路的方框图。这个检测电路预定是要检测湿度这一物理量的，它包括带湿度传感器54的振荡单元51，F-V转换器52和对数放大器53。湿度传感器54被设计成它的电阻随环境湿度的变化而变。于是，这种电阻的变化引起振荡单元51改变其振荡频率。振荡单元51的输出信号往下被输入到F-V转换器52，在那里将信号的频率转换成直流电压。从F-V转换器52输出的直流电压信号接下去被输入给对数放大器53，直流电压在此按对数方式被放大。按照这种方式，这种检测电路根据对数放大器53的输出电压值显示环境湿度。
日本专利公开特公平2-22338中描述了另一种现有技术的检测电路。这种检测电路像上述JP-63-108257的情况一样，也检测湿度的变化。虽然这里未予示出，该检测电路包括一个用于检测的积分器，此积分器包含电容湿度传感器，电容值的变化与湿度相应，该检测电路还包括一个用于比较的参考积分器，其时间常数不改变。这个检测电路工作时，相同的脉冲信号输入两个积分器，从每个积分器输出的信号间的差是由差分放大器供给的，此最大差值进一步由峰值保持电路作为直流电压信号输出。因而该检测电路可以根据峰值保持电路的输出电压给出环境湿度。
日本专利未审公开特开昭63-27720描述了又一种检测电路的现有技术实例。图2是表示JP-63-27720中描述的用于重量检测的检测电路的电路图。
近些年来，积分电路技术已有所发展，而且通过使用专用于信号处理等的处理器，可以很容易地实现需要复杂的乘积/求和运算的数字信号处理。由于在采用软件控制的情况下，这种数字信号处理使时间分割处理等成为可能，因而可使大量的复杂信号得到处理，以便准确地显示各种信息，另一方面避免了需要大尺寸和加大成本的设施。
然而，上述日本专利公开JP-63-108275和JP-2-22338中所描述的每一种检测电路从它的输出端输出其值与物理量有关的模拟信号或电压。因此，为了对其进行数字化处理，必须借助附加的A/D转换器将这种输出电压转换成数字信号。为此，如果引入诸如微型计算机等数字处理装置去处理这种检测电路的输出，那么，这当中就需要更为复杂的结构，如A/D转换器，从而引出加大整个装置的尺寸并增大成本的问题。特别是当对于这种检测电路的大量信号输出需要并行实时处理时，就必须并行地设置与这种检测电路的信号数量相同的大量A/D转换器，使上述问题更加突出。
另一方面，如图2所示，日本专利公开特开昭63-27720中描述的检测电路包括振荡单元42，它包含运算放大器42a，42b和传感器41，该传感器根据加于其上的重量改变电容。振荡单元42的振荡频率响应传感器41电容的变化而变。振荡单元42中还设有可变电阻43，用以调节振荡频率的基频。
振荡电路42的输出信号输入包含晶体管46a的放大器46。放大器46放大振荡单元42的输出信号，使有足够的幅值，微型计算机45中的计数器47可计数振荡信号的波数。因此，计数器47计数在预定的时间内放大的信号的波数，并将计数值输出给微型计算机45内的处理单元48。电压设定电路44依序设定预定的直流电压。此直流电压被输入到微型计算机45内的A/D转换器49，它在那里被转换成数字信号，然后再被输出至处理单元48。处理单元48利用从A/D转换器49输入的数字值作为转换系数，从所述计数值计算传感器41的电容。
在图2所示的检测电路中，振荡单元42将传感器41的电容变化转换成频率的变化。然后，计数器47计数来自振荡单元42的频率信号的波数，可将传感器41的电容变化显示为数字信号。
然而，在图2所示的检测电路中，在运算放大器42a等的输入端不可避免地要形成寄生电容。因此，当必须使用具有极小电容的传感器41时，由于寄生电容的影响，传感器41的电容变化不会引起足以看得出的输出信号频率改变。特别是在为显示传感器41电容的变化而计数振荡单元42在预定时间内输出信号的波数的方法中，只有超过一定程度的频率变化才最终表示波数的变化。于是，这就引出在振荡频率变化未达到该程度时，难于找准传感器41电容变化的问题。为了解决上述问题，就企图使振荡单元42的振荡频率较高，并使用非常高速的计数器47。但结果将会引起电路的结构更为复杂，并因此而使装置更为昂贵。此外，当在分立的芯片上形成振荡单元42的运算放大器42a和传感器41时，所述寄生电容会变得相当大。因此，这种增大的寄生电容将使得振荡单元42难于产生稳定的振荡。
另外，在图2所示的检测电路中，必须将被计数的波数变化转换成在处理单元48中经过数字处理的电容值的变化。然而，上述振荡单元42的振荡频率难于表现出与传感器41的电容值的简单正比关系。换言之，为了实时表现传感器41电容的变化，处理单元48中必须在高速下进行诸如平方运算和求逆运算等复杂运算。因此，除非采用特别昂贵和高性能的微型计算机，处理单元48的大部分能力将完全被用于这些运算。
本发明用于解决现有技术中的这些问题。因此，本发明的目的在于提供一种使用振荡单元的检测装置和检测方法，其输出频率可靠地随阻抗，如传感器的电容而变化。
本发明的另一目的在于提供一种使用振荡单元的检测装置和检测方法，其输出频率基本上正比于阻抗，如传感器的电容而变化。
本发明的又一目的在于提供一种检测装置和检测方法，能恒定地获得传感器电容的变化，而无损于简单的结构，也无损于传感器电容的值和寄生电容的值的考虑。
本发明的再一目的在于提供一种使用振荡单元的检测装置和检测方法，其输出频率随传感器电容变化，其中为使振荡输出幅值的变化不影响电容值的检测，可使振荡单元提供方波。
为实现本发明的目的，本发明的检测传感器阻抗的装置，其中的阻抗随至少一个传感器所检测的物理量变化，所述装置包括用于将传感器阻抗转换成振荡信号的阻抗-频率转换单元，所述振荡信号的频率与传感器阻抗对应；还包括用于计数预定时间内的振荡信号波数以便输出计数值的计数器；其中所述阻抗-频率转换单元包括具有传感器阻抗的振荡器，用于产生方波信号，作为振荡信号。
在上述装置中，振荡器最好是维恩桥式振荡器，它包括具有可变增益的放大器和放大器的正反馈电路，其中正反馈电路包括电阻或电容，作为传感器的阻抗，并选择所述放大器增益与所述反馈电路的正反馈比之积大于或等于1。另外，最好使传感器阻抗的一端连到一个参考电位上。
上述装置还可进一步包括附加的传感器和计数器，其中阻抗-频率转换单元还包括多个各自带有附加传感器阻抗的附加振荡器，用以对每个附加计数器产生方波信号，作为附加振荡信号，附加振荡信号的频率分别与附加传感器阻抗对应。在本装置中，最好使各传感器构成谐振器阵列。
按照本发明的另一方面，提供一种用于检测传感器阻抗的装置，所述阻抗可响应至少一个传感器的被检测物理量而变化，所述装置包括阻抗-频率转换单元，用以将传感器阻抗转换成振荡信号，其频率与传感器阻抗对应；该装置还包括计数器，用以计数预定时间内的振荡信号的波数，以便输出一计数值。其中所述阻抗-频率转换单元包括阻抗-电压转换器，用以提供与传感器阻抗对应的输出电压，此单元还包括带可变阻抗元件的振荡器，所述元件的阻抗随阻抗-电压转换器的输出电压变化，用以产生振荡信号。另外，振荡信号的频率取决于所述元件的变化的阻抗。
第二方面的装置最好包括一个位于阻抗-电压转换单元与振荡器之间的电压附加单元，用以给阻抗-电压转换器的输出电压附加一个预定的直流电压。附加的电压被提供给振荡器的可变阻抗元件。
在第二方面的装置中，最好由第一MOSFET的漏极-源极电阻形成振荡器的可变阻抗元件，此电阻可因加给栅极的电压而变化，而且电压加法单元包括第二MOSFET，其栅极被连接成接收与传感器阻抗对应的输出电压，其漏极被连接到可变负载电阻，以便对第一MOSFET的栅极提供一附加电压。
在第二方面的装置中，最好传感器阻抗是电容，而且阻抗-电压转换器包括(a)第一运算放大器，该放大器有被连接成通过一个电阻接收来自可变电压发生器的输入电压，并通过彼此并联连接之电阻和第一开关连到它的输出端的反相输入端，还有被连接成通过传感器阻抗接收输入电压并通过一个开关接收参考电压的同相输入端，其中在所述开关被断开时输入电压是可变的，(b)第二运算放大器，此放大器有被连接成通过一个电阻接收来自可变电压发生器的输入电压，并通过彼此并联之电阻和第二开关连到它的输出端的反相输入端，还有被连到参考电压线端的同相输入端，以及(c)第三运算放大器，它有被连接成接收第一运算放大器输出电压的同相输入端，和被连接成接收第二运算放大器输出电压并通过彼此并联的可变电阻和第三开关被连到输出端的反相输入端，其中所述输出端被连到第二MOSFET的栅极，第一至第三开关被接通，以复位阻抗-电压转换单元，并在开始阻抗测试之前断开第一至第三开关。在复位或初始化周期，接通第一至第三开关，而在开始测试周期之前，断开它们。
按照本发明，一种检测传感器电容的方法，所述电容响应传感器所检测之物理量而变化，包括以下步骤(a)将传感器的电容转换成与之相应的电压，(b)响应所转换的电压改变元件的阻抗，(c)从振荡器产生频率信号，此信号响应元件的阻抗而变化，(d)计数在预定时间内来自振荡器的频率信号的波数，从而将传感器电容转换成数字形式的振荡频率信号。
图1是表示现有技术用于检测传感器电容之检测电路的方框图；图2是表示另一种现有技术用于检测传感器电容之检测电路的方框图；图3是示意性地表示本发明用于检测传感器电容之检测电路的方框图；图4表示图3所示装置的振荡信号产生单元所用维恩桥式振荡器的详细结构；图5是表示图4所示维恩桥式振荡器之模拟实例的闭环增益与振荡频率之间关系的曲线；图6是与各闭环增益有关的曲线，每条曲线表示图4所示模拟实例维恩桥式振荡器的传感器电容与振荡频率之间的关系；图7是谐振器阵列结构的传感器平面视图；图8是表示图7所示模拟实例谐振器阵列的振荡频率与幅值之间关系的曲线；图9是部分图7所示谐振器阵列的示意截面图；图10是表示谐振器阵列的传感器电容变化的曲线；图11是使用图7所示谐振器阵列和图4所示振荡器的传感器电容检测装置的方框图；图12和13表示可用作图3所示装置之振荡信号发生单元的振荡器的电路图；图14是表示图3所示装置之振荡信号发生单元的另一种结构方框图；图15表示用于说明图14中振荡信号发生单元的操作的时间特性曲线；图16是表示图14所示电压输出电路模拟实例的传感器电容与输出电压之间关系的曲线；图17是图16所示曲线的放大曲线；图18是表示在图14所示电压输出电路的一个实施例中所得的传感器电容与输出电压之间关系的曲线；图19是表示在图14所示振荡信号发生单元模拟实例中传感器电容与振荡频率之间关系的曲线。
图3是一般性地表示本发明检测系统的方框图，包括检测装置1和数字信号处理装置2。检测装置1包括具有传感器8的振荡信号发生单元3和计数器4，它提供与被传感器8转换之物理量对应的数字信号，此信号可由数字信号处理装置2直接处理。数字信号处理装置2包括峰值保持单元5、电容转换单元6和幅值检测单元7，并根据计数器4所提供的信号识别由传感器8转换的物理量。电容转换单元6是由峰值保持单元5提供的峰值电压计算电容值的装置。幅值检测单元7是由电容转换单元6的电容值计算谐振信号幅值的装置。
图4是与图3所示检测装置1结合的振荡信号发生单元3第一实施例的电路图。所述单元3被做成维恩桥式振荡器，它利用有频率选择能力的反馈电路网络把正反馈用于放大器。具体地说，所述反馈电路网络由包括电阻31和电容35的串联电路的第一阻抗部分37和包含电阻32和电容36的并联电路的第二阻抗部分38形成。此反馈电路网络把正反馈加给运算放大器9的同相输入端或输入点，同时，运算放大器9的反相输入端或输入点被第三和第四电阻33和34加给负反馈。第二阻抗部分38有一端连到接地点39，它的电容36由图3所示的传感器8构成。
在图4所示的带传感器电容36的维恩桥式振荡器3中，放大器的增益，即具有负反馈的闭环增益A可由下述方程表示A＝1+R4/R3 …(1)方程(1)中的R3和R4分别是电阻33和34的阻值。由于所述反馈电路网络，包含传感器电容的整个振荡器的增益G被下述方程表示为闭环增益A与正反馈系数的积G＝(1+R4/R3)/(1+R1/R2+C2/C1) …(2)方程(2)中的R1和R2分别是电阻31和32的阻值，C1和C2分别是电容器35和36的电容。当增益G基本上为“1”时，振荡器3的振荡频率可由下式表示f＝1/(2π)*(C1*C2*R1*R2)-1/2…(3)一般地说，将振荡器各元件的各常数设定得使增益G总是大于1。不过，实验已经表明，在1之后增益G增加得较快，图4中所示的维恩桥式振荡器3的振荡频率f逐渐偏离方程式(3)所表示的理论值。预先对此进行详细分析，明白这一现象部分是由于运算放大器9的非线性等原因导致的。
图5是表示振荡频率f与闭环增益A之间关系的曲线，图4所示的振荡器3的模拟实例中，闭环增益A与增益G成正比，这里假设R1＝R2＝R3＝50kΩ，C1＝100fF，C2＝50fF，R4是可变的。当增益G等于1时，也即当闭环增益A等于2.5时，本例中的振荡频率f接近45MHz。所得的45MHz的频率基本上与由方程(3)算得的相等。然而，随着闭环增益A从2.5逐渐增大时，所得的振荡频率f就逐渐变小，有如图5所示者。
图6是表示图4所示振荡器3的模拟实例中电容器36的电容C2与对于各闭环增益A的振荡频率f之间关系的曲线，其中设R1＝R2＝R3＝50kΩ，C1＝100fF。如图6所示，只要C2接近或大于200fF，由于闭环增益A的变化，振荡频率f就不会非常大地改变。另一方面，当C2小于约200fF时，频率f的变化对C2的变化之比随闭环增益A的不同值而较大地改变。例如，采用C2＝300fF，则当A是2.5时，频率f为1.84MHz；而当A为11时，频率f是11.83MHz，两种情况之间并未表现明显的差异。然而，若C2在从200fF到10fF的范围内，当A＝2.5时，频率f则从22.5MHz到100MHz大范围变化，而当A＝11时，频率f则在从13.98MHz到19.86MHz范围较大地变化。因此，通过改变闭环增益A，能够调节灵敏度，即振荡频率的变化对电容C2的变化之比。利用电阻33或34的可变阻值，或者通过用其它电阻替换这些电阻，可使闭环增益A改变。
可将图3中所示的传感器8(或图4中所示的电容36)构成谐振器阵列。图7是可用于此前已由本发明或其它所提出的本发明检测系统的谐振器阵列20的平面图。阵列22包括由单独一个横梁23和多个竖梁24连接的第一膜片21和第二膜片22，所述多个竖梁的长度互不相同，并按预定的间隔平行排列，而且基本上与横梁23正交。
谐振器阵列20构成模拟地替代人耳系统，其一般的动作情况如下。当给第一膜片21提供可听频带的振动信号时，此振动信号从第一膜片21通过横梁23传到第二膜片22。在传送过程中，每个竖梁24按它们各自的谐振频率开始振动。换句话说，竖梁24从被传送的振动信号吸收基本上与它们各自的谐振频率相符的频率分量而振动，从而输入的振动信号被分成各自的频率分量。图8是表示各竖梁24处振动幅值作为频率f之函数的曲线。正如从此曲线也可清楚看出的，当检测某些竖梁24的振动振幅时，可以从输入到第一膜片21的振动信号分离出并显示多种频率分量。
图9是被设计用来检测一个竖梁24的机械振动振幅W的传感器8的示意截面图。如图9所示，传感器8包括位于竖梁24底面上的梁电极25，和面对此梁电极25的静止电极26。采用这种结构，梁电极25与静止电极26之间形成一个电容器。两个电极25和26之间的距离D随竖梁24的振动而改变，此电容器的电容又以反比方式随距离D变化。传感器8的这种结构方式，即按照所检测的机械振动而改变它的电容。因此，图9所示的传感器8可被用为图4所示振荡器3中的电容器36。
图10是表示由图9所示传感器8形成的电容器36的电容C2作为时间函数变化的曲线。如图10所示，电容器36的电容C2在最大电容Cmax与最小电容Cmin之间以周期方式变化，该周期与竖梁24的机械振动周期T相符。当电容器36表现出如图10所示之变化的电容C2的时候，振荡频率f响应闭环增益A而变，有如图6所示者。具体地说，振荡频率f取与最大电容Cmax对应的最小频率fmin，和与最小电容Cmin对应的最大频率fmax。
如上所述，将图4中振荡器3的各元件设定成使增益G总是大于1。因此，振荡器3的振荡幅值输出随通电时间单调增加，随之而来的是，从振荡单元3的输出端10(见图4)输出一个脉冲振荡波形信号，在电源电压下其幅值饱和。图3所示的计数器4接收此脉冲波形信号，并计数在预定时间内信号中所含脉冲或波的数目(或波数)。可由简单电路，如带清除功能的普通二进制计数器等实现计数器4。具体地说，计数器4接收脉冲波形信号作为输入时钟信号，还接收具有预定周期的清除信号用以复位计数器4，并对预定的周期计数所述时钟信号。结果，如果计数器输出一个比如8位二进制信号，则计数器就可输出255个时钟信号。因此，可将振荡频率f转换成由二进制数字信号表示的计数器4的计数值，于是可将计数值直接输入图3所示的数字信号处理装置2。有如前面参照图3所描述的那样，数字信号处理装置2包括峰值保持单元5、电容转换器6和幅值检测单元7。虽然可由专用处理器实现数字信号处理装置2，但也可以采用微型计算机，用于附带地实现其它控制等。
从计数器4输入的计数值具有与最小频率fmin对应，因此也与图10中的最大电容Cmax对应的最小计数值CNTmin，还具有与最大频率fmax对应，因此也与图10中的最小电容Cmin对应的最大计数值CNTmax。于是，峰值保持单元5检测最小计数值CNTmin和最大计数值CNTmax，并将它们保持在单元5中的寄存器中。
电容转换单元6将最大计数值CNTmax转换成最小电容Cmin，而将最小计数值CNTmin转换成最大电容Cmax。为实现这些转换，以响应图4所示振荡器3的闭环增益A的方式，预先已将图6所示的电容C2与振荡频率f之间的相互关系，也即电容C2与计数器4的计数值之间的相互关系存入设于数字信号处理装置2中的存储器内。因而，利用计数值CNTmax和CNTmin选址，可从所述存储器检索电容C2，从而能够实现所述转换。
因此，根据图9所示的二电极25和26间的距离D可以依次得出电容的Cmax和Cmin。下一步，幅值检测单元7将最大电容Cmax转换成最小距离Dmin，而将最小电容Cmin转换成最大距离Dmax。虽然类似于上述方式，利用数字信号处理装置2中设置的存储器也能实现这些转换，但可从表示所述电容器的电极间距离与其电容值之间关系的方程计算最小和最大距离。通过计算最大距离Dmax与最小距离Dmin之间的差，可以显示竖梁24的振幅W，从而使之能够检测被加给谐振器阵列20的膜片21的振动信号中具有特定频率分量的信号的幅值。
如上所述，谐振器阵列20把一个输入的振动信号分成多个频率分量，而且并行地输出这些频率分量作为在竖梁24处具有振幅W的多个机械振动。因此，为了实时地检测输入的振动信号中所包含的各频率分量，必须通过上述途径并行地计算竖梁24的振幅W。图11是表示被设计用来检测振幅W的装置的部分方框图。图11中的每个电路11都与图4中所示电路方框35相同，因而除去电容器36外，也与振荡电路单元3相同。谐振器阵列20由电连接的多个导电元件制成，其中一部分被连到接地端39。彼此并行排列的电路11的输入端12被连到各竖梁24引导端处的那些面对电极25的静止电极26。采用这种结构，以类似于参照图4所说明的方式，各电路11的输出端10以同样的方式输出多个脉冲信号，使得这些信号被输入计数器4。按照这种方式，可按对各频率分量为同样的方式得到各个幅值。
在采用图4所示振荡器3的检测装置1和计数器4中，电容器36的传感器电容值C2作为以二进制数字信号表示的计数值被输出。由于此计数值可以像它们在数字信号处理装置2时那样被加工，所以任何所需要的A/D转换器都可被省略。特别是当采用图11所示的谐振器阵列时，由于竖梁24的振幅W作为数字计数值被输出，所以可以省略多个A/D转换器，从而使结构更为简单。
在采用图4所示振荡器3的检测装置1和计数器4中，振荡器3的增益G被设定得大于1，使得从它的输出端10输出一个脉冲信号。通过确定各波超过一个预定的阈值电压的时间点，计数器4计数波的数目。因此，采用振荡单元3的脉冲输出信号，就可以防止因从振荡单元3输出的幅值变化各确定的时间点沿时间轴方向移动。当产生脉冲输出信号的谐振器3被用为电路11时，因为避免了确定的时间点的移动，所以能精确地显示竖梁24的振幅值W。另外，振荡器3的输出信号总是脉冲信号，这种脉冲信号为电源电压所饱和。因而，即使存在干扰、随时间而起的质量变化、有几部分振动等，输出信号的幅值将超过所述阈值电压，而不会减弱。于是，避免了计数器4发生错误。
当维恩桥式振荡器3的振荡频率f响应电容C2的变化而改变时，利用计数器4的工作速度可限制频率f变化的误差。这是因为当频率f过高时，对于计数器4而言，难于计数每个脉冲而无遗漏。另一方面，由于电容C2的改变量由传感器8的特性确定，所以为了调整振荡频率f的变化范围而控制电容C2一般地说是困难的。不过，在检测装置1中，可以根据计数器4的工作速度，通过改变振荡器3的闭环增益A调整振荡频率f的变化范围。进而，由于只要增益G等于或大于1，就总是输出同样的脉冲波形，所以能够调整所述变化范围而不会引起任何其它的麻烦。
在检测装置1的振荡器3中，一端连到接地端39的电容器36由传感器8构成。所以当有多个传感器8与电路11一起被使用，形成如图11所示的振荡器3时，可将每个传感器8的一端连到一条公用线上。如果类似于谐振器阵列20那样，在一个硅片上形成多个传感器8，可以毫不费力地形成这些传感器，其中每一个预先都有一端互相连接。因此，如果这些传感器8被用来形成多个振荡器3，则可将各传感器的互相连接端在一点处连到接地线39。这就排除了把每个传感器8的一端分别连到接地线39的麻烦操作，从而使得能够使检测装置1的结构明显地简单。
如果检测装置1只有单独一个具有传感器8的振荡器3，可将图4中的其它电子元件，如电子31或电容35构成为用以确定振荡频率f的传感元件8。另外，所有这些电子元件可构成传感元件8。
在上面的具体实施例中，传感器8被形成为电容器36，它的电容C2因被检测的物理量的变化而改变。然而，传感器8并不限于上述这种。另外，比如可以利用传感器8，它的电阻值因被检测之物理量的变化而改变。再有，当谐振器阵列20(图7和9)作为多个传感器8因所检测的机械振动而改变它的电子特性时，除了上述之外，可以使用多种传感器8，它们因湿度、温度、磁性、压力、光、气体、或任何其它物理量的改变而改变所述电子特性。
此外，振荡器3也不限于维恩桥式振荡器，其它类型的振荡器也可用以替代。例如，也可采用有如图12所示那样的使用运算放大器的方波振荡器。在这种情况下，至少电容40和电阻41，42，43中的任何一个均可构成为传感器8，结果，由传感器8检测的物理量的变化可以作为方波振荡信号的基波频率的变化而被输出。另外，可以使用如图13所示的采用CMOS施密特电路44的方波振荡器。在这种情况下，当至少电容46和电阻45中之一被构成为传感器8时，由此传感器8所检测的物理量的变化可被作为方波振荡信号的基波频率的变化被输出。当一端连到接地线39的元件，如图12或13中的电容40或电容46被构成为传感器8，并使检测装置1构成为包括多个振荡单元3(所述振荡单元3包括多个并行排列的传感器8)时，可使所述装置明显地被简化，因为预先可在硅芯片上的一点处将各传感器8的一端一起连到接地线，就像谐振器阵列20的情况那样。代替各传感元件的一端连到接地线，还可以将它们连到另一个参考电位线，如正的或者负的电源线上，以此可使装置简化。
另一种不同的振荡器可被用于检测装置1中，当利用LC振荡单元时，可以采用这种因被检测之物理量的变化而改变其阻抗的传感器。另外，甚至可以利用一种振荡单元，这种振荡单元给出幅值比电源电压小的脉冲信号，或者如果振幅大于一个阈值电压，它给出正弦波形信号。
利用图4中所示的每个振荡器3和图7中所示作为传感器8的谐振器阵列，构成检测装置1的一种实施例。每个振荡单元3的各元件的常数如下R1＝R2＝R3＝50kΩ，R4＝500kΩ和C1＝100fF。于是，闭环增益A被计算为11。计数器4计数波数的周期(参考时间段)被选为6.7μS。
在这个试验装置中，将5KHz的正弦波作为检测信号加给谐振器阵列20的第一膜片21。结果，在5KHz正弦波每个周期的30个点处计数波数的情况下，最大计数值CNTmax为134，最小计数值CNTmin为78。由这些计数值CNTmax和CNTmin得到最大频率fmax＝20.0MHz，而最小频率fmin＝11.6MHz。由它们进一步又得到电容器36的电容C2从最小电容Cmin等于10fF(Cmin＝10fF)变到最大电容Cmax等于500fF(Cmax＝500fF)。然后如上所述，根据这些电容Cmin和Cmax可以显示谐振器阵列20中形成的竖梁24的振幅W。采用被选为11的闭环增益A，振荡频率f的变化范围从11.6MHz延伸到20.0MHz，这就提供一个足以能由一般意义的高速CMOS-IC计数器等计数的频率范围。进而，即使是平均，由于波的计数1对应于大约等于9fF的电容变化，所以能以足够的灵敏度实现所述检测。另外，由于可由具有8位二进制输出的计数器计数波数，所以还可使计数器4的结构得以被简化。
图14是表示本发明图3所示检测装置1的振荡信号发生单元3另一个实施例的方框图，它包括可变电压发生器60、电压输出电路70、电压加法电路80、振荡器90和控制单元(未示出)。振荡器90从输出端OUT9对图4所示的计数器4提供一个振荡输出信号Fout，并且计数器4依次计数在预定的时间段内信号Fout的波的数目(或波数)。控制单元控制可变电压发生器60、电压输出电路70和振荡器90。可变电压发生器60产生电压Vh或Vh+ΔV，作为对电压输出电路70的输入端IN7的输入电压Vin。控制单元控制电压输出电路70和振荡器90中的开关接通/断开。控制单元可以控制计数器4的复位或清除操作(图3)。
电压输出电路70包括第一到第三运算放大器OP4-OP6。电阻Ri1被接在第一运算放大器OP4的电压输入端或输入点(Vin)与反相输入端或输入点之间，而包含彼此并联连接之电阻Rf1和开关SW11的反馈电路被连到第一运算放大器OP4的输出端或输出点与反相输入端之间。传感器8因被检测的物理量(如压力、振动、温度、气体密度等)的变化而改变其电容，它被连接在运算放大器OP4的同相输入端或输入点与电压输入端IN7之间。所述同相输入端经开关SW12被连到(提供参考电位Vh的)参考电位线端Vh。于是，上述这些元件构成电容/电压转换电路，用以将传感器8的电容Cs转换成输出电压V1。
电阻Ri2被接在第二运算放大器OP5的反相输入端或输入点与电压输入端IN7之间，而包含彼此并联连接之电阻Rf2和开关SW13的反馈电路被接在第二运算放大器OP5的输出端或输出点与反相输入端之间。运算放大器OP5的同相输入端或输入点被连到参考电位线端Vh。
第一运算放大器OP4的输出端通过彼此串联连接的分压电阻Rh3和Rg3被连到参考电位端Vh，二分压电阻的连接点被连到第三运算放大器OP6的同相输入端或输入点。电阻Rh3具有固定的阻值，而电阻Rg3形成为体积(电阻)并具有可变的阻值。第二运算放大器OP5的输出端通过电阻Ri3被连到第三运算放大器OP6的反相输入端或输入点。包含彼此并联连接之可变电阻Rf3和开关SW14的反馈电路被接在运算放大器OP6的输出端或输出点与反相输入端之间。
电压加法电路80包括一个比如N-沟道增强型MOS晶体管T29。晶体管T29的栅极连到电压输出电路70的输出端或输出点，即把运算放大器OP6的输出端连到晶体管T29的栅极。晶体管T29的源极接到地。晶体管T29的漏板连到通过负载可变电阻Rlev提供电压+VDD的正电源线端VDD，并因此而用作电压加法电路80的输出端或输出点。
振荡器90实际上被形成为维恩桥式振荡器。也就是彼此串联连接的电阻Rw1和电容Cw1被接在第四运算放大器OP7的同相输入端或输入点与输出端或输出点之间。开关SW15与Rw1-Cw1串联电路并联连接。电容器Cw2和其漏极与源极与电容器Cw2并联连接的MOS晶体管T30被连在第四运算放大器OP7的同相输入端与参考电位线端Vh之间。电阻Rw1和电容Cw1、Cw2，以及晶体管T30的漏-源电阻构成维恩桥式振荡器的CR反馈电路网络。晶体管T30与晶体管T29为相同类型(即N沟道增强型)。晶体管T30的栅极连到电压加法电路80的输出端，即晶体管T29的漏极。另外，电阻Rw2接在运算放大器OP7的反相输入端与参考电位线端Vh之间，电阻Rw3接在放大器OP7的反相输入端与输出端之间。运算放大器OP7的输出端连到振荡器90的输出端或输出点。
来自振荡器90的信号Fout被提供给计数器4(图3)，在预定的时间段内，信号Fout的波被该计数器计数。有如上面参照图3所述者，计数器4可以是一个带清除端的普通二进制计数器，用以接收来自输出端OUT9的信号Fout，作为输入时钟信号，直到每个预定的时间段把清除信号从控制单元加给清除端之前，所述计数器计数信号的波数，然后在比如清除时刻之前，立刻输出所得的计数值。这样，计数器4就可输出一个与信号Fout的频率对应的二进制信号。
各个参考线端Vh都被连到同一电压线，以提供相同的电压Vh。
控制单元可由比如微型计算机或驱动电路实现。控制单元可对开关SW11、SW12、SW13、SW14、SW15的开关控制端SW11a、SW12a、SW13a、SW14a、SW15a提供相同的控制信号CTRL，使它们在同一时刻被接通或断开。控制单元还控制电压发生器60产生电压Vh或Vh+ΔV，作为对输入端IN7的输入电压Vin。
接下去将说明图14所示振荡单元3的工作过程。图15是表示由控制单元加给各个开关SW11-SW15之开关控制端SW11a-SW15a的控制信号CTRL状态、输入给电压输入端IN7的电压Vin和由输出端OUT9输出的信号Fout的时间特性。直到时刻T1，控制单元提供处于高电平的控制信号CTRL，以维持所有的开关SW11-SW15接通。当这些开关处于接通状态时，控制单元控制可变电压发生器60，对电压输入端IN7提供电压Vin＝Vh。进而，由于各开关的接通状态，运算放大器OP4-OP7的输出端处于参考电位Vh，因此来自输出端OUT9的输出信号Fout被保持在Vh。因此，使振荡单元3被初始化。结果，还能够由控制单元自身使电压输入端IN7被加以参考电位Vh，同时提供在电压输入端IN7与控制单元之间建立高阻抗的条件。
接下去在时刻T1，控制单元使控制信号CTRL变为低电平，造成各个开关SW11-SW15断开。在开关SW11-SW15断开状态期间，第一运算放大器OP4的输出电压V1由下述方程表示V1＝-(Rf1/Ri1)(Vin-Vp1)+Vp1 …(4)其中Vp1是放大器OP4的同相输入端处的电压。当Rf1与Ri1相同，或Rf1/Ri1＝1时，上述方程(4)变成V1＝-Vin+2Vp1 …(5)第二运算放大器OP5的输出电压V2由以下方程表示；同时给出Rf2/Ri2＝1V2＝-(Rf2/Ri2)(Vin-Vh)+Vh＝-Vin+2Vh …(6)第三运算放大器OP6的输出电压值Vout由以下方程表示Vout＝K(V1-V2)+Vh …(7)(其中K＝Rg3/Rh3＝Rf3/Ri3)接下去在时刻T1+ΔT，从可变电压发生器60给电压输入端IN7的电压Vin从参考电位Vh变到较高的预定电压Vh+ΔV。由于这个电路中的电压均被处理成与参考电位Vh不同，所以在下面的描述中假设Vh＝0。由于Vh＝0，第一运算放大器OP4的同相输入端处的电压Vp1由下式表示Vp1＝ΔV*Cs/(Cs+Cp) …(8)
这里的Cp是在传感器8与运算放大器OP4之间的连接处形成的寄生电容。然后，将方程(7)分别代入前面的方程(4)和(5)中，其中Vh＝0，可得下式V1＝-Vin+2ΔV*Cs/(Cs+Cp)V2＝-Vin将这些方程代入方程(6)，可以得到电压输出电路70的输出电压Vout如下Vout＝2K*ΔV*Cs/(Cs+Cp) …(9)当传感器8和第一运算放大器OP4各自形成于分立的芯片上时，在所述二者的连接部分处形成的寄生电容Cp一般落在1pF到大约100pF或更大的范围内。另一方面，由于传感器8的电容Cs通常在大约1fF到几百fF范围，并因此而Cp＞＞Cs成立，所以方程(9)中的Cs/(Cs+Cp)接近于Cs/Cp。因此，电压输出电路70的输出电压Vout可表示为Vout＝2K*ΔV*Cs/Cp …(10)正如从方程(10)所能清楚地看到的，电压输出电路70产生与传感器8的电容Cs成正比的输出电压Vout。方程(10)表明，与传感器电容Cs成正比的电压可从第三运算放大器OP6得到。应予说明的是，当Vh不为0时，方程(10)变得较为复杂。由于在Vh≠0情况下的工作原理与Vh＝0的情况相同，所以省略表示Vh≠0情况下Vout的方程。
图16是表示传感器8的电容Cs与电压输出电路70模拟实例的输出电压Vout之间关系的曲线。图17是表示图16曲线局部放大视图的曲线，其中传感器8的电容Cs为100fF或更小。在这一模拟电路中，假设采用电阻Ri1＝Rf1＝Ri2＝Rf2＝Rh3＝Ri3＝10kΩ和可变电阻Rg3＝Rf3＝1MΩ，并假设将Rg3和Rf3调整为满足Rg3/Rh3＝Rf3/Ri3。正如从图16和17所示的这些曲线所能清楚看出的，可以理解传感器8的电容Cs与输出电压Vout基本处于正比关系，正像方程(10)所表示的那样。即使在传感器8的电容Cs非常小，等于与小于100fF时，也保持这种正比关系。在图16和17中，寄生电容被假设为20pF，并假设Vh＝Vdd/2＝2.5V。因此，如果Cs为0，则Vout是大约2.5V。
接下去将电压输出电路70的输出电压输入到电压加法电路80的晶体管T29的栅极。在栅极电压Vout和电阻Rlev的控制下，晶体管T29的栅-漏电压由流过的漏极-源极电流确定。这个栅-漏电压为一直流电压，它加到电压Vout上，然后再作为输出电压Vlev输出给振荡器90。电压Vlev的理论值可由下式表示Vlev＝VDD-(1/2)Rlev*β1(Vout-Vt)2…(11)方程(11)中的β1和Vt是晶体管T29的增益系数和阈值电压。有如上面的方程(11)所表明的那样，电压Vlev理论上按Vout和Vt间的差的平方成正比的方式变化。
然后再将输出电压Vlev提供给晶体管T30的栅极。使用电压Vlev的同时，由以下方程表示晶体管T30的理论开态电阻RonRon＝Vp4/[β2{(Vlev-Vt)Vp4-(1/2)Vp42}] …(12)方程(12)中的Vp4是运算放大器OP7的同相输入端的电压。正如从方程(12)将能理解的，电阻Ron理论上按与Vlev和Vt之间的差成反比的方式变化。这个电阻Ron的功能是作为维恩桥式振荡器90的CR反馈电路网络中的电阻元件。所以，自输出端OUT9输出的信号Fout的频率f由下式表示f＝1/(2π)*(Rw1*Ron*Cw1*Cw2)-1/2…(13)换句话说，频率f按与电阻Ron的平方根成反比的方式变化。当由控制信号CTRL使所有的开关SW11-SW15关断时，输出方程(13)中表示的频率f下的信号Fout。继而，当在图16中所示的时刻T2再次接通各开关SW11-SW15时，传感器8与运算放大器OP4间的寄生电容上积累的电荷再次被放出，并且再次从输出端OUT9输出参考电压Vh。此后，在时刻T3各开关SW11-SW15再次被断开，电压输入端IN7处电压Vin增加到被测试的电压值Vh+ΔV，于是，以类似于上述的方式，从输出端OUT9输出频率f下的输出信号Fout。
图18是表示传感器电容Cs与电压输出电路70实施例的输出电压Vout之间关系的曲线，其中电容Cs有多种变化，而电压Vout关于每个电容Cs被测试。图中的圆点表示测得的电压。恰如从图中所见到的，本实施例中的电压Vout随电容Cs成线性变化，它们的关系可表示如下Vout＝3.146Cs+228.432本实施例中测得的电容Cs的最小值是5fF。
因此，按照本发明，可以得到能够随传感器电容成线性变化的输出电压。
图19是表示在具有图14所示结构的试验装置中，在电容Cs小于400fF的范围内，传感器8的电容Cs与输出信号Fout的频率f之间关系的曲线。在这个试验装置中，电压输出电路70具有与关于图16和17所述试验装置同样的结构。负载电阻Rlev由1kΩ的可变电阻实现，并被调整为使晶体管T30的开态电阻Ron适于引起维恩桥式振荡器90振荡。与维恩桥式振荡器90相关的各个常数是Rw1＝50kΩ，Cw1＝Cw2＝1fF，Rw2＝1MΩ和Rw3＝2MΩ。如图18所示，可以理解，在上述范围内，电容Cs和频率f基本上成正比关系。当将要预期一次详细的分析时，考虑在把晶体管T29的栅-漏电压加到电压Vout上时产生的非线性，和在晶体管T30的开态电阻Ron因电压Vlev而变化时产生的非线性，它们主要造成抵销振荡频率f关于电阻Ron变化的非线性。
正如从图19所清楚地看到的，振荡器90的频率随传感器电容Cs线性变化，并因此可以排除在处理单元2中的复杂操作。
按照具有图14所示传感器8的振荡信号发生单元3，只要传感器8的电容Cs被转换成电压Vout，就直接代替振荡频率f响应电容Cs的变化。然后，由电压Vlev根据电压Vout控制晶体管T30的开态电阻Ron，而且维恩桥式振荡器90的振荡频率f随开态电阻Ron而变化。因此，振荡器90的振荡条件和振荡频率f不受运算放大器OP7的输入端处形成的寄生电容与传感器8的电容Cs之间关系的影响。所以振荡器90总能稳定地振荡，并得到适宜的振荡频率f，这一频率根据电容Cs的变化适当地变化。按照这种方式，可由计数器4(图3)可靠地计数传感器8的电容Cs。另外，由于晶体管T30的开态电阻的功能是作为可变电阻元件，所以电路结构是简单的，并且是不昂贵的，并且还适于实现振荡器90的单片结构。
此外，由于从电压加法电路80输出的电压Vout可被调整，所以能够提供合适的晶体管T30的开态电阻Ron，造成振荡器90适宜的振荡而不会衰落。因此，可使振荡器90在稳定的状态下工作。
自振荡器90输出的信号Fout的频率f在图18所示的预定区段内响应传感器电容Cs的变化而变。因此，无需复杂的平方运算、反比运算等去从信号Fout揭示电容Cs。为此，即使使用一般意义下的微型计算机去获得所述电容值，它的大多数能力将不会用于这些复杂所运算，以致很容易地实时揭示所述电容Cs。于是，对于采用本发明检测装置的系统实现简单的结构。
在开关SW12被断开，使传感器8与参考电压线端Vh分开之后，电压输入端IN7处的电压Vin从Vh增大到Vh+ΔV。选择电压ΔV比预定的程度大，足以满足将足够量的电荷注入所述传感器8中。因此，即使在运算放大器OP4的同相输入端与传感器8之间形成较大的寄生电容，仍可以为电容Cs的变化提供足够的电压Vout的变化。所以，即使由于传感器8与运算放大器OP4关于不同芯片的分立形式而存在较大的寄生电容，也可以很容易地将传感器电容Cs转换为电压Vout。
另外，在初始化期间，开关SW11与开关SW12在同一时刻被接通，以便电压Vh提供给电压输入端IN7。这就引起传感器8的两端处于相同的电位，使传感器8上迄今积累的所有电荷可在初始化期间从它那里被放掉。因此，与简单地给传感器8充电相比，能输出更为稳定和精确的电压Vout。此外，当开关SW11和SW12被接通时，开关SW13-SW15也被接通。因此，在电压输出电路70中的运算放大器OP5和OP6的反相输入端与输出端之间的杂散和/或寄生电容以及振荡器90中的电容Cw1上预先积累的电荷同样也可以在开始测试之前被放掉，而不令失望。至于电容Cw2，由于通过接通开关SW15使它的端部也处于相同的电位Vh，所以在初始化期间可将一切电荷全都放掉。所以它能输出更为稳定和精确的检测信号。
在所述电压输出电路70中，运算放大器OP6功能是作为差分放大器，它被用来放大运算放大器OP4和OP5的电压V1与V2之间的差。由于电压V1和V2取决于输入电压Vin，所以通过这种差分放大，电压Vin的影响可以不表现在输出电压Vout上。这样，即便是给出所加电压Vin的较大饱和，也可以避免输出电压Vout变得饱和，从而可使运算放大器OP6的增益适合于与传感器8的电容Cs与寄生电容Cp的比一致。
从计数器4作为数字信号输出一个与被转换的物理量或电容对应的值。因此，排除用于将与传感器电容Cs对应的模拟信号转换成数字信号的A/D转换器，从而使得能够改善抗噪声度，并构形出低能耗的检测装置。
在图14所示的装置中，维恩桥式振荡器90的反馈电路网络内，由MOS晶体管T30实现运算放大器OP7的同相输入端与参考电压线端Vh之间连接的电阻元件。不过，用图15中所示结构替代，能够代替晶体管T30和运算放大器OP7的反馈网络的电阻Rw1。
进而，在这种装置中，利用第二和第三运算放大器OP5和OP6取代了加给电压输入端IN7之电压Vin对第一运算放大器OP4的输出电压V1的影响。利用可变电阻Rg3和Rf3可以适当地设定放大器OP6的增益。不过，如果对于这种装置而言，简化和降低成本是比放大增益的适当设定更为优先权考虑的事，则可从装置中取掉运算放大器OP5和OP6，并直接将电压V1提供给晶体管T29的栅极，在这种情况下，提供采用可变电阻作为运算放大器OP4周围的电阻Ri1和Rf1，可以实现增益的控制。
再者，作为电压输出电路70，除了图15所示的电路之外，可以利用比如日本专利公开特开平6-180336中描述的公知电压输出电路。这种公知电路包括一个运算放大器、一个传感器。一个开关，和分别对应于元件OP4、8、SW12和Ri1、Rf1的多个电阻。然而，在这种公知电路中，由于所述传感器上积累的电荷也被分布到寄生电容上，所以寄生电容对电路的输出产生较大的影响。为此，特开平6-180336中描述的电路只能在传感器和运算放大器被形成于单独一块硅片上时才能被使用。
振荡器90不限于维恩桥式振荡器，采用如图12所示运算放大器或如图13所示CMOS施密特电路的方波振荡器可被用来替代维恩桥式振荡器。同样，采用这样改变了的振荡器，也可将MOSFET用作改变振荡频率用的可变或可调电阻元件，从而能使振荡器稳定地工作，并得到适宜的振荡频率f改变量，而与寄生电容Cp和传感器电容Cs之间的关系无关。
在图15所示的装置中，将电压ΔV选为正值，因此测试电压Vh+ΔV高于参考电压Vh。另外，电压ΔV可为负值，造成测试电压Vh+ΔV低于参考电压Vh。另一方面所述装置被构造成单电源电路，而不再说这种装置可以是包含正电源和负电源的双电源电路。
虽然已经描述了本发明的特定实施例，但本发明并不限于上述各实施例，而是可以在本发明权利要求的范围内按各种方式改型。
权利要求
1.一种检测传感器阻抗的装置，所述阻抗可响应至少一个传感器的被检测物理量而变化，所述装置包括用于将传感器阻抗转换成振荡信号的阻抗-频率转换单元；用于计数预定时间内的振荡信号波数的计数器；所述阻抗-频率转换单元包括具有传感器阻抗的振荡器，用于产生方波信号，作为振荡信号。
2.如权利要求1所述的装置，其中所述振荡器是维恩桥式振荡器，它包括放大器和放大器的正反馈电路，所述正反馈电路包括电阻或电容，作为传感器的阻抗，并且所述放大器增益与所述反馈电路的正反馈比之积大于或等于1。
3.如权利要求2所述的装置，其中所述放大器具有可变增益。
4.如权利要求1所述的装置，其中所述传感器阻抗的一端连到一个参考电位。
5.如权利要求1所述的装置，还包括附加的传感器和计数器，其中所述阻抗-频率转换单元还包括多个各自带有附加传感器阻抗的附加振荡器，用以对每个附加计数器产生方波信号，作为附加振荡信号，附加振荡信号的频率分别与附加传感器阻抗对应。
6.如权利要求5所述的装置，其中使各传感器构成谐振器阵列。
7.一种用于检测传感器阻抗的装置，所述阻抗可响应至少一个传感器的被检测物理量而变化，所述装置包括阻抗-频率转换单元，用以将传感器阻抗转换成振荡信号；计数器，用以计数预定时间内的振荡信号的波数；所述阻抗-频率转换单元包括阻抗-电压转换器，用以提供与传感器阻抗对应的输出电压；带可变阻抗元件的振荡器，所述元件的阻抗随阻抗-电压转换器的输出电压变化，用以产生振荡信号。
8.如权利要求7所述的装置，其中振荡器的频率取决于可变阻抗元件的阻抗。
9.如权利要求7所述的装置，还包括一个电压附加单元，用以给阻抗-电压转换器的输出电压附加一个预定的直流电压。
10.如权利要求7所述的装置，其中振荡器的可变阻抗元件是一个电阻元件。
11.如权利要求9所述的装置，其中由第一MOSFET的漏极-源极电阻形成振荡器的可变阻抗元件，此电阻可因加给栅极的电压而变化，而且电压加法单元包括第二MOSFET，其栅极被连接成接收与传感器阻抗对应的输出电压，其漏极被连接到可变负载电阻，并对第一MOSFET的栅极提供一附加电压。
12.如权利要求7所述的装置，其中所述传感器阻抗是电容。
13.如权利要求11所述的装置，其中所述传感器阻抗是电容，而且阻抗-电压转换单元包括第一运算放大器，它有被连接成通过一个电阻接收输入电压并通过一个电阻连到它的输出端的反相输入端，还有被连接成通过传感器阻抗接收输入电压并通过第一开关连到一参考电压线端的同相输入端，其中在所述开关被断开时输入电压是可变的。
14.如权利要求13所述的装置，其中所述阻抗-电压转换单元还包括第二运算放大器，它有被连接成通过一个电阻接收输入电压并通过一个电阻连到它的输出端的反相输入端，还有被连到参考电压线端的同相输入端；第三运算放大器，它有被连接成接收第一运算放大器输出电压的同相输入端，和被连接成接收第二运算放大器输出电压并通过一可变电阻连到它的输出端的反相输入端，所述输出端被连到第二MOSFET的栅极。
15.如权利要求14所述的装置，还包括第一至第三开关，它们分别使第一到第三运算放大器的输出端与各自的反相输入端相连。
16.如权利要求15所述的装置，其中在复位周期第一至第三开关被接通。
17.如权利要求16所述的装置，其中在开始测试周期之前，第一至第三开关被断开。
18.一种检测电容的方法，所述电容响应传感器被检测之物理量而变化，包括以下步骤将传感器电容转换成与之相应的电压；响应所转换的电压改变元件的电阻；从振荡器产生频率信号，此信号响应元件的阻抗而变化；计数在预定时间内来自振荡器的频率信号的波数，从而将传感器电容转换成数字形式的振荡频率信号。
19.如权利要求18所述的方法，其中所述转换步骤包括以下步骤通过一个电阻和所述传感器给第一运算放大器的反相与同相输入端，以及通过一个电阻给第二运算放大器的反相输入端提供一输入电压，第二运算放大器的同相输入端被连到参考电压线端；将第一和第二运算放大器的输出电压提供给第三运算放大器的反相和同相输入端，以差分方式放大它们的输出电压，从而从第三运算放大器输出与传感器电容成正比的电压。
20.如权利要求19所述的方法，其中第一至第三运算放大器包括第一至第三负反馈电路，这些电路分别包括彼此并联连接的第一至第三电阻和第一至第三开关，而且第一运算放大器的同相输入端通过第四开关连到参考电压线端，所述方法还包括以下步骤在复位周期接通第一至第四开关；在开始测试周期之前，断开第一至第四开关。
全文摘要
一种检测可以响应被传感器检测之物理量而变化的阻抗的装置,包括阻抗－频率转换单元和计数器。阻抗－频率转换单元将传感器阻抗转换成其频率与传感器阻抗对应的振荡信号。阻抗－频率转换单元包括阻抗－电压转换器,用以提供与传感器阻抗对应的电压,维恩桥式振荡器包括一个元件,元件的阻抗响应阻抗－电压转换器的电压而变,用以产生振荡信号。维恩桥式振荡器能够产生方波信号,作为振荡信号。计数器计数预定时间内的振荡信号波的数目(或波数),以输出能够被作为数字信号处理的计数值。
文档编号H04R5/04GK1256756SQ99800159
公开日2000年6月14日 申请日期1999年2月19日 优先权日1998年2月19日
发明者松本俊行, 广田良浩, 原田宗生, 宫野尚哉 申请人:住友金属工业株式会社