专利名称：直流－交流转换装置及其控制器ic的制作方法
技术领域：
本发明涉及从电器附属的电源适配器和电池等的直流电源产生用于驱动负载的交流电压的直流-交流转换装置(以下，称为逆变器)及其控制器IC。
背景技术：
作为笔记本电脑的液晶屏、液晶电视显象机等的液晶显示器的背光光源，开始使用冷阴极荧光灯(CCFL)。这种CCFL拥有与通常的热阴极荧光灯几乎同样的高效率和长寿命，并且，省略了热阴极荧光灯所用的白热丝。
为了让这种CCFL起动以及工作，必须要用高交流电压。例如，起动电压约为1000v，工作电压约为600v。使用逆变器，通过笔记本电脑和液晶电视显象机等的直流电源产生该高交流电压。
以往，作为CCFL用逆变器，一般采用罗雅(Royer)电路。这种罗雅电路由可饱和磁芯变压器和控制晶体管等构成，根据可饱和磁芯变压器的非线性磁导率和控制晶体管的非线性电流增益特性而进行自振荡。罗雅电路自身不需要外部时钟和驱动电路。
但是，罗雅电路基本上是恒压逆变器，在输入电压和负载电流变化时不能维持恒定输出电压。因此，需要有向罗雅电路供给电能的调整器。由此，很难使应用罗雅电路的逆变器小型化，另外，电能转换效率也较低。
提出了使电能转换效率增高的CCFL用逆变器的方案(参照特开平10-50489号公报)。该逆变器，将第1半导体开关串联连接在变压器的一次线圈上，将已串联连接的第2半导体开关和电容器并联连接在变压器的一次线圈上，并且，将耦合电容器和负载串联连接在变压器的二次线圈上。然后，将变压器的一次侧电流反馈到控制电路，通过与基准电压比较形成控制信号，根据该控制信号开关控制第1、第2半导体开关，以便向负载供给给定的交流电能。
另外，提出使用4个半导体开关的全电桥(H电桥)型的CCFL用逆变器的方案(参照美国专利第6259615号说明书)。这种逆变器，通过串联谐振用电容器将H电桥的输出端连接在变压器的一次线圈上，将负载连接在变压器的二次线圈上。在构成H电桥的4个半导体开关中，通过第1组的2个半导体开关在变压器的一次线圈上形成第1方向的电流路径，通过第2组的2个半导体开关在变压器的一次线圈形成第2方向的电流路径。然后，通过将在变压器的二次线圈流过的电流反馈到控制电路并与基准电压比较，由被固定的同一脉冲宽度，产生控制该脉冲的相对位置的控制信号，并供给到H电桥的半导体开关，调整向负载的供给电能。另外，检测变压器的二次线圈的电压，进行过电压保护。
现有的逆变器，一般在CCFL工作暂停时，根据运转/停止信号，断开控制电路部的电源，进入待机状态。
在该待机状态下，随着断开控制电路部的电源，停止对逆变器用半导体开关的驱动信号的供给。但是，由于供给半导体开关的驱动信号的栅极有静电电容，即使被导通(ON)的半导体开关的驱动信号也被停止，不立刻变为不导通(OFF)状态，电流继续流通。该电流，由于直到通过下拉(或者上拉)电阻使半导体开关的栅极静电电容的电荷放电为止，一直流通，所以比通常的导通时间长，其大小为通常的负载电流的数倍的大小。
由于在每次停止时流经该过负载电流，所以在作为负载的CCFL上形成高压，成为其寿命变短等的原因。
发明内容
为此，本发明的目的在于提供一种逆变器及其控制器IC，在二次线圈连接负载的变压器的一次线圈上设置半导体开关电路，在将该半导体开关电路的各开关进行脉宽调制(PWM)并进行恒流控制的同时，防止让其转移到待机状态时过电流的发生。
本发明的逆变器，包括直流电源；变压器，其具有一次线圈和至少一个二次线圈；半导体开关电路，其用于从所述直流电源向所述一次线圈交替在第1方向和第2方向上流过电流；负载，其与所述二次线圈连接；电流检测电路，其检测在所述负载中流过的电流，产生电流检测信号；三角波信号产生电路，其产生三角波信号；PWM控制信号产生电路，其接收所述三角波信号以及所述电流检测信号，根据所述电流检测信号将误差信号和所述三角波信号进行比较，产生PWM控制信号；和开关驱动电路，其输入所述PWM控制信号和运行/停止信号，在所述运行/停止信号指示为运行状态时，将对应于所述PWM控制信号的开关驱动信号供给到所述半导体开关电路中，在所述运行/停止信号指示为停止状态时，按照从所述电源不向所述一次线圈流通电流那样将开关驱动信号供给到所述半导体开关电路中；如果所述运行/停止信号变为指示停止状态，则切断对所述PWM控制信号产生电路与所述开关驱动电路的电源供给，同时所述开关驱动电路，对让所述半导体开关电路中的开关导通的至少一个开关驱动信号进行控制，让该开关截止。
本发明的控制器IC，用于驱动半导体开关电路，控制向负载供给的交流电能，包括三角波信号产生功能块，其将外接的振荡用电容器与振荡用电阻连接，产生三角波信号；PWM控制信号产生电路，其接收所述三角波信号以及检测流过所述负载的电流的电流检测信号，根据所述电流检测信号将误差信号和所述三角波信号进行比较，产生PWM控制信号；和开关驱动电路，其输入所述PWM控制信号和运行/停止信号，在所述运行/停止信号指示为运行状态时，将与所述PWM控制信号相对应的开关驱动信号供给到所述半导体开关电路中，在所述运行/停止信号指示为停止状态时，将从所述电源不向所述一次线圈流通电流那样的开关驱动信号供给到所述半导体开关电路中；如果所述运行/停止信号变为指示停止状态，则切断对所述PWM控制信号产生电路与所述开关驱动电路的电源供给，同时所述开关驱动电路，对让所述半导体开关电路中的开关导通的至少一个开关驱动信号进行控制，让该开关截止。
另外，所述半导体开关电路中的开关为MOS场效应型晶体管。
所述开关驱动电路包括输入所述PWM控制信号和所述运行/停止信号的逻辑电路，按照该逻辑电路的输出形成所述开关驱动信号。
所述开关驱动电路包括逻辑电路，输入所述PWM控制信号和所述运行/停止信号；逻辑功能块，其根据通过该逻辑电路的所述PWM控制信号和与所述三角波信号同步的时钟，按照给定逻辑产生开关驱动信号；和输出功能块，其放大所述开关驱动信号并输出所述栅极驱动信号。
所述输出功能块，输出将所输入的所述开关驱动信号反相的所述栅极驱动信号，同时在其输出端具有将所述栅极驱动信号牵引到给定电位的牵引电阻；在所述运行/停止信号为指示停止的状态时，让该牵引电阻短路。
另外，所述负载是冷阴极荧光灯。
根据本发明，在将半导体开关电路的各开关进行PWM恒流控制的同时，在根据运行/停止信号切断控制电路部的电源并进入待机状态的逆变器或者由此的控制器IC中，能防止在让其转移到待机状态时的过电流的产生。
另外，通过按照输入PWM信号和运行/停止信号的逻辑电路的输出形成开关驱动信号，由此能够简易构成。
图1表示有关本发明的实施方式的逆变器的总体构成图。
图2表示用于图1的控制器IC的内部构成图。
图3表示有关起动、停止时的动作的说明用的电路图。
图4表示输出功能块的构成例，同时表示有半导体开关电路。
图5表示本发明的动作的时序图。
具体实施例方式
以下参照附图，对本发明的从直流电源产生用于驱动负载的交流电压的逆变器、及其控制器IC的实施方式进行说明。
图1表示有关采用绝缘变压器、全电桥的开关电路进行PWM控制的本发明第1实施方式的逆变器的整体构成图，图2表示用于该逆变器的控制器IC(也就是说，逆变器控制用IC)200的内部构成图。
在图1中，由作为第1开关的P型MOSFET(以下，PMOS)101与作为第2开关的N型MOSFET(以下，NMOS)102，形成到变压器TR的一次线圈105的第1方向的电流路径。另外，由作为第3开关的PMOS103与作为第4开关的NMOS104，形成到变压器TR的一次线圈105的第2方向的电流路径。这些PMOS101、103，NMOS 102、104分别具有体二极管(即，背栅二极管)。通过该体二极管，可以流过与原来的电流路径相反方向的电流。另外，也可以另外设置与体二极管实现相同功能的二极管。
通过PMOS101、103与NMOS102、104将直流电源BAT的电源电压VCC供给到变压器TR的一次线圈105上，在其二次线圈106上感应出与线圈比对应的高电压。将该感应的高电压供给到冷阴极荧光灯FL，冷阴极荧光灯FL发光。
电容器111、电容器112与电阻117、电阻118一起检测在冷阴极荧光灯FL上施加的电压，并反馈到控制器IC200。电阻114、电阻115检测在冷阴极荧光灯FL上流过电流，并反馈到控制器IC200中。另外，电容器111用于根据其电容与变压器TR的电感成分共振，冷阴极荧光灯FL的寄生电容也参与该共振。113、116、119、120为二极管。另外，151、152为稳定电源电压用的电容器。
控制器IC200有多个输入输出管脚。第1管脚1P为PWM模式与间歇动作(以下，脉冲串)模式的切换端子。在该第1管脚1P中，从外部输入占空比信号DUTY，其决定这些模式的切换以及脉冲串模式时的占空比。第2管脚2P为电容连接端子，其连接脉冲串模式振荡器(BOSC)的振荡频率设定用的电容器。在该第2管脚2P上，连接设定用电容器131，在此产生脉冲串用三角波信号BCT。
第3管脚3P为连接PWM模式振荡器(OSC)的振荡频率设定用电容器的电容连接端子。在该第3管脚3P上，连接设定用电容器132，在此产生PWM用三角波信号CT。第4管脚4P为连接设定第3管脚3P的充电电流的设定电阻连接端子。在该第4管脚4P上，连接设定用电阻133，流过与其电位RT和电阻值对应的电流。第5管脚5P为接地端子，为地电位GND。
第6管脚6P为连接设定第3管脚3P的充电电流的设定电阻连接端子。在该第6管脚6P上，连接设定用电阻134，根据控制器IC200的内部电路的控制，将该电阻134与设定用电阻133并联连接，或者断开。该第6管脚6P的电位SRT为地电位GND或者第4管脚4P的电位RT。第7管脚7P为设定计时器锁存的设定电容连接端子。在该第7管脚7P上，连接用于设定内部的保护动作用的动作时限的电容器135，产生对应于电容器135的电荷的电位SCP。
第9管脚9P为第1误差放大器用输入端子。在该第9管脚9P上，通过电阻140，输入与在冷阴极荧光灯FL上流过的电流对应的电流检测信号(以下，检测电流)IS。将该检测电流IS输入到第1误差放大器中。第8管脚8P为第1误差放大器用输出端子。在该第8管脚8P与第9管脚9P之间连接电容器136。第8管脚8P的电位为反馈电压FB，成为用于PWM控制的控制电压。以下，如果没有特别声明，各电压都以地电位作为基准。
第10管脚10P为第2误差放大器用输入端子。在该第10管脚10P上，通过电阻139，根据在冷阴极荧光灯FL上施加的电压输入电压检测信号(以下，检测电压)VS。而且，将该检测电压VS输入到第2误差放大器上。在第10管脚10P与第8管脚8P之间连接电容器137。
第11管脚11P为起动以及起动时间设定端子。在该第11管脚11P上，通过电阻143和电容142，施加用于延迟起动信号ST、抑制噪声的信号STB。第12管脚12P为连接用于设定低速起动时间的电容的电容连接端子。在该第12管脚12P与地之间连接电容器141，在起动时产生缓缓上升低速起动用的电压SS。
第13管脚13P为同步用端子，在与其它的控制器IC协同工作时与该端子连接。第14管脚14P为内部时钟输入输出端子，在与其它的控制器IC协同工作时与该端子连接。
第15管脚15P为外接FET驱动电路的地端子。第16管脚16P为输出NMOS102的栅极驱动信号N1的端子。第17管脚17P为输出NMOS104的栅极驱动信号N2的端子。第18管脚18P为输出PMOS103的栅极驱动信号P2的端子。第19管脚19P为输出PMOS101的栅极驱动信号P1的端子。第20管脚20P为输入电源电压VCC的电源端子。
在表示控制器IC200的内部构成的图2中，OSC功能块201，产生由连接在第3管脚3P上的电容器132与连接在第4管脚4P上的电阻133、134确定周期的PWM三角波信号CT，并供给到PWM比较器214中。另外，OSC功能块201将与三角波信号CT同步的内部时钟供给到逻辑功能块203中。
BOSC功能块202为脉冲串用三角波信号振荡电路，产生由在第2管脚2P上连接的电容器131确定的脉冲串用三角波信号BCT。将脉冲串用三角波信号BCT的频率设定为比PWM三角波信号CT的频率低很多(BCT频率＜CT频率)。通过比较器221将供给到第1管脚1P的模拟量(直流电压)的占空比信号DUTY与脉冲串用三角波信号BCT进行比较。该比较器221的比较输出通过OR电路239驱动NPN晶体管(以下，NPN)234。另外，在将数字(PWM形式)的占空比信号DUTY供给到第1管脚1P时，在第2管脚2P上连接电阻，从BOSC功能块202产生脉冲串用给定电压。
逻辑功能块203，输入PWM控制信号等，因此以给定的逻辑生成开关驱动信号。输出功能块204根据逻辑功能块203的开关驱动信号，生成栅极驱动信号P1、P2、N1、N2，并施加到PMOS101、103、NMOS102、104的栅极上。
低速起动功能块205，输入起动信号ST，如果通过电容器142、电阻143缓缓上升的电压STB作为向比较器217的输入超过其基准电压Vref6，那么根据比较器217的输出起动。比较器217的输出可以驱动逻辑功能块203。另外，249是反相电路。根据比较器217的输出，通过OR电路243复位触发(FF)电路242。如果将起动功能块205起动，那么低速起动电压SS就缓缓上升，并作为比较输入而输入到PWM比较器214。因此，在起动时，根据低速起动电压SS进行PWM控制。
另外，在起动时，比较器216在输入电压超过基准电压Vref5时，通过OR电路247，截止NMOS246。由此，切断电阻134，改变PWM用三角波信号CT的频率。另外，将比较器213的输出也输入到OR电路247。
第1误差放大器211，将与冷阴极荧光灯FL的电流成比例的检测电流IS与基准电压Vref2(例如，1.25v)进行比较，根据对应于该误差的输出控制在恒流源I1上连接的NPN235。该NPN235的集电极被连接在第8管脚8P上，该连接点(即，第8管脚8P)的电位成为反馈电位FB，作为比较输入被输入到PWM比较器214中。
在PWM比较器214中，将三角波信号CT与反馈电压FB或者低速起动电压SS中的较低一方的电压进行比较，产生PWM控制信号，并通过AND电路248供给到逻辑功能块203中。在起动结束后的稳定状态中，将三角波信号CT与反馈电压FB进行比较，按照使设定的电流流过冷阴极荧光灯FL那样进行自动控制。
另外，由于在第8管脚8P与第9管脚9P之间连接电容器136，所以反馈电压FB平滑增加或者平滑减小。因此，PWM控制没有冲击，可以很顺利地进行。
第2误差放大器212，将与冷阴极荧光灯FL的电压成比例的检测电压VS与基准电压Vref3(例如，1.25v)进行比较，根据对应于该误差的输出控制将双集电极的一方连接在恒流源I1上的双集电极构造的NPN238。由于该NPN238的集电极仍然连接在第8管脚8P上，由检测电压VS也控制反馈电压FB。因此，比较器212以及NPN238构成控制反馈信号FB的反馈信号控制电路。
另外，如果反馈电压FB超过基准电压Vref1(例如，3v)，那么PNP晶体管(以下，PNP)231导通，限制反馈电压FB的过上升。
比较器215，将电源电压VCC由电阻240、241分压后的电压与基准电压Vref7(例如，2.2v)进行比较，在电源电压VCC达到给定值的时刻，将其输出反相，通过OR电路243复位FF电路242。
比较器218，将低速起动电压SS和基准电压Vref8(例如，2.2v)进行比较，如果电压SS变大，那么通过AND电路244以及OR电路239导通NPN234。由于NPN234的导通，二极管232通过电流源I2被逆偏置，结果可能进行第1误差放大器211的通常动作。因此，NPN234、二极管232以及电流源I2，构成切换脉冲串控制和脉冲宽度控制的控制模式切换电路。另外，二极管237以及PNP236用于过电压限制。
比较器219，如果通过第2误差放大器212将在恒电流源I3上连接双集电极的另一方的NPN238导通，那么其集电极的电压就比基准电压Vref9(例如，3.0v)低，将比较输出反相。比较器220，将反馈电压FB与基准电压Vref10(例如，3.0v)进行比较，如果反馈电压FB变高，那么将比较输出反相。将比较器219、220的输出以及比较器218的输出的反相信号通过OR电路245施加到计时器功能块206上，测量给定时间并输出。根据该计时器功能块206的输出，设置FF242，根据该FF电路242的Q输出停止逻辑功能块203的动作。
下面，参照图3、图4以及图5对上述构成的逆变器的动作、特别是起动时，通常运转时以及停止时的动作进行说明。图3表示从图1和图2取出有关起动时和停止时的动作的说明用的电路图。图4表示输出功能块204的构成例与半导体开关的电路图。图5是为了说明这些动作的时序图。
在图4的输出功能块204中，包括输出栅极驱动信号P1～N2的驱动电路204-1～204-4。各驱动电路204-1～204-4包括由PMOSQp和NMOSn构成的CMOS型反相电路和下拉或者上拉用的电阻Rp。另外，Cp是在半导体开关101～104的栅-源极之间形成的静电电容。该静电电容Cp根据栅极驱动信号P1～N2的大小充电，该静电电容Cp的充电电荷通过电阻Rp放电。
现在，参照图3，在将电源Vcc供给到控制器IC200的状态下，如果起动信号ST变为H电平，那么根据电阻143和电容142的时间常数让信号STB上升。如果该信号STB超过基准电压Vref6，那么比较器217的输出就从H电平变为L电平。由此，解除系统截止，并将电源电压供给到控制器IC200内的其它的部分。
如果将从比较器217输出的L电平供给到低速起动电路的起动功能块205，那么起动功能块205内部的恒电流源就被驱动，且其恒电流开始流过电容器141。通过该恒电流对电容器141进行充电，低速起动电压SS开始上升。也就是说，开始起动时的低速起动。
在PWM比较器214的两个(-)输入端子的一方中输入的反馈电压FB为比供给电源电压Vcc，且由恒电流源I1、NPN235、NPN238构成的共通化电路高的值(上限值)。另外，该反馈电压FB的值根据PNP231和基准电压Vref1被限定为一定值。
在PWM比较器214中，将缓缓上升地低速起动电压SS和三角波信号CT进行比较，根据低速起动电压SS的值输出PWM控制信号PWM1。还有，PWM比较器214，在三角波信号CT低于低速起动电压SS和反馈电压FB时，输出H电平的PWM控制信号PWM1。另一方面，由于反相电路249的输出为H电平，所以PWM控制信号PWM1通过AND电路248变为PWM控制信号PWM2。根据该PWM控制信号PWM2在逻辑功能块203和输出功能块204中形成栅极驱动信号P1～N2，并供给到MOSFET101～104中，进行逆变器动作。
作为逆变器负载的冷阴极荧光灯FL，由于直到施加的电压达到给定值时也没有发光，所以在低速起动的最初阶段输出电压Vo随着低速起动电压SS的上升而上升。因此，以往，在反馈电压FB为上限值时没有将过大输出电压Vo(例如，2000～2500v)施加在冷阴极荧光灯FL上。另外，由于伴随着过大输出电压Vo的施加，也没有冲击电流的发生，所以明显减少了对冷阴极荧光灯FL和逆变器的主电路部件(MOSFET101～104、变压器TR、电池BAT等)的损伤和压力。
检测输出电压Vo和输出电流Io，将该检测电压VS、检测电流IS在第1误差放大器211、第2误差放大器212，与基准电压Vref2、基准电压Vref3进行比较，由该比较输出控制NPN235、NPN238。如果NPN235、NPN238被控制，那么反馈电压FB就从上限值开始降低。
输出电压Vo上升，如果达到起动电压(约1000v)，那么输出电流Io就开始流通，冷阴极荧光灯FL发光，同时输出电压Vo低于动作电压(约600V)。即使这时也没有流过过大的冲击电流。并且，一方面输出电流Io缓缓上升，另一方面输出电压几乎被维持为一恒定的动作电压。另外，如果输出电压Vo或者输出电流Io增大，NPN235、NPN238被控制，那么根据反馈用电容器136、137的反馈作用，反馈电压FB从上限值缓缓降低。
随着低速起动电压SS上升，输出电流Io上升，反馈电压FB减小。在反馈电压FB与低速起动电压SS相等的时刻，在PWM比较器214中的与三角波信号CT的比较对象，从到那时的低速起动电压SS移动到反馈电压FB。由此低速起动结束。该低速起动需要的时间，由于冷阴极荧光灯FL从停止状态开始上升，因而比较长将输出电流Io恒定控制为由基准电压Vref2所设定的给定值。冷阴极荧光灯FL的明亮度由该流经的电流决定，为了维持该电流施加几乎恒定的动作电压。因此，电压Vo，在起动时为了使冷阴极荧光灯FL发光而施加高电压，一旦发光后也可以是低动作电压。由此，在稳定状态下，反馈电压FB根据输出电流Io确定。
参照图5，如果低速起动结束，那么进入稳定状态。从起动信号ST为H电平开始，根据PWM控制信号PWM1以及来自OSC功能块201的内部时钟形成栅极驱动信号P1～N2，根据该信号驱动半导体开关电路。在变压器TR的一次线圈105中流过的电流(在此表示负载电流Io)交替流过第1方向、第2方向。
第1方向的电流Io在栅极驱动信号P1为L电平且栅极驱动信号N1为H电平时流通。也就是说，第1方向的电流Io在栅极驱动信号N1为H电平时开始流通，在栅极驱动信号N1为H电平期间增大。如果栅极驱动信号N1从H电平变为L电平，那么第1方向的电流Io就逐渐减小，释放在一次线圈105中存储的能量。
第2方向的电流Io在栅极驱动信号N2变为H电平时开始流通，在栅极驱动信号N2为H电平的时间段增加。如果栅极驱动信号N2从H电平变为L电平，那么第2方向的电流Io就转为减小，释放在一次线圈105中存储的能量。由此，与PWM控制信号PWM1相对应大小的电流Io交替地流过一次线圈105，进行逆变器动作。另外，Toff是为了防止贯通电流而设置的期间。
该半导体开关电路的各开关101～104按照图5那样进行开关。NMOS102在每隔一个三角波信号CT的一方顶点的时刻导通，继续导通直到紧接之后的三角波信号CT与反馈信号FB变为相等。PMOS101在导通NMOS102的时刻的给定时间之前导通，继续导通直到NMOS102截止后不久的三角波信号CT的另一方顶点的时刻。NMOS104在与NMOS102导通的三角波信号CT不同的每隔一个的三角波信号CT的一方顶点的时刻导通，继续导通直到紧接之后的三角波信号CT与反馈信号FB相等。在NMOS102截止PMOS101导通的时刻，PMOS103从NMOS104导通的给定期间前导通，继续导通直到NMOS104截止后不久的三角波信号CT的另一方顶点的时刻。然后，按照平常让其中任一个开关导通那样将PMOS101与PMOS103分别设定为给定期间的长度。
现在，为了让逆变器从运转中变为待机状态，起动信号ST从H电平变更为L电平。该起动信号ST的电平变更，由于可在任意的时刻进行，所以与PWM控制动作非同步。
在待机状态下，控制器IC200除去在待机状态也供给电源的一部分电路之外停止电源供给。另外，对由PMOS101、103、NMOS102、104构成的半导体开关电路继续供给电源。
当栅极驱动信号N1为H电平时，假定在流过第1方向的电流Io的时刻t1将起动信号ST变为L电平。另外，不论从起动信号ST变化开始到反相比较器217的输出经过多少时间，由于都以反相比较器217的输出的时刻作为基准，所以该时间不存在问题。
如果起动信号ST变为L电平，那么产生系统截止信号SYSTEMOFF。根据该系统截止信号SYSTEMOFF，对除了在控制器IC200内的待机时也供给电源的部分(比较器217等)以外的部分停止电源电压的供给。但是，如果停止该电源供给，那么向各构成要素(例如，PWM比较器214、逻辑功能块203、输出功能块204等)供给的电压变低，截止到停止这些动作时，从时刻t1已经过数10～数100μs的系统截止时间。
在本发明中，在将起动信号ST变为L电平的时刻t1，由于关闭AND电路248，所以AND电路248的输出PWM2立刻从H电平变为L电平。由此，从逻辑功能块203供给到驱动电路204-2的反相电路的信号电平从L电平反相为H电平，在那时已导通的PMOSQp截止，已截止的NMOSQn导通。
由此，在NMOS102的静电电容Cp中充电的电荷，不通过电阻Rp而是通过NMOSQn放电。该放电过程需要的时间非常短，例如为500ns。结果，第1方向的电流Io增加直到时刻t1，由于NMOS102被截止所以从时刻t1立刻减少。
在经过该系统截止时间后，同时截止驱动电路204-2的PMOSQp、NMOSQn。该系统截止时间(数10～数100μs)由于与将在静电电容Cp已被充电的电荷通过NMOSQn放电所需要的时间(例如500ns)相比非常短，所以在时刻t1让NMOS102立刻截止无任何障碍。
由此，本发明在向待机状态转移时负载电流Io不会过度增加。
与此相比，在现有的逆变器中，仍然是对除了在待机时也供给电源的部分以外的部分停止电源电压的供给。但是，现有的逆变器，不是象本发明那样，通过起动信号ST控制PWM控制信号PWM。
参照图4、图5，对驱动电路204-2与NMOS102同样考察向在该现有的逆变器的待机状态转移时的动作。由于停止电源电压的供给，所以驱动电路204-2的电源电压VCC缓缓降低。因此，不由起动信号ST控制PWM控制信号PWM1。因此，驱动电路204-2的PMOSQp继续导通，然后截止，另外，驱动电路204-2的NMOSQn一直为截止状态。
这时，由于静电电容Cp的充电电荷通过电阻Rp被放电，所以栅极驱动信号N1如图5中虚线所示那样根据该时间常数Cp·Rp缓缓减小。并且，在栅极驱动信号N1的大小变为比让NMOS102截止的阈值电压低的时刻t2时，NMOS102截止。这样的动作，在其它的驱动电路中也相同。
因此，在现有的逆变器中，负载电流Io如图5中的虚线所示那样，在时刻t1后也继续增加直到NMOS102截止的时刻t2为止。在时刻t2以后，负载电流Io缓缓下降。此时的负载电流Io的大小，如果在一个脉冲中，那么可达到通常的负载电流的数倍(实测例中，4倍)。
如上所述，在本发明中，在转移到待机状态时，根据起动信号ST产生系统截止信号SYSTEMOFF，对除了在待机时也供给电源的部分以外的部分停止电源电压的供给，同时让来自作为开关驱动电路部的输出功能块204的导通状态的开关驱动信号变为截止状态。由此，在转移到待机状态时，能够使在现有的逆变器中所产生的过大电流不存在。
另外，为此所必需的构成要素，由于只取PWM控制信号PWM1与起动信号ST的“逻辑与”就可以了，因此能够简单地构成。
另外，如果起动信号ST变为指示停止的状态，那么只要让在开关驱动信号P1～N2中的让半导体开关电路中的开关导通的开关驱动信号的至少一个，按照让该开关截止那样进行设置即可。因此，也可以将起动信号ST直接输入到逻辑功能块203和输出功能块204中来代替设置AND电路248和反相电路249，也可得到同样的作用。
工业上的利用可能性如上，有关本发明的直流-交流转换装置及其控制IC，在需要从低直流电压变为高交流电压，作为液晶显示装置的背光用电源中有用。
权利要求
1.一种直流-交流转换装置，其特征在于，包括直流电源；变压器，其具有一次线圈和至少一个二次线圈；半导体开关电路，其用于从所述直流电源向所述一次线圈交替在第1方向和第2方向上流过电流；负载，其与所述二次线圈连接；电流检测电路，其检测在所述负载中流过的电流，产生电流检测信号；三角波信号产生电路，其产生三角波信号；PWM控制信号产生电路，其接收所述三角波信号以及所述电流检测信号，根据所述电流检测信号将误差信号和所述三角波信号进行比较，产生PWM控制信号；和开关驱动电路，其输入所述PWM控制信号和运行/停止信号，在所述运行/停止信号指示为运行状态时，将对应于所述PWM控制信号的开关驱动信号供给到所述半导体开关电路中，在所述运行/停止信号指示为停止状态时，按照从所述电源不向所述一次线圈流通电流那样将开关驱动信号供给到所述半导体开关电路中；如果所述运行/停止信号变为指示停止状态，则切断对所述PWM控制信号产生电路与所述开关驱动电路的电源供给，同时所述开关驱动电路，对让所述半导体开关电路中的开关导通的至少一个开关驱动信号进行控制，让该开关截止。
2.根据权利要求1所述的直流-交流转换装置，其特征在于，所述半导体开关电路中的开关为MOS场效应型晶体管。
3.根据权利要求2所述的直流-交流转换装置，其特征在于，所述开关驱动电路包括输入所述PWM控制信号和所述运行/停止信号的逻辑电路，根据该逻辑电路的输出形成所述开关驱动信号。
4.根据权利要求2所述的直流-交流转换装置，其特征在于，所述开关驱动电路包括逻辑电路，输入所述PWM控制信号和所述运行/停止信号；逻辑功能块，其根据通过该逻辑电路的所述PWM控制信号和与所述三角波信号同步的时钟，按照给定逻辑产生开关驱动信号；和输出功能块，其放大所述开关驱动信号并输出所述栅极驱动信号。
5.根据权利要求4所述的直流-交流转换装置，其特征在于，所述输出功能块，输出将所输入的所述开关驱动信号反相的所述栅极驱动信号，同时在其输出端具有将所述栅极驱动信号牵引到给定电位的牵引电阻；在所述运行/停止信号为指示停止的状态时，让该牵引电阻短路。
6.根据权利要求1所述的直流-交流转换装置，其特征在于，所述负载是冷阴极荧光灯。
7.一种控制器IC，用于驱动半导体开关电路，控制向负载供给的交流电能，其特征在于，包括三角波信号产生功能块，其将外接的振荡用电容器与振荡用电阻连接，产生三角波信号；PWM控制信号产生电路，其接收所述三角波信号以及检测流过所述负载的电流的电流检测信号，根据所述电流检测信号将误差信号和所述三角波信号进行比较，产生PWM控制信号；和开关驱动电路，其输入所述PWM控制信号和运行/停止信号，在所述运行/停止信号指示为运行状态时，将与所述PWM控制信号相对应的开关驱动信号供给到所述半导体开关电路中，在所述运行/停止信号指示为停止状态时，将从所述电源不向所述一次线圈流通电流那样的开关驱动信号供给到所述半导体开关电路中；如果所述运行/停止信号变为指示停止状态，则切断对所述PWM控制信号产生电路与所述开关驱动电路的电源供给，同时所述开关驱动电路，对让所述半导体开关电路中的开关导通的至少一个开关驱动信号进行控制，让该开关截止。
8.根据权利要求7所述的控制器IC，其特征在于，所述开关驱动电路包括输入所述PWM控制信号和所述运行/停止信号的逻辑电路，按照该逻辑电路的输出形成所述开关驱动信号。
9.根据权利要求7所述的控制器IC，其特征在于，所述开关驱动电路包括逻辑电路，输入所述PWM控制信号和所述运行/停止信号；逻辑功能块，其根据通过该逻辑电路的所述PWM控制信号和与所述三角波信号同步的时钟，按照给定逻辑产生开关驱动信号；和输出功能块，其放大所述开关驱动信号并输出所述栅极驱动信号。
10.根据权利要求9所述的控制器IC，其特征在于，所述输出功能块，输出将所输入的所述开关驱动信号反相的所述栅极驱动信号，同时在其输出端具有将所述栅极驱动信号牵引到给定电位的牵引电阻；在所述运行/停止信号为指示停止的状态时，让该牵引电阻短路。
全文摘要
本发明提供一种直流－交流转换装置及其控制器IC。在二次线圈连接负载的变压器(TR)的一次线圈上设置半导体开关电路，将该半导体开关电路的各开关(PMOS101、NMOS102、PMOS103、NMOS104)进行PWM并恒流控制。在该逆变器中，在将半导体电路的各开关(PMOS101、NMOS102、PMOS103、NMOS104)进行PWM并恒流控制的同时，如果运行/停止信号变为指示停止的状态，那么切断控制电路部的电源，进入待机状态。在运行/停止信号变为指示停止的状态的同时，让半导体开关电路中的开关导通的开关驱动信号截止。由此，防止让其转移到待机状态时的过电流的发生。
文档编号H05B41/392GK1669207SQ03816450
公开日2005年9月14日 申请日期2003年8月29日 优先权日2002年11月29日
发明者福本宪一 申请人:罗姆股份有限公司