专利名称：用于多个灯管运行的改进的功率反馈功率因数校正方案的制作方法
技术领域：
本发明涉及功率反馈电路。更具体地，本发明涉及用于多个灯管并行运行的双路径型功率反馈方案电路。
背景技术：
传统的电磁小型日光灯(CFL)的低的功率因数(PF)是由于它们的电压和电流不同相和/或在电流波形中较高的谐波分量。在电子CFL中以及在所有其它电子设备中的电子产生谐波电流。谐波电流与减小的PF密切相关，并可扰动其它设备。而且，在公用网中非常高的谐波失真会降低变压器的性能，并最终会损坏变压器。
电子CFL具有在0.5与0.6之间的典型的功率因数，但该电流不能只用电容来补偿。而是，必须在灯管的镇流器中或在电网中的某个地方引入滤波器。在采用国际电工技术委员会(IEC)标准的国家中，照明设备必须具有优于0.96的功率因数且总的谐波失真(THD)低于33％。然而，对于额定功率低于25W的设备，在IEC照明标准中作出一个例外。
基于功率反馈原理的单级电子镇流器，在许多专利中有揭示和描述，包括A.F.Hernandez和G.W.Bruning的、题目为“High FrequencyInverter with Power-line-controlled Frequency Modulation(带有电力线控制的频率调制的高频倒相器)”的美国专利No.5,404,082，以及C.B.Mattas和J.R.Bergervoet的、题目为“Lamp Ballast withFrequency Modulated Lamp Frequency(具有频率调制的灯频率的灯管镇流器)”的美国专利No.5,410,221。在这些专利中描述的这种类型的镇流器，由于在功率变换处理中所嵌入的调制方案，具有较低的部件数量。这些专利描述了通过适当设计的功率反馈方案从低频交流(AC)电压源到高频交流电压源的变换。这些专利还描述如何把输入电流的谐波分量限制在国际电工技术委员会(IEC)技术规范内，而输出电流波峰因子保持为可接受的。拓扑上，单级功率因数校正是基于到全波桥式整流器输出端与DC引出头之间的节点的功率反馈而达到的。
至今为止，将所有的功率反馈方案用于单个灯管和两个灯管串联结构，带有和不带有减低亮度装置。重要的是指出，在这种类型的应用中，即使负载电流在亮度减低过程期间可被改变，谐振变换器参量L和C的数值仍是固定的。通常，这意味着，电路谐振频率是固定的，而品质因数(Q)随负载而改变。可将该品质因数Q描述为谐振频率与带宽的比值。
在多个灯管运行电路10中，如
图1所示，由于独立的灯管运行(ILO)要求，灯管R1p分别通过镇流电容C1p被并联。灯管R1p和镇流电容C1n然后被并联到变压器T1，它又被并联到电容C3。电容C3被连接到由二极管D1-D4表示的全波桥式整流器的二极管D3，D4上，而二极管D1，D2被连接到谐振电感L1，它又被连接到二极管D5。二极管D5还被连接到晶体管Q2的漏极端，晶体管Q2的源极端被连接到PNP晶体管Q3的漏极。两个晶体管Q2和Q3的栅极被连接到高电压控制集成电路12。
电阻R1的第一端被连接到晶体管Q3的源极端，并与电容C3，电阻R2和二极管D3与D4的第一端相连。高电压控制集成电路12还连接在晶体管Q3的源极端与电阻R1的第一端子的连接点，单独地连接到电容C2，和电感L2与电容C3的交互连接的中点。电容C2和电感L2被串联地互联。电感L2还被连接到电容C3。
电容C1的第一端被连接在二极管D5与晶体管Q2的漏极端之间，而第二端被连接在二极管D3，D4和电阻R1之间。晶体管Q1的漏极端被连接在电感L1与二极管D5之间，而晶体管Q1的源极端被连接到电阻R2，而R2被连接在二极管D3和D4与电容C1的中间。功率因数控制单元14被连接到电感L1、晶体管Q1的栅极、晶体管Q1的源极端与电阻R2的中间，以及二极管D5与电容C1的中间。
在这个结构中，谐振电容有很大的负载依赖性。对于0到4个灯管的这种依赖性表示在图2上，其中在电压频率图上画了五条不同的谐振频率曲线。这里，零灯管曲线20代表没有连接灯管的情形，一灯管曲线22代表连接一个灯管的情形，二灯管曲线24代表连接两个灯管的情形，三灯管曲线26代表连接三个灯管的情形，以及最后四灯管曲线28代表连接四个灯管的情形。曲线22，24，26和28的各个频率峰值是9.554215×104，7.52929×104，6.503028×104，和5.843909×104。
图2b显示画在初级端谐振槽路输入相位/频率图上的、同样五条不同的谐振频率曲线。在这个图上，零灯管曲线30达到-90的低相位点，一灯管曲线32达到-23.360583的低相位点，二灯管曲线34达到-14.71952的低相位点，而三灯管曲线36达到-5.566823的低相位点。
传统上，功率反馈功率因数校正电路被限制为固定负载运行。当负载改变时，输入线路功率因数和电流THD性能下降。甚至更严重的情形是，当负载降低时DC总线电压大大地提高。这样的DC总线电压过量提升常常导致功率开关的损坏，如果它们不是基本上超过所设计值的话。这个问题是在开发四灯管镇流器电路的功率反馈电路期间遇到的。
根据这些变量和正弦输入电压，有利地是根据用于多个灯管运行的功率反馈方案给出简单的单级电子镇流器电路。
本发明的镇流器电路被设计用于单个或多个灯管并联运行，其中在每个灯管上，条件可被控制，以使得幅度输出电压在稳态时几乎是常数。本发明比现有技术使用较少的高脉动电流的额定电容，并同时提供电流隔离。而且，除了使用较小的输入滤波器尺寸以外，本发明使用较少的、对于现有技术电路方案所必须的、快速反向恢复二极管。
为了本发明的功率反馈电路可在可变负载条件下用于多个灯管组合且没有严重的DC总线电压过分提升，将该谐振槽路设计为LLC型，而不是先前使用的LC型。因此。电路切换频率对于每种灯管数条件是改变的。当灯管数量条件被设定时，电路工作在选择的频率上，而没有线路频率调制分量。
本发明的电路包括DC贮存电容，DC阻隔电容，交替地接通和关断的并具有50％工作比的、半波桥路的功率晶体管，以及LLC谐振变换器，它具有谐振电感，输出变压器，和一个或多个有效的谐振电容。该电路包括输出变压器，它提供用于双路径功率反馈方案的电流隔离。该输出变压器产生用于功率反馈电路最佳化所用的磁化电感，被插入到紧接在该半波电桥电路的谐振电感的后面。
而且，本发明的电路包括具有电感和电容的输入线路滤波器，用于把输入电流变成接近于具有低THD的正弦波形；整流器，它包括多个二极管，多个快速反向恢复二极管，以及多个镇流电容，提供谐振电容和允许在半波电桥电路中使用较少的电容。
本领域技术人员通过结合附图参考以下的对本发明的优选实施例的详细的说明，将更容易了解本发明的上述的目的和优点，其中在几个图上相同的元件用相同的标号表示，其中图1是通过现有技术的镇流电容的多个灯管的并行连接的示意图，其中谐振电容很大地依赖于负载。
图2a是显示对于零到四灯管情形的每种情形的电压/频率依赖性的图。
图2b是显示对于零到四灯管组合的依赖性的初级端谐振槽路输入相位/频率图。
图3是本发明的镇流器电路的示意图。
图4是适用于等效电路负载的本发明的镇流器电路的简化版本的示意图。
图5是适用于单个灯管应用的现有技术电路的示意图。
图6是适用于单个灯管应用的另一个现有技术电路的示意图。
图7a，b和c，每个是等效的本发明电路的示意图，其中谐振电感电流和输出电压的幅度在稳态时几乎是常数。
图8-11是对于典型的本发明电路的输入和输出电压/频率示波器波形图，表示对于一个、两个、三个和四个灯管的依赖关系。
图12是显示本发明的电路对于图13a-h上描绘的八个时间间隔的一组切换的波形的电压、电流/时间的示波器波形图。
图13a-h，每个是等效的本发明电路的示意图，其中谐振电感电流和输出电压的幅度按照时间间隔而变化。
图3显示本发明的镇流器电路40。电路40的输入端44被连接到谐振电感L1，它被连接在全波桥路整流器(用二极管D1_D4表示)的二极管D3和D1之间。电容C1被连接在谐振电感L1与该电感到二极管D3和D1的、以及到输入端45的连接点之间。输入端45还被连接在二极管D4和D2之间。二极管D1，D2被连接到二极管D5，它被连接到二极管D6。二极管D6又被连接到电容C10，它被连接到谐振陷波电路42。
谐振陷波电路42包括变压器T1，在一端被连接到电感L2，它又被连接到C3，C3被连接到晶体管Q2。晶体管Q2连接到二极管D7，D7连接到变压器T1的第二端。电容C2在一端被连接在二极管D5和D6之间，以及另一端被连接在变压器T1与电感L2之间。晶体管Q1在一端被连接在二极管D5和电容C10之间，以及另一端被连接在电容C3与晶体管Q2之间。电容C8被连接到二极管D7的每个端。多个灯管单元46的每个灯管R1p被串联连接到电容C4-C7，然后灯管单元被连接到变压器T1。最后，被连接到二极管D7的变压器T1的端子也被连接到二极管D3，D4。
图4上显示适用于单个灯管应用的电路40的简化版本，以及将在下面描述。本发明的电路40比起图5和6所示的现有技术电路，使用较少的高脉动电流额定的电容，而同时提供电隔离。一个谐振电感由输入变压器的磁化电感提供。通过这样做，除了L2外不需要附加谐振电感(图3)。通过适当地设计的LLC型谐振槽路，灯管电流波峰因子被改进，而不用使用Cyl(图5)，Cy1在现有技术电路中是必须使用的(图5)。因为灯管镇流电容C1也可用作为谐振电容的一部分，所以Cp(图5)也可被去除。而且，除了使用较小的输入滤波器尺寸以外，本发明使用较少的、对于现有技术电路方案，例如电路16(图6)，所必须的快速反向恢复二极管18(图6)。更重要地，本发明的电路可被使用于多个灯管运行，诸如4灯管运行。
参照图3，为了达到上述的好处，本发明电路40包括带有LLC磁谐振变换器的半波电桥。半波电桥包括两个功率金属氧化物硅场效应晶体管(MOSFET)Q1和Q2，DC贮存电容C10，和DC阻塞电容C3。一个谐振电感是L2。谐振电容包括电容C2，C8和由负载反射的、该电路的等效电容。电隔离变压器T1被放置在谐振电感L2与二极管D7之间，建立适当的负载匹配。
另外，隔离变压器的磁化电感提供附加电感给谐振槽路。在单路径型功率反馈方案与双路径型功率反馈方案与之间的差别在于，在每个高频切换周期中，由二极管D1_D3表示的全波电桥整流器，对于单路径型导通一次，而对于双路径型功率反馈方案导通两次。对于相同的功率传送能力，双路径型功率反馈方案在谐振槽路电路42中具有较少的电流强度。
谐振元件被设计成设定对于每个负载情形的一定的运行条件下的谐振频率。为了达到ILO，电压增益曲线应当达到和超过某个需要的电压电平，优选地，通过适当的控制，它们在多个灯管单元46中保持为几乎不变的。本发明还利用快速反向恢复二极管D5_D7。
图8a显示被使用来驱动低功率开关Q3(图3)的电压Vgs(图3)的方波曲线80。通过以50％工作比交替切换开关Q1(图3)和Q3(图3)的接通和关断，电压Vs(图3)具有峰-峰值幅度Vdc(图3)。这样的电压激励谐振槽路电路42(图3)，以及造成iLr曲线82表示的输入电流iLr(t)15(图3)。由于谐振槽路电路42(图3)，在点p处(图3)的电压Vp(图3)的Vp曲线84和在点n处(图3)的电压Vn(图3)的Vn曲线86接近于正弦波形。而且，在多个灯管(例如1，2，3，和4)的每个灯管处，条件可被控制成使得谐振电感电流iLr(t)和输出电压Vo(t)(图3)的幅度在稳态时几乎是不变的。
对于这个条件，本发明电路的高频运行可以用图7a所示的等效电路的元件来描述。在该电路中，谐振电感电流被模型化为理想的电流源ILr以及输出电压被反射到初级端，并被模型化为理想的电压源Vpn。而且，功率反馈电路70可被分解为两个更简单的功率反馈电路72和74(图7b，c)。在第一个高频电路72中(图7b)，当与输入线路频率相比较时，电压源Vpn通过充电电容C2调制在点m处的电压。这个调制使得输入电流iin(t)(图7b)成为正弦形状，如曲线88(图8b)所表示的。
在第二个电路74中(图7c)，电流源ILr15对电容C8进行充电/放电，因此共享输入电流。重要的是应当指出，在信号Vpn(t)与I1r(t)之间有相位差。正是这个相位差允许整流器电路D1_D4导通电流两次，使得电路成为双路径型功率反馈电路。在每个高频周期，双路径型功率反馈电路70在输入线路上产生两个小的电流脉冲。这些小的脉冲的包络遵从准正弦形状。通过使用适当的输入线路滤波器，例如电感L1和电容C1，输入电流成为接近于具有低的THD的正弦波形，如曲线88(图8b)所表示的。
图8-11显示代表在电路40的不同点处的电压(图3)的高频示波器波形曲线。具体地，图8a，9a，10a，和11a分别显示对于一个、两个、三个、和四个灯管结构的以下的波形显示对于开关Q2的Vgs2(t)(图3)的栅极驱动波形曲线80；对于电流iLr(t)(图3)的谐振电感电流曲线82；对于在点p 16处的电压Vp(t)(图3)的电压波形曲线84；以及对于在点n处的电压Vn(t)(图3)的电压波形曲线86。
同样地，图8b，9b，10b，和11b分别对于一个、两个、三个、和四个灯管结构以低频尺度显示对于输入线路电流Iin(图3)的波形曲线88；对于输出灯管电流Ilamp(图3)的波形曲线90；对于输入电压Vin(图3)的波形曲线92；和对于电压Vdc(图3)的波形曲线94。
作为进一步的说明，参照图4，考虑本发明的特定的简化的实施例电路50的以下的功能性描述。通过改变R1和C1的数值，可以计及所有四个灯管负载状态。例如，如果R1和C1表示一个灯管的等效阻抗和它的相关的镇流电容，则对于n个灯管，等效阻抗变成为R1/n，以及等效的串联镇流电容变成为nC1。
输入线路电压Vin是被整流的正弦波形。因为线路频率，例如60Hz，比电路切换频率，例如43kHz，低得多，假定输入线路电压Vin在高频周期内是常数，而且，DC总线电压脉动由于C10的大的数值而可被忽略。通过以上的假设，在每个高频切换周期中八个等效拓扑级现在可被表示出。
在图12上给出具有相应于时间间隔[tj，t(j+1)](其中j＝0，...，7)的八个等效拓扑级的电路50的切换波形。下面借助于图13a-h，讨论这些等效拓扑级。图13a显示在第一个时间间隔[t0，t1]期间的等效电路。从t0开始，二极管D5和D6导通电流Id5和Id6，分别如曲线92和94(图12)显示的，然而，没有充电电流到达电容C10(图4)，因为二极管D7是关断的。而且，电容C8(图4)被阻止进一步充电。在这个时间间隔期间，线路电压源Vin通过环路II 100把功率直接传送到负载，而谐振槽路电路42工作在环路I 102的自由回旋模式。在电容C2中的电流是曲线98(图12)所示的、环路I 102中谐振槽路42电流iL与曲线98(图12)所示的、环路II 100中输入线路电流iD5之间的差值。
在电流iL仍旧处在电流方向为环路I 102表示的自由回旋状态的同时，在时间间隔[t1，t2]期间，MOSFET Q1被关断90(图12a)，以及电流被换向到MOSFET Q2。请注意，MOSFET Q2可以对于零电压切换被接通。通过环路I 104对DC块电容C10充电，在谐振电感L2’中的电流iL，如曲线98(图12)所示，逐渐减小到零。当达到零点时，二极管D6自然地被关断94(图12)，以及第二时间间隔[t1，t2]结束。
在图13c所示的第三时间间隔[t2，t3]期间，随着二极管D6被关断94(图12)后，谐振电感电流iL，如曲线98(图12)所示，由环路I 106表示，颠倒方向，以及随电容C8放电而增加。在这个时间间隔期间，连同电容C8的进一步放电，电压Vp不断下降，如曲线250(图12)所示。这个下降后紧接着电容C2的连续充电，而同时线路电压源Vin把功率直接传送到负载。
在电容C8上的电压Vn下降到零248(图12)以后，如图13d所示，二极管D7开始导通电流。在这个第四时间间隔[t3，t4]期间，在环路I 108中，谐振槽路42电流IL，如曲线98(图12)所示，随谐振频率(如曲线240(图12)所示)进一步增加，该谐振频率由电感L2、电容C8(图4)、电容C1、以及输出变压器的电阻R1，圈数比n和磁化电感Lm确定。同时，二极管D5中的电流开始从它的峰值下降，这是因为电压Vp下降到低于零，如曲线250(图12)所示，进入负的摆动。
图13e显示在第五时间间隔[t4，t5]期间环路I 110中流过的谐振槽路电流IL。在t4，MOSFET Q2被关断。在这个时间间隔期间，MOSFET Q1被接通，如曲线120(图12a)所示，它可以通过零电压切换(ZVS)达到。在时间到达t5时，电压Vp达到它的最小值，如曲线140(图12b)所示，以及输入电流接近零，如曲线122(图12a)所示。对于Vp的向上摆动，如曲线140(图12b)所示，对于Vm随之增加，如曲线132(图12b)所示，因为C2不在充电或放电。同样地，如图13f所示，在第六时间间隔[t5，t6]期间，谐振电流IL减小到零，如曲线128(图12a)所示，以及二极管D7停止导通。
当电压Vm，如曲线132(图12b)所示，大于电压Vdc时，在第七时间间隔[t6，t7]期间，如图13g所示，二极管D6开始导通电流，如曲线124(图12a)所示。瞬时地，二极管被接通，帮助电压Vm通过环路I 112充电电容C10。同时，电容C2开始放电，把电容C2中存储的能量传送到谐振电感电流iL，即，电磁能。电流iL然后逐渐从零建立起来，如曲线128(图12a)所示。
在电容C2通过环路II 114不断放电时，在第八时间间隔[t7，t8]期间，如图13h所示，电容开始通过环路I 112充电，DC总线电容C10提供充电电流流过负载分支。结果，电压Vp增加，如曲线140(图12b)所示，以及电压保持为大于Vdc，如曲线132(图12b)所示。
虽然等效电路50(图4)大于每个运行点保持正确，但图12a，12b的波形和图13a-h的运行时间间隔是对于一个典型的运行点显示的，它可能是约为输入线路峰值电压的80％。在其它的运行点，每个时间间隔的持续时间以及甚至时间间隔的数目可能变化；然而，电路工作原理仍旧是相同的。在从t0到t8的每个高频切换周期中，有两个时间段[t0，t2]和[t2，t5]，其中电路从线路提取两个电流脉冲。脉冲的峰值，与单路径功率反馈方案的单个脉冲情形相比较，是低的。结果，谐振槽路电流较小，以及相关的损耗也较小。
虽然参照本发明的说明性的优选实施例，具体表示和描述了本发明，但本领域技术人员将会看到，在形式和细节上可以作出上述的和其它的改变而不背离本发明的精神和范围，本发明只应当由所附的权利要求的范围来限制。
权利要求
1.用于并行地运行至少两个灯管的电路装置，包括-输入端(44，45)，用于连接到提供低频AC(交流)电压的供电电压源，-整流装置(D1-D4)，与输入端相耦合，用于整流该低频AC源，-缓冲电容装置(C10)，被耦合到该整流装置的输出端，-谐振倒相器，用于产生被耦合到缓冲电容装置的高频灯管电流，以及配备有-至少一个开关元件(Q1，Q2)，-控制电路，被耦合到该开关元件的控制电极，用于使得开关元件交替导通和不导通，-负载电路，被耦合到该开关元件，并包括谐振电感(L2)和谐振电容(C3)，-功率反馈装置(D5，D6，D7，C2，C8)，用于在高频灯管电流的每个周期中的一个时间间隔期间从供电电压源提取电流，其特征在于，该负载电路还包括变压器(T1)，它具有磁化阻抗并包括初级绕组与次级绕组，该次级绕阻与至少两个串联装置相并联，每个包括灯管连接的端子和灯管电容(C4，C5，C6，C7)。
2.如权利要求1的电路装置，其中该谐振倒相器是包括两个开关元件(Q1，Q2)的半波电桥电路。
3.如权利要求2的电路装置，其中该负载电路包括与一个开关元件并联的串联装置，它包括谐振电感(L2)，谐振电容(C3)和该变压器(T1)的初级绕组。
4.如权利要求1，2或3的电路装置，其中该功率反馈装置包括第一单向元件(D6)，被耦合在整流器的第一输出端与缓冲电容装置(C10)中间；以及第一电路部件(C2)，把在整流器的第一输出端与第一单向元件之间的第一端子m与在负载电路中的第二端子p相连接。
5.如权利要求4的电路装置，其中该第一电路部件包括第一功率反馈电容(C2)。
6.如权利要求4或5的电路装置，其中该功率反馈装置包括第二单向元件(D5)，被耦合在整流器的第一输出端与第一端子m之间。
7.如权利要求3和4的电路装置，其中该功率反馈装置包括第三单向元件(D7)，它是与一个开关元件并联的该串联装置的一部分。
8.如权利要求7中的电路装置，其中第三单向元件(D7)与包括第二功率反馈电容(C8)的第二电路部件(C8)相并联。
全文摘要
用于单个或多个灯管并联运行的镇流器电路,其中在每个灯管中的条件可被控制,以使得谐振电感电流和输出电压的幅度在稳态时几乎是常数。本发明的电路包括半波电桥的DC贮存电容,DC阻隔电容,交替地接通和关断并具有50%占空比的功率晶体管,以及LLC谐振变换器,它具有谐振电感和一个或多个谐振电容。本发明电路包括输出变压器,它提供用于双路径型功率反馈方案的电流隔离。该输出变压器的输出磁化电感被用于功率反馈电路最佳化,并作为LLC谐振槽路的一部分,被插入到紧接在半波电桥电路的谐振电感后面。
文档编号H05B41/24GK1358405SQ01800094
公开日2002年7月10日 申请日期2001年1月10日 优先权日2000年1月21日
发明者张劲 申请人:皇家菲利浦电子有限公司