专利名称：1位相关器rake接收机的制作方法
技术领域：
本发明一般涉及在DS_CDMA无线电中的接收机，更具体而言，涉及对于提供脉冲匹配滤波器和信道选择性以消除片间和其他干扰的需要。
当前，信道接入是利用频分多址(FDMA)和时分多址(TDMA)方法实现的。在FDMA中，通信信道是单一的无线电频段，信号的传输功率被集中在其中。通过使用带通滤波器限制邻近信道的干扰，只在规定的频段中通过信号能量。这样，每个信道分配一个不同的频率，系统容量受可用频率限制并受信道复用施加的限制。在TDMA系统中，信道由相同频率上周期性的时间间隔序列中的时隙组成。时隙的每个周期被称为帧。给定的信号能量被限制在这些时隙之一中。通过使用定时门或其他的同步部件，只通过在正确的时间上接收到的信号能量的方法来限制邻近信道干扰。因此，来自不同的相对信号强度电平的干扰问题被减少。
通过将传输信号压缩在更短的时隙中来增加TDMA系统中的容量。结果，必须在相应的更快的脉冲串速率上传送信息，这成比例地增加所占据的频谱的数量。
利用FDMA或TDMA系统或混合的FDMA/TDMA系统，目的是保证两种潜在的干扰信号并不在相同的时间上占用相同的频率。相反，码分多址(CDMA)允许信号在时间和频率上重迭。因此，所有的CDMA信号共享相同的频谱。在频率或时间域中，多址信号出现在互相之顶上。
原理上，CDMA系统中待发送的信息数据流被压缩成相当高速率的数据流，称之为特征序列，或扩频序列、典型情况下，该特征序列数据是二进制的，提供一个位流。产生这种特征序列的一种方法是利用伪噪声(PN)过程，这种过程看上去是随机的，但可通过一个授权的接收机复制。通过将两个位流一起相乘将该信息数据流和高位速率特征序列流组合起来，假定两个位流的二进制值用+1或-1代表。将这种较高位速率信号与较低位速率数据流的组合称为对信息数据流信号的编码或扩频，对每个信息数据流或信道分配一个唯一的扩频码。
多个编码的信息信号调制一个射频载波，例如用正交相移键控(QPSK)，在接收机上被作为一个组合信号联合接收。每个编码的信号与所有其他的编码信号，以及噪声相关信号，在频率和时间上重迭。如果该接收机被授权，那末该组合信号与该唯一码之一相关，可将相应的信息信号分离和解码。
一种CDMA技术，称为“利用直接扩频的传统的CDMA”，利用特征序列表示信息的一个位。接收所发送的序列或其补码(所发送的二进制序列值)指明是否信息位是“0”或“1”。该特征序列通常包括N位，将每位称为“片”。整个N片的序列，或其补码，被称为一个发送符号。接收机将接收到的信号与其自己的特征序列发生器的已知特征序列相关，产生归一化值，范围是从-1到+1。当最大的正相关得到时，检测到“0”；当最大的负相关得到时，检测到“1”。
另一种CDMA技术，称为“利用直接扩频的增强的CDMA”，允许每个发送序列表示多于1位的信息。一组码字，典型情况下是正交码字或双正交码字，被用于将一组信息位编码为长得多的码序列或码符号。在发送前，将特征序列或扰频掩膜膜2加到二进制码序列。在接收机上，将已知的扰频掩膜用于对接收到的信号去扰频，然后与所有可能的码字相关。具有最大相关值的码字表明哪一个码字最可能发送，表明哪些信息位最可能被发送。一个通常的正交码是Walsh_Hadamard(WH)码。
在传统的和增强的CDMA中，以上所述的“信息位”也可以是编码的位，其中所用的码是块码或卷积码。一个或多个信息位可组成一个数据符号，该特征序列或扰频掩膜可远远长于单一的码序列，其中，将特征序列或扰频掩膜的子序列加到码序列上。
在许多无线电通信系统中，接收到的信号包括两个分量，I(同相)分量和Q(正交)分量，这样的结果是因为所发送的信号有两个分量，和/或插入信道或缺乏相干载波标准使所发送的信号分成I和Q分量。在一种利用数字信号处理的典型接收机中，将接收到的I和Q分量信号每隔Tc/N秒采样一次，并存储，其中Tc是片的持续时间。
在移动通信系统中，在基站和移动站之间传输的信号，通常情况下遭受由，例如，从大建筑物或靠近山区的信号反射引起的回波畸变或时间发散。当信号沿着不是一条而是许多条路径行进到接收机时，发生多径散射，以致接收机听到具有不同的和随机改变的延时和幅度的许多回波。因此，当多径时间散射在CDMA系统中出现时，接收机接收沿着不同路径(称为射线)传播的多种型式的所发送符号的组合信号。每条可区分的“射线”具有一定的相对到时K*Tc秒和I与Q片样本的摆幅N，因为每个信号图象是N片的序列。作为多径时间散射的结果，该相关器输出几个较小的尖峰，而不是一个大尖峰。为了最佳地检测所发送的符号(位)，必须将接收到的尖峰组合。典型情况下，这是由一种RAKE接收机完成的，所以被这样命名，是因为它把所有的多径贡献物“搜索”在一起。
RAKE接收机利用一种分集组合的形式，将来自各种接收信号路径的信号能量，即，各种信号射线收集起来。分集提供多余的通信信道，所以当几个信道衰落时，通信仍然可能在非衰落信道上进行。CDMARAKE接收机与衰落作斗争是通过利用相关方法单独地检测回波信号并将它们代数方式相加(带着相同的符号)进行的。而且，为了避免符号间干扰，在各个检测到的回波之间插入适当的时间延时，使它们再次进入同步。
在RAKE接收机的一种形式中，将扩频序列与在不同时间延时上接收到的信号的相关值通过一个延时线，该延时线在预期的时间延时(dt)，在预期的接收回波之间的时间上抽头。然后将在RAKE抽头上的输出与适当的加权组合。这样的一种接收机通过设置在To的抽头搜索最早的射线，设置在To+dt的抽头搜索延时dt的射线，依此类推。将具有主要能量的RAKE抽头输出适当地加权和组合，使接收到的信号对噪声和干扰之比为最大。因此，延时线的总时间延时确定可被搜索的到时延时的总量。
一种利用后相关器，将不同的射线相干组合的一种通常的RAKE接收机的示意图示于
图1中。将接收到的无线电信号解调，例如，通过将它与余弦和正弦波形混合，将在RF接收机中的信号滤波，得到I和Q片样本。将这些片样本由两个缓存器组合的缓存器缓存，一个用于I(同相)样本，一个用于Q(正交)样本。每个缓存器的底部包含在时间上最近接收到的片样本。
多路转换器接收被缓存的片样本，并发送一个范围的I片样本和相同范围的Q片样本到复相关器。所选的范围包括N个样本，对应于在某个时间到达的N片序列。例如，如果I和Q缓存器包含159个片样本(0-158),N是128，那末多路转换器将从I缓存器发送片样本i到(i+127)，从Q缓存器发送片样本i到(i+127)到相关器，其中i是当缓存器被首先填满时信号射线的离散时间指数。
由每个复相关器形成复相关值，该相关器将两组信号样本，I和Q与已知的扩频序列(码)相关。不同的复相关器对应于不同的接收样本范围，因而对应不同的信号射线。多路转换器可以串行或并行方式提供接收到的样本。
一般，复相关器将复输入流(I+jQ样本)与一个复已知序列相关，产生一个复相关值。如果该特征，或扩频，序列不是复数，可将每个复相关器实施为两个并行的比例相关器，被称为“半复”相关器。如果该特征序列是复数，该复相关器将复输入与复数序列相关，导致“全复”相关器。
相关以后，将复相关值发送到乘法器，其中它们被用称为复RAKE抽头的复数权相乘。每个RAKE抽头是一个由实部和虚部组成的复数。该复相关器将一组数据与已知的特征序列相关。典型情况下，只有复相关值的积的实部和RAKE抽头值被发送到累加器。该累加器将对于所有被处理过的信号射线的加权相关结果累加，并将累加的结果送到阈值设备，如果输入大于阈值，该阈值设备检出二进制“0”，如果输入小于阈值，则检出二进制“1”。
在数字术语中，假定X(n)=I(n)+jQ(n)是由接收机接收到的片样本，其中I(n)是I分量样本，Q(n)是Q分量样本，n是相应于各自的离散时间的片样本指数。在图1中，将I(n)存储在一个缓存器中，将Q(n)存储在另一缓存器中。多路转换器选择对应于相同射线的一个I样本范围和一个Q样本范围。如果M(k,n)=MI(k,n)+jMQ(k,n)是对于射线K的多路转换器输出，给出N个样本(n=0,N-1)，则M(k,n)=X(n+K)和MI(k,n)=I(n+k),MQ(k,n)=Q(n+k)。
复相关器将来自多路转换器的数据样本范围与已知的码序列相关。考虑数据样本X(K),X(K+1),……,X(K+N-1)，这是接收到的数据的离散时间样本。如果接收机正试图检测码序列C(0),C(1),……,C(N-1)，由N个值(通常是±1值)组成，相关器将几组N数据值与N码序列值相关如下R(k)=X(k)C(O)+X(k+l)C(l)+…+X(k+N-l)C(N-l)=ΣN=0N-1X(n+k)C(n)]]>其中指数K表明在数据序列中从何处开始。这对应于信号的相对到时。不同的到时对应于不同的信号射线。这样，射线K对应于所需的数据值范围{X(k),X(k+1),…,X(K+N-1)}。如果N是大的，那末射线K和K+1对应着基本上重迭的范围。
R(K)的计算可通过将输入数据范围并行地或串行地接入来实现。图2是并行方法的代表。数据缓存器存储接收到的信号的顺序的时间样本，X(n)。多路转换器选择N个数据值的范围，{X(k),X(K+1),…,X(K+N-1)}，将它们发送到相关器55，对应于对相关器的每个输入的乘法器将每个输入值与对应的编码序列值相乘。在相加器中将乘积加在一起形成相关值R(K)。
图3是串行地接入输入范围计算R(K)的典型代表。输入缓存器存储接收到的数据样本。该缓存器可以是只有一个样本长，因为一次只有一个样本被相关。如果将缓存器是多于一个样本长，那末需要多路转换器选择一个特定的样本X(k+i)，其中I由控制处理器确定。将所选的值发送到相关器。该相关器首先利用乘法器计算输入X(k+i)与码序列的一个元素C(i)的乘积。然后将这个积加到存储过去乘积的累加器。该累加器起初被设置为零，然后将i从0步进到N-1，允许累加N个积。在N个乘积已被累积后，将它们从给出相关值R(K)的相关器输出。无论是并行方式或串行方式实施相关，每个数据值X(n)由6位组成。这些位可一次全部被接入或使用(并行计算)或一次一位(位串行方式)。
无论所用的相关方法如何，射线K的相关器将多路转换器输出M(k,n)与实码序列C(n)相关，产生复相关值R(K)=RI(K)+jRQ(K)，其中N(k)=Σn=0N-1M(k,n)C(n)]]>和RI(k)=Σn=0N-1I(n+k)C(n)]]>RQ(k)=Σn=0N-1Q(n+k)C(n)]]>RAKE组合器利用RAKE抽头W(K)=WI(K)+jWQ(K)，乘以该相关值并将其结果累加到决策统计，Z中，其中Z=ΣkW(k)_0+j0Re{W(k)R*(k)}=ΣkW(k)_0+j0WI(k)RI(k)+WQ(k)RQ(k)]]>然后将量Z在阈值设备7中取作阈值，确定被发送的是“0”还是“1”。
图4是说明一种现有的CDMA RAKE接收机的部分的另一个示意图。在直接序列CDMA(DS-CDMA)中，需要脉冲匹配滤波器，在此是一种有限脉冲滤波器(FIR)。这与发射机中相应的脉冲形成滤波器一起，满足Nyquist准则，所以没有片间干扰(“ICI”)。
其中也有一个问题，即在进行抽取以前，系统必须具有正确的信号相位。这可在滤波以前或以后给于关注。信号在滤波以后精确地抽取到片速率是可能的。然而，这需要分步的样本延时以校正信号相位，使样本对应于“眼图张开”为最大。
在滤波实施以前，通过在较高速率上调节相位，也可以获得正确的信号相位。然而，这对于每个RAKE抽头需要一个单独的抽取滤波器，如果RAKE抽头数少，还是经济的。
在现有技术的基站中，滤波器的成本可在许多用户之间分摊，这里对以上问题的解决方法是保持过采样率为例如4到8，使其能够采样“足够接近”最大张开的眼图。过采样率4到8只是一个例子；更高，较低或在之间的其他比率也是可能的。也并不需要该比率是一个整数比率。然后由各个单独的RAKE抽头完成向下抽取到片速率。在此，由于不精确的采样，较低的采样率可能导致较高的信息损失。
然而，在移动站中，滤波器只由一个用户使用，他必须承担滤波器的全部成本。因此，在移动单元中，理想情况下，滤波器应该做得消耗尽可能少的功率或空间。由模拟/数字(A/D)转换器消耗的功率也应该尽可能的少。
在图4中所示的移动接收机中，根升余弦滤波器，一种当与自己卷积时没有ICI的滤波器，应用到来自A/D转换器的多位输出信号是可能的。或者使用两个A/D转换器，分别用于信号的I和Q部分，或者利用一个数字I/Q解调器。这些滤波器被用于例如4倍片速率的过采样率(OSR)的信号，以便对于RAKE抽头达到良好的时间分辨率。
与4倍片速率不同的OSR也可采用，在实施成本和检测器损失之间进行不同的权衡。
然后将已滤波的信号与PN序列相乘，对于多径信道响应中的每个反射进行单独的延时。然后将该信号在一位的时间周期上积分。将与PN序列相乘和在一位间隔上积分称为去扩频，或与PN序列相关。
在这些现有的移动站中的滤波器需要例如16倍旁瓣的量级以达到良好的滤波。这，除了对于过采样的需要外，还导致用许多乘法器来实现。遗憾的是，与其他单元，例如相加器相比较，乘法器消耗大量的功率和片面积。
因为现在滤波器有一位输入，乘法器缩减为相加器，通过存储对应于短PN序列的多重滤波器响应可以减少相加器的数目。如果存储6个响应，它们对应于4片序列，相加器的数目可被减少4倍。需要的响应数目是16，但通过时间逆转和/或反向。6个所存储的响应可被用于所有的16个响应。
这样做的结果是在本发明中当过采样率增加时，相加器的数目并不增加，与现有的技术相比较，其中乘法器的数目随过采样率的增加而增加。然而，相加器运行的速度随着过采样率而增加，虽然在当前的方法中乘法器的速度也随过采样率而增加。
因为滤波型的PN序列的部分(例如，对应于位间隔)在序列前后的时间上延伸几个滤波器旁瓣，两个相关器必须重迭以便能够处理整个的PN序列。在本发明中，它们被设计成每隔一位去扩频。一位是完成相关最长可能的长度，因为更长的周期导致来自两位的信息终止在相同的相关中。然而，也可能在两个半位间隔上相关，以后将两个结果相加在一起，或者在三个三分之一位的间隔上相关等。如果扩频因数是64，滤波器可以有脉冲响应64片长，不需要利用第三相关器。
本发明也可利用来自A/D转换器的∑-Δ调制信号。不必将在本发明中的∑-Δ信号进行抽取滤波。所以可使用廉价的∑-ΔA/D，只要对于信号有足够的通带，没有必要滤掉噪声然后再抽取。所得到的发明导致比现有技术的接收机较少的功耗。虽然已将本发明概述如上，按照所附的权利要求1限定了依据本发明的方法。在从属的权利要求2-13中进一步地限定了各种实施方案。
图4是一该技术CDMA RAKE接收机的一个部分的简图，示出一个RAKE抽头。
图5是依据本发明，利用一种已滤波的PN序列的CDMA RAKE接收机简图。
图6是本发明的一种替代的实施方案。
详述图5中示出一种利用依据本发明的技术的CDMA RAKE接收机的示意图。在此示出一个RAKE抽头500，伪噪声(PN)序列510被按一次一位送到接收机。虽然在此优选实施方案中示出的是一个伪噪声序列510，应该理解，一般这可以是任何扩频或去扩频序列。在此示出一个开关520，每隔一位在两个相关器之间交替。
因为已滤波型的PN序列的一个部分在时间上，在序列前后延伸几个滤波器旁瓣，两个相关器必须重迭以便能够处理整个的PN序列。它们将每隔一位去扩频、一位是完成相关最长可能的长度，因为更长的周期导致来自两位的信息终止在相同的相关中。然而，也可能在两个半位间隔上相关，以后将两个结果相加，或者在三个三分之一的位间隔上相关等。如果去扩频因数是64，也就是每位64片，那末滤波器可以有脉冲响应64片长，不需要利用第三相关器。
PN序列的每个交替位将被送到一个交替的滤波器530,540。虽然在此示出两个滤波器，也可能这两个滤波器被作为一个滤波器实施，交替地对PN序列的交替位滤波。它们也可被作为两个滤波器实施，完全或不完全地共享它们的资源。
这些滤波器530,540，除了在此它们被用在来自PN序列的单一位上以外，是如图4中所示的典型的有限脉冲响应(FIR)滤波器。这导致利用在PN序列，内插直至所要的过采样率(“OSR”)，在图5中是N，上的一位脉冲形成滤波器来代替如图4中所示的在输入信号上的多位脉冲匹配滤波器。
当滤波器530,540的输出是在比输入更高的、采样率上时完成内插。这可看成在输入流上的样本之间插入零样本，以得到直至输出样本速率的采样率和利用一个具有相同输入输出速率的滤波器。利用多速率滤波器完成这一点的有效方法可用许多方式考虑，其中简单的是已知在用零相乘以前抛弃滤波器中所有的乘法。因为任何与零相乘的结果已知是零，这些结果对输出没有任何影响。
滤波器530,540实际上被存储的是脉冲响应，被用作与信号501相乘的系数。通过滤波器530,540发送一位，给出作为输出的滤波器响应。通过滤波器530,540发送两位序列，给出对于两个幅度(在一位的情况下可以是正或负1,+1或-1)和两个相应的时移的滤波器脉冲响应的叠加。这需要一个相加器，例如550,560，在输出将两个响应加在一起。
从滤波器530,540可能输出的数目，对于一个两位序列是4(-1-1,-1+1,+1-1,+1+1)。组合(-1-1和+1+1)实际上只是相互反向，所以它们可具有带或不带负号的相同的被存储的响应。(-1+1和+1-1)组合既可以是相互反向又可以是相互逆转，这意味着它们对应的输出序列可或者通过有选择地加负号到输出，或者通过在前向或逆向读出两位组合的脉冲响应，从相同的被存储的响应中得到。
利用这种技术，只有两个响应必须被存储。例如，对于+1+1和+1-1的响应，对于两位输入，不需要使用相加器。因此，对于4位序列的输入组合数目是16，通过利用4位序列的反向和逆转对称性确定哪个响应被读出。随后在其上从事什么操作，可被缩减到存储6个响应而不是16个，相加器的数目被减到1/4，因为对应于4位序列的脉冲响应可以不需要相加器。
将一个正常的FIR滤波器归入1片序列中，需要一个已存储的响应和N-1个相加器用于N样本滤波器响应。归入2片序列需要两个，4个未缩减的，已存储的响应和 -1个相加器。归入3片序列中需要三个，8个未缩减的，已存储的响应和N/3个相加器。归入4片序列中需要六个，16个未缩减的，已存储的响应和 -1个相加器。在被存储的响应，主要是所消耗的面积，和相加器的数目，主要是所消耗的功率之间有一个权衡。这些相加器并未在此示出，而是滤波器530,540的集成部件，或者是它们的共享资源。它们应该与用来实现相关部分的相加器550,560大不相同。同样，用于滤波器响应存储的存储装置也是每个滤波器530,540的一个部分，在图5中未详细示出。
因为FIR滤波器具有1位输入，如图4中所示的现有技术接收机缩减为图5中本发明的相加器。也可以通过存储对应于短PN序列的多重滤波器响应减少相加器的数目。例如，存储对应于4片序列的6个响应可以减少相加器数目四倍。在本发明中利用相加器代替乘法器是一个优点。在当前利用乘法器的方法中，乘法器的数目和它们运行的速度在如图4中所示的通常接收机中随着过采样率增加。然而，在如本发明利用相加器的系统中，利用如图5中所示的，内插直至过采样率(OSR)的一位滤波器，相加器的数目并不随过采样率增加。相加器的速度随OSR的增加而增加。
在本发明的最佳实施例中，将输入信号501送到A/D转换器540。或者信号可在数字域中调制。虽然在图5中所示的是一个典型的A/D转换器540，鉴于以下讨论的理由，最好采用一种∑-ΔA/D转换器。
∑-Δ信号不需要抽取滤波，因为低通响应是在相关序列中。这样做的结果是可以采用只要通带对信号足够的，廉价的∑-ΔA/D转换器，不需要滤掉噪声和抽取。∑-Δ调制器在许多情况下无论如何都不需要具有大于为时间分辨率所需的，如8-16倍的过采样率。然后，在发送到输出以前，来自A/D转换器的信号被与已滤波的PN序列相关。
如以上提到的，输出1 570和输出2 580从序列接收交替的位，或位的交替部分。如以前讨论过的那样，也可能在两个半位间隔上相关和以后将两个结果加在一起，或者在三个三分之一位间隔上相关，等。因此，输出1和输出2可以接收交替的位或一位的交替部分，取决于相关是在一完整位上还是仅在位的部分上完成。
在去扩频系列，在此是PN序列510上利用脉冲形成滤波器，是一位的，内插滤波器，的优点是用低的硬件成本可以拥有非常长的脉冲响应。1位滤波器也是低功率的，允许在功率和存储器规模之间作权衡。本发明的另一个优点是利用∑-ΔA/D转换器输出可不使用抽取滤波器，∑-Δ转换器可具有刚好足够容纳信号的通带宽度。
图5中也示出两个一个样本的延时，或者寄存器Z-1,555,565。这些与相加器550,560组合组成积分器，类似于图4标记为∑的积分器。位钟，bit_clk 590，发送转储信号595到寄存器555,565，将寄存器555,565的内容设置为零。这种转储信号595在bit_clk的正或负的边缘上被发送。
在图6中示出一种本发明的替代的实施方案，不同之处在于寄存器被触发的方法。位钟，bit_clk 690，发送转储信号595到寄存器655,665，将寄存器655,665的内容设置为零。这种转储信号695在bit_clk690的正或负的边缘上被发送。在图6中，转储信号695传送路线与图5中的不同。在图6中转储信号695被发送到较低的寄存器665。在到达寄存器665以前被分支，也被送到上部的寄存器655。
以上所描述的实施方案只是用于说明而不作为限制。对于本领域的技术人员将很明显，可以在不偏离本发明的精神和范围的情况下偏离以上所描述的实施方案。不应该认为本发明限于所描述的例子，应该认为在范围上与以下的权利要求等同。
权利要求
1．一种具有输入信号，扩频序列和滤波装置的相关接收机，其特征在于所述的滤波装置对所述的扩频序列滤波。
2．如权利要求1的相关接收机，其特征还在于所述的滤波装置具有相加装置。
3．如权利要求1的相关接收机，其特征还在于所述的相关接收机具有用于转换所述的输入信号的模拟-数字转换装置。
4．如权利要求3的CDMA相关接收机，其特征还在于所述的用于转换所述的输入信号的模拟-数字转换装置是一个∑-Δ调制器。
5．如权利要求1的相关接收机，其特征还在于所述的扩频序列是伪噪声(“PN”)序列。
6．如权利要求5的相关接收机，其特征还在于将所述的滤波装置施加到所述的伪噪声序列的交替间隔上，所述的间隔小于或等于1位长，从而内插所述的间隔直至固定的过采样率OSR=N；所述的滤波间隔与所述的输入信号相关；和将所述的相关发送到输出装置。
7．如权利要求6的CDMA相关接收机，其特征还在于所述的间隔长度是1位长的分数1/N,N是整数。
8．如权利要求6的相关接收机，其特征还在于所述的相关是利用相关相加装置实现的，所述的来自每个所述的相关相加装置的相关被发送到输出装置。
9．如权利要求1-8的CDMA相关接收机，其特征还在于所述的滤波装置具有存储装置，在所述的滤波装置中所述的相加装置的数目通过存储得以减少，在所述的存储装置中，多重滤波器响应对应于短PN序列。
10．如权利要求9的CDMA相关接收机，其特征还在于所述的已存储的多重滤波器响应的数目通过时间逆转和/或反向得以减少。
11．如权利要求1-10的CDMA相关接收机，其特征还在于一个位钟发送转储信号到两个寄存器Z-1，一个寄存器对应于所述的滤波装置，所述的信号在位钟的正或负的边缘上发送，所述的转储信号将所述的寄存器的内容设置为零。
12．如权利要求1-10的CDMA相关接收机，其特征还在于所述的滤波装置是有限脉冲响应滤波器。
13．如权利要求1-10的CDMA相关接收机，其特征还在于所述的滤波装置是脉冲形成滤波器。
全文摘要
本发明一般涉及在DS－CDMA接收机中的接收机,更具体而言涉及提供脉冲匹配滤波器以消除片内干扰的需要。采用CDMA RAKE接收机,代替如在现代技术系统中对输入信号采用脉冲匹配滤波器,将一种1位的脉冲匹配滤波器应用到扩频序列,最好是伪噪声(PN)序列,内插直到所需的过采样率。因为滤波器具有1位输入,乘法器可用消耗较少功率的相加器代替。而且,相加器的数目,并不象现有技术中的乘法器数目那样随过采样率增加。
文档编号H04B1/707GK1312978SQ99809450
公开日2001年9月12日 申请日期1999年6月8日 优先权日1998年6月12日
发明者R·赫尔贝里 申请人:艾利森电话股份有限公司