专利名称：驱动高强度放电灯的装置和方法
技术领域：
本发明涉及一种驱动高强度放电(HID)灯的装置和方法。尤其是，本发明用于产生高频谐振点火电压(ignition voltage)以便引燃(启动)HID灯和保持稳定的电路工作，对于在正常工作状态期间为输出功率和电流控制而使用的峰值电流检测信号，这种稳定的工作状态下，来自高频谐振点火电路的干扰最小。通过加入与谐振点火电容器串联连接的阻尼电阻来使谐振点火电压幅度的变化针对与灯引线长度有关的寄生电容达到最小。
此外，这两种不同方法的在灯引燃之后的继续工作。在脉冲点火方法中，灯利用高频信号工作，即，典型情况下在千赫兹(kHz)范围内的信号。在谐振点火方法中，灯利用低频信号工作，即，典型情况下在几百赫兹范围内测量的信号。由于声音的共振问题与高频工作有关，所以通常推荐使用低频率工作方法来保持灯的工作(例如，照明)。
为了产生具有足够能量来引燃灯的高频电压或者为了以高频信号运行(在引燃之后)灯，通常采用三种基本的解决方案，如图3A到3C所示。
图3A图解说明了含有斩波器和高频逆变器的放电灯驱动电路。根据施加到开关Q1到Q4的不同控制模式，这种结构可以提供许多种设计用途。
众所周知，当工作于高频时，HID灯会出现声音共振。美国专利号U.S.4,912,374公开了一种利用平滑的直流(DC)电流中断高频电流的方法。电感器L1和电容器C1构成补偿谐振网络。变压器T和电容器C2构成逆变揩振电路。当晶体管对Q1和Q4与晶体管对Q2和Q3以低频交替地切换时，两个高频交流(AC)电流经过灯。补偿谐振网络产生第一高频AC电流。逆变谐振网络产生第二高频AC电流。结果，在电容器C1、变压器T、和灯之间形成回路电流。当晶体管Q4以高频频率切换时，晶体管Q1处于导通，而晶体管Q2和Q3处于完全截止(由于斩波器、或者补偿，结构的原因)，所以DC电流从左到右流过该灯。当晶体管Q3以高频频率切换时，晶体管Q2处于导通状态，而晶体管Q1和Q4完全截止，所以DC电流从右到左流过该灯。
为了控制该直流(DC)电流，需要检测补偿电流。美国专利号U.S.4,912,374中并未详细公开这种系统。用于检测补偿电流的最简单方法是与输入总线电压V1串联地增加检测电阻。然而，除非采取特别的措施将逆变谐振网络电流与补偿网络电流分开，否则可能在逆变谐振网络与补偿谐振网络之间产生耦合。美国专利U.S.4,912,374没有公开逆变高频工作方式与补偿DC或者低频工作方式的分开，但是该逆变高频工作方式只是被用来启动(引燃)灯，而DC(或者低频)工作方式用于灯启动之后的正常(连续不断的)工作方式。
图3B图解说明美国专利号U.S.4,912,374的修改，其中增加了金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)Q5和二极管D5。这些元件的增添导致灯电流包括规则的方波(clean square wave)，而检测补偿电流包括规则的三角波。要注意的是，MOSFET Q5可以在灯引燃(启动)之后随时切换到截止，或者对于灯工作方式来讲无论何时都不需要高频电流。当MOSFET Q5切换到截止时，由电感器L1和电容器C1构成的补偿网络，以及由变压器T和点火电容器C2构成的点火网络(ignition network)完全去耦。就是说，点火电容器C2与电路电断开。由于晶体管Q1和Q2的切换，没有充电(或放电)电流经过点火电容器C2或者电流检测电阻Rs。此外，二极管D5可以防止在MOSFETQ5的切换期间的电压过冲(voltage overshoot)。
这种修改的缺点是需要高压MOSFET Q5和高压二极管D5，以及驱动MOSFET Q5所需的任何有关的驱动电路。这增加了电路的复杂性而且也增加了生产成本。要注意的是，如果需要高频电流与DC电流合成的波形来防止声音的共振，MOSFET Q5必须在高频率周期时导通，而在低频率周期时截止。
在图3C中图解说明美国专利号U.S.6,020,691的二级输出滤波器，其中具有高频谐振点火装置的斩波(或者补偿)电源调节器、间断的第一谐振阶段感应电流、和连续的第二谐振阶段感应电流彼此相关。
在美国专利号U.S.6,020,691中，由电感器L1与电容器C1形成的第一级谐振频率fr1比由电感器L2与电容器C2形成的第二级谐振频率fr2低。此外，为了避免电路中过多的谐振电流循环，第一级谐振频率fr1与第二级谐振频率fr2之间的距离稍微限制为不小于选择的最小值。通过扫描在第二级谐振频率fr2上的频率来产生点火电压。例如，如果第二级谐振频率fr2要选择大约40kHz而其最小扫描频率应该选择为大约30kHz，所以第一级谐振频率fr1可以选择为大约22kHz。因为第一级谐振网络的循环电流与频率fr1和最小扫描频率高度相关，所以这种电路结构有频率不准确和元件容差的问题。这种电路结构的另一个缺点是，因为两级被串联在一起的，所以主要由第二级网络产生的点火脉冲的幅度是两个谐振频率的函数。频率靠近第二级谐振频率的输入电压信号被第一级网络衰减，而由第二级网络来放大。因此，第二级网络的品质因数Q必须相当地高，以致于能够产生足够高的点火电压。
根据本发明的特点，即使当相对高的尖峰脉冲电流馈送给点火电容器时，也提供一个相对“规则的”信号给补偿调节器的电流测量电路。
根据本发明的特点，提供阻尼器件，例如阻尼电阻，以致于其产生的峰值点火电压变化在输出被限制于最小的寄生电容，例如，几百个皮法。
根据本发明的特点，通过旁路二极管路径的漏电流明显小于流经检测电阻的电流，所以二极管漏电流不会影响电流检测。
在本发明的第一个方面，提供一种驱动放电灯的装置，所述装置包括振荡回路(tank circuit)和DC-AC逆变器。该振荡回路向灯提供电源，而且它包括第一谐振网络和第二谐振网络。在正常工作方式期间，由第一谐振网络向灯提供交变的方波电流。在启动工作方式期间，由第二谐振网络产生谐振点火电压，该谐振网络包括串联连接的阻尼器件、谐振电容器和谐振电感器。通过位于在电压输入和振荡回路之间的DC-AC逆变器来将DC电压转换成AC电压。阻尼器件可以是阻尼电阻。
在上述装置中，DC-AC逆变器可以包括具有至少一对互补地导通与截止开关部件的电桥电路。该电桥电路可以是全桥逆变器或者半桥逆变器。
该装置另外还可以包括控制电流的旁路器件。在这种情况下，第二谐振网络可以连接到电桥电路的一个输出端和旁路器件的输出端。这样的装置另外还可以包括检测第一谐振网络中电流的检测器件。
第一谐振网络可以包括电容器和电感器，其中电容器并联地连接在灯与第二谐振网络中的谐振电感器的串联连接电路上。
在上述装置中，检测器件可以包括检测寄存器。在这种装置中，检测器件可以连接在电压输入的一端与电桥电路的一个输入端之间，而电压输入的另一端可以连接到电桥电路的另一个输入端。检测器件可以并行地与旁路器件连接。
在这种装置中，交变的方波电流的频率可以小于1kHz。谐振点火电压的频率可以大于20kHz。
在这种装置中，旁路器件可以包括串联连接的两个二极管。在这种情况下，串联连接的两个二极管的接合处可以连接到第二谐振网络。该装置还可以包括一个防止泄漏器件，它与两个串联连接二极管的至少一个连接。在这种情况下，检测器件可以具有检测电阻，检测器件的电阻值可以小于防止泄漏器件的电阻值。在这种情况下，防止泄漏器件的电阻值可以是检测器件的电阻值的20倍或者更大。
在本发明的第二方面，提供一种用驱动放电灯的装置来驱动放电灯的方法。
该装置包括振荡回路和DC-AC逆变器。该振荡回路包括第一谐振网络和第二谐振网络。第一谐振网络在正常的工作方式期间提供交变的方波电流。第二谐振网络在启动工作方式产生谐振点火电压，而且它包括至少一个阻尼器件、至少一个谐振电容器和至少一个电感器，这些器件是彼此串联连接的。该DC-AC逆变器包括电桥电路、检测器件和旁路器件，并且它位于电压输入端与振荡回路之间。电桥电路含有至少一对互补地导通与截止的开关元件。检测器件检测在第一谐振网络中流过的电流。旁路器件控制该电流。
该方法包括以下步骤操作振荡回路，以致于在启动工作方式期间第二谐振网络向灯提供谐振点火电压，在预定时间周期的过去之后，操作振荡回路，以致于在正常工作方式期间第一谐振网络向灯提供交变的方波电流，利用检测器件检测在第一谐振网络流动的电流，以及利用旁路器件从第二谐振网络中的电流中去除第一谐振网络中的电流。
图1A图解说明本发明的灯驱动电路的方框图；图1B图解说明图1A中所示本发明实施例的原理图；图1C图解说明图1B中所示电路的高阻抗线路连接；图2A、2B和2C图解说明本发明图1B中所利用的各种电感性元件；图3A图解说明已有技术输出网络的方框图，该输出网络具有与补偿谐振网络分开的点火谐振网络；图3B图解说明图3A电路的修改，其中点火谐振网络与补偿谐振网络分开，在灯引燃之后点火电容器切换到截止；图3C图解说明已有技术的两级LC输出滤波器；图4描绘具有图2B中电感性元件的图1A的电路；图5A到5E显示图4中所示电路在预定点产生的各种理想波形；
图6A图解说明在预定的负载电压下流经点火电容器C2的电流、流经旁路二极管D2的电流、和跨过检测电阻Rs的检测电压等的数值，在图4的电路中使用了这些电子部件。
图6B图解说明流经点火电容器C2的电流数量，和没有旁路二极管时检测电阻Rs上的电压值；图7A图解说明用于防止泄漏电流经旁路二极管的等效电路；图7B和7C图解说明图7A中电路的相关波形；图8A图解说明没有引线的灯两端的点火电压的包络线；和图8B图解说明具有15英尺灯引线的灯两端的点火电压的包络线。
该DC-AC逆变器8包括电桥电路10、检测器件14和旁路器件16。该DC-AC逆变器8可以由全桥逆变器或者半桥变换器构成。
振荡回路12包括第一谐振网络18和第二谐振网络20。
图1B图解说明本发明的一种具体电路结构。然而，应该理解，在不违背本发明的精神与/或范围的条件下可以做一些改变。
电桥电路10包括配置成全桥结构的多个MOSFET晶体管Q1到Q4。振荡回路12的第一谐振网络1 8包括电容器C1和电感器L1。振荡回路12的第二谐振网络20包括点火电容器C2、阻尼电阻R1、和电感性元件T。检测器件14包括检测电阻Rs，而旁路器件16包括通过电阻R2串联连接的二极管D1和D2。
高强度放电(HID)灯LAMP的一个引线连接到电容器C1和电感器L1的接合处，而HID灯LAMP的另一个引线连接到电感性的元件T的接头B。图1B示出了灯相对于振荡回路12的电连接；然而，应该明白，对灯的说明是为了表达灯与振荡回路12的第一和第二谐振网络18和20的电连接，它与振荡回路12(不是一部分)是分离的。
第一谐振网络18的电感器L1和电容器C1形成斩波(或者补偿)滤波器网络。第二谐振网络20的电感元件T和点火电容器C2形成高频谐振网络，而阻尼电阻R1的功能是减小品质因素和加宽高频谐振网络的带宽。
旁路器件16的旁路二极管D1和D2控制从点火电容器C2流经过检测电阻Rs的电流，而电阻R2是为了防止(或者减小)从MOSFET Q2与/或MOSFET Q4流经旁路二极管D1和D2的任何电流。更可取的是，电阻R2的阻值远远高于(大于)检测电阻Rs的阻值。与电阻R1串联电连接的电阻R2还具有作为阻尼电阻的功能。
根据图1C中示出的变化，电阻R2包括多个(例如，图1C中是两个)电阻，它们可以是(或者也许不是)相等的阻值。在这种变化中，一个电阻与旁路二极管D2串联连接，同时另一个电阻与旁路二极管D1串联连接。
在启动(引燃)工作期间，通过提供给电压电源线Vbus、MOSFETQ1、和MOSFET Q2的频率变化和占空比变化的电源来向点火网络(由电感性的元件T、电容器C2、电阻R1和电阻R2构成的)施加电压。通过控制MOSFETS Q1和Q2的切换速率(例如，系统导通与截止的频率)，每个高频周期内的频率与/或占空比能够线性地从近似200kHz的第一(例如，高频)频率扫描到近似100kHz的第二(例如，低频)频率。
下面讨论的基础是假定图2B中示出的电感元件T用于图1B的电路中。给定上述工作频率，第一个电感器T′具有近似750μH的数值，电容器C2具有近似1.5nF的数值，而任何存在的寄生电容范围可以从大约0pF到最大约150pF。寄生电容反射到电感器T′，这构成了具有电容器C2的谐振网络的电容性元件部分。由于这个反射，谐振频率发生变化。基于已经进行的模拟，分别对应于寄生电容出现的近似值0pF；50pF；100pF；和150pF，谐振频率变得等于大约143kHz；135kHz；127kHz；和121kHz。
应该注意，该谐振频率不受阻尼电阻的存在或不存在的影响(改变)，但是针对寄生电容，电路中的增益确实发生了变化。还应该注意到，当包含该阻尼电阻时，电路中增益(相对于寄生电容的)变化减少。例如，没有阻尼电阻，在寄生电容大约从0pF到150pF的范围内，峰值增益减少了将近16.7％。然而，当大约30欧姆的阻尼电阻R1包括在该电路中时，该峰值增益在相同的0pF到150pF范围内仅仅减少大约6.3％。
从上面所述中可明显看出阻尼电阻在稳定增益中起着一定的作用。对于给定的驱动信号源和频率扫描模式，点火电压的峰值幅度与谐振网络的增益成比例。如上所述，由于阻尼电阻的加入，增益变化仅仅近似6.3％，因此，当寄生电容从0pF到150pF变化时点火电压保持在预定的界限内。应予注意的是，在使用中，灯引线可以达到大约15英尺，测量的等效电容近似150pF。
图8A和8B图解说明当灯引线长度分别是0英尺和15英尺时的点火电压包络线。关于这点，要注意的是，已经采用了图2A的电感性元件T，此外，可以在端点B和C(参见图2A)跨接小数值的电容器(例如，大约150pF)，以便减小(滤除)一些图中所示的甚高频阻尼振荡。
在启动(引燃)工作期间，MOSFET Q3和MOSFET Q4分别与MOSFETQ2和MOSFET Q1同相切换。因为斩波(补偿)滤波网络(由电感器L1和电容器C1形成的)的谐振频率比大约100kHz到200kHz的扫描频率低得多，所以在电感器L1或电容器C1两端仅仅产生小的谐振电压。在启动工作期间，一旦引燃灯，灯电流在高频周期的一半流经过MOSFET晶体管对Q1和Q4，而灯电流在高频周期的另一半流经过MOSFET晶体管对Q2和Q3。
在灯的正常工作(例如，在灯被引燃/启动之后)期间，MOSFET Q1和MOSFET Q2以大约170Hz的低频工作，而MOSFET Q3和MOSFET Q4以近似50kHz的高频工作。作为选择，在大约170Hz的低频周期的一半期间，MOSFET对Q1和Q4以近似50kHz的高频工作，而MOSFET对Q2和Q3在低频(例如，近似170Hz)周期的另一半期间以高频(例如，近似50kHz)工作。在具有低频灯电压的正常工作期间，所有的开关都可以工作在高频。在两种情况的任意一种下，MOSFET Q1和MOSFET Q2接合处(例如，图1B中的点A处)的电压在MOSFET Q1导通时是高(HIGH)，而在MOSFET Q2导通时是低(LOW)。在高电压到低电压的过渡(或者低电压到高电压的过渡)期间，充电(或者放电)电流经过点火电容器C2。
现在将提供在低灯电压情况下的详细工作情况。图4表示具有图2B的电感元件T的图1B电路，而图5A到5E表示图4电路的不同位置的波形。在正常工作中，由电容器C1和电感器L1形成的斩波器(补偿滤波器)网络的谐振频率低于比如大约50kHz的高频频率。在正常工作期间，由电容器C2、电阻R1、和电感性元件T′形成的逆变器网络(点火网络)的谐振频率比高频(例如，近似50kHz)的频率高。可以认为跨过电容器C1的电压在高频周期内是恒定的。可以认为跨过电感性元件T′和T″的电压在高频周期内是零。
灯电压V(lamp)等于电容器C1上的电压。因此，图4中点C的电压等于电压V(1)。在时间t等于0时，MOSFET晶体管Q2和Q3导通，而MOSFET晶体管Q1和Q4截止。斩波器电流V(Rs)上升并且达到预定峰值电平，在这一点上，MOSFET Q3截止而惯性电流(freewheelingCurrent)开始流经过电感器L1、电容器C1、灯、和MOSFET晶体管Q2和Q4的内部二极管，直到t等于t1时。在时间t等于t1时，MOSFETQ2截止。惯性电流继续流经过MOSFET Q1的内部二极管并且返回到总线线路，直到在时间t等于t2时电流达到零。在时间t等于t2时，新的周期开始。
在时间t等于0和时间t等于t1时，电压V(1)突然从高转变到低(从低到高)。点C的电压V(1)与电流I(C2)之间的关系可以用方程式来表示I(c2)＝C2*dV(1)/dt，忽略任何寄生电感和阻尼电阻R1与R2。
跨过电容器的电压没有即时改变。因此，产生尖锐的(spiky)电容性电流I(C2)，如图5E中所示。电容器C2的尖锐充电(或者放电)电流I(C2)，仅仅受电压V(1)的上升(或者下降)斜度、寄生电感、寄生电阻、和电阻R1与R2的数值所限制。要注意的是，电流I(C2)的峰值幅度可能很高。如果这个电流经过检测电阻Rs，而且没有被旁路二极管D1和D2旁路，检测电阻Rs上的总电压是电流I(C2)和斩波器电流I(Q2)一部分的组合。在这种情况下，检测电压明显失真，这将影响对斩波器工作的控制。
图6A和6B中分别示出了有和没有旁路二极管D1与D2的实际波形。如从这些图中所看到的，电流I(C2)正极性部分流经过I(D2)，其中当I(C2)大于0时，I(C2)等于I(D2)。要注意的是，在图6A和6B中示出未电流I(C2)流通过旁路二极管D1的负极性部分。由图6A中间的扫描迹线描绘的控制检测电压包括三角波形，它与三角形斩波器电流相比较显示出最小的失真。当省略旁路二极管时，整个的电流I(C2)与电流I(Rs)结合形成V(Rs)，如图6B中所示。由于它与电流I(C2)正极性部分的组合，检测电压负极性部分几乎消失。检测电压与斩波器电流相比较失真明显，而且检测电压的顶部变平。假设反映在检测电阻上的斩波器电流的峰值与检测电阻上的电压不一样。注意，这不可能(或者，至少很难)控制斩波器工作的峰值电流。
检测的斩波器电流，或者经过电感器L1的电流被反馈用来控制斩波器开关Q3和Q4的导通时间。此外要注意的是DC电压源Vbus或者由功率因数校正电路提供，或者直接地由整流的和滤波的没有功率因数校正的AC线路提供。
图7A图解说明图1B中所示电路的一部分。为了限制流经过旁路二极管D1和D2的斩波器电流，电阻R2首先作为与检测电阻Rs有关的高阻抗路径。使用斩波器网络的全桥逆变器形成三角形电流源，如图7B和7C所示。在正常工作期间，工作频率比点火网络的频率低得多，因此电容器C2实际上是开路的(电路的外面)。当电阻R2的数值是零时，检测电阻Rs上的最大电压因旁路二极管D1和D2的导通而被箝位到近似1.4伏。
如图7B中所示，检测电压V(Rs)在其正极性的波形上显示出平顶，表示波形失真。旁路二极管D1和D2将开始导通，泄漏电流总是正向偏置。检测电压V(Rs)的峰值通常是在近似1Vpk到2Vpk之间的范围内。要注意的是很难精确地控制该峰值电流。
当电阻R2的数值明显大于检测电阻Rs的数值时，流过旁路二极管D1和D2以及电阻R2的泄漏电流可以忽略。检测电阻Rs上的电压V(Rs)反映实际的斩波器电流，如图7C中所描绘。例如，对于具有近似1.3安培起动电流和近似2安培的峰值斩波器电流的70瓦特HID灯来讲，检测电阻Rs的电阻是0.8欧姆。根据公式电压等于电流乘以电阻(V＝I*R)，峰值检测电压V(Rs)等于2安培*0.8欧姆，或者是1.6伏，其大于旁路二极管D1和D2的1.4伏箝位电压。因此，要将电阻R2的数值选择的比检测电阻大的多(即，近似于检测电阻Rs的20倍，或者是近似15欧姆)。
在HID灯启动(引燃)时，电阻R2还用作与电阻R1串联的阻尼电阻。当电阻R2以图1B中所示结构连接时，在MOSFET Q1导通时电阻R2抑制峰值谐振电压的正极性部分。为了抑制峰值谐振电压的正极性与负极性两部分(或者刚好是峰值谐振电压的负极性部分)，应该采用图1C所示的连接。
尽管已经参考优选实施例对本发明进行了具体的说明和描述，但是本领域的技术人员可以理解各种形式的和/或细节的修改，而不脱离如下面的权利要求规定的本发明的实质和/或范围。例如，可以通过修改本发明来避免声音的共振，即，在HID灯的正常工作期间，使用由平滑DC电流中断的高频电流。另一选择是，电桥电路10可以配置为半桥电路。
权利要求
1.一种用于驱动放电灯的装置，其特征在于包括振荡回路，该振荡回路向灯提供电源，而且它包括第一谐振网络和第二谐振网络，在正常的工作方式期间，第一谐振网络向灯提供交变方波电流，在启动工作方式期间，第二谐振网络产生谐振点火电压，而且它包括串联连接的阻尼器件、谐振电容器和谐振电感器；和将DC电压转换成AC电压的DC-AC逆变器，并且它位于在电压输入和振荡回路之间。
2.根据权利要求1所述的装置，其特征在于DC-AC逆变器包括电桥电路，所述电桥电路包括至少一对互补地导通与截止的开关部件。
3.根据权利要求1或2所述的装置，其特征在于阻尼器件是阻尼电阻。
4.根据权利要求2所述的装置，其特征在于所述电桥电路是全桥逆变器。
5.根据权利要求2所述的装置，其特征在于所述电桥电路是半桥逆变器。
6.根据权利要求2所述的装置，其特征在于还包括一个控制电流的旁路器件，第二谐振网络连接到电桥电路的一个输出端和旁路器件的输出端。
7.根据权利要求1、2或6所述的装置，其特征在于第一谐振网络包括电容器和电感器，电容器并行连接在灯与第二谐振网络中的谐振电感器串联连接的电路上。
8.根据权利要求6或7所述的装置，其特征在于还包括检测第一谐振网络中电流的检测器件。
9.根据权利要求8所述的装置，其特征在于所述检测器件包括检测寄存器。
10.根据权利要求8所述的装置，其特征在于所述检测器件连接在电压输入的一端与电桥电路的一个输入端之间，电压输入的另一端可以连接到电桥电路的另一输入端，而检测器件可以并行地与旁路器件连接。
11.根据权利要求6、8或10所述的装置，其特征在于旁路器件包括两个串联连接的二极管。
12.根据权利要求8所述的装置，其特征在于交变方波电流的频率小于1kHz，而谐振点火电压的频率大于20kHz。
13.根据权利要求11所述的装置，其特征在于两个串联连接的二极管的结合处连接到第二谐振网络。
14.根据权利要求11所述的装置，其特征在于还包括防止泄漏器件，它与两个串联连接二极管中的至少一个连接。
15.根据权利要求14所述的装置，其特征在于检测器件具有检测电阻，而检测器件的电阻值小于防止泄漏器件的电阻值。
16.根据权利要求15所述的装置，其特征在于防止泄漏器件的电阻值是检测器件的电阻值的20倍或者更大。
17.一种使用驱动放电灯的装置来驱动放电灯的方法，其特征在于，该装置包括振荡回路，其包括第一谐振网络和第二谐振网络，第一谐振网络在正常的工作方式期间提供交变的矩形电流，第二谐振网络在启动工作方式产生谐振点火电压，而且它包括串联连接的阻尼器件、谐振电容器和电感器；DC-AC逆变器，其包括电桥电路、检测器件和旁路器件，并且所述的逆变器位于电压输入端与振荡回路之间，电桥电路具有至少一对互补地导通与截止的开关元件，检测器件检测在第一谐振网络中流过的电流，旁路器件控制该电流的流动，该方法包括以下步骤操作振荡回路以致于在启动工作方式期间第二谐振网络向灯提供谐振点火电压；在预定时间周期的过去之后，操作振荡回路，以致于在正常工作方式期间第一谐振网络向灯提供交变的方波电流；利用检测器件检测在第一谐振网络流动的电流；以及利用旁路器件从第二谐振网络中的电流中分离第一谐振网络中的电流。
全文摘要
一种用于驱动包含振荡回路(12)和DC－AC逆变器(8)的放电灯的装置。振荡回路(12)向灯提供电源，而且它包括第一谐振网络(18)和第二谐振网络(20)。在正常的工作方式期间，由第一谐振网络(18)向灯提供交变的方波电流。在启动工作方式期间，第二谐振网络(20)产生谐振点火电压，该谐振网络包括串联连接的阻尼器件(R1)、谐振电容器(C2)和谐振电感器(T)。通过位于在电压输入和振荡回路(12)之间的DC－AC逆变器(8)来将DC电压转换成AC电压。
文档编号H05B41/288GK1460396SQ02801007
公开日2003年12月3日 申请日期2002年3月29日 优先权日2001年3月30日
发明者宋易勇 申请人:松下电工株式会社