专利名称：用于给灯和电子照明系统提供调光控制的装置和方法
技术领域：
本发明涉及用于给各个电灯，或者更通常的电子照明系统提供调光控制的装置和方法，该照明系统包括由多个单独的灯形成的系统。本发明特别涉及一个简单通用的目的和非插入式的调光系统，该系统能对已有灯进行回复式安装，并且在感觉上是非插入式的，当不使用时调光装置对灯的正常操作没有影响。
背景技术：
在各种各样的不同应用中使用了范围很广的不同类型的灯和照明系统。这些灯包括荧光灯、高能放电灯和气体放电灯。然而，这些灯的普遍缺点是在总体上它们被认为是“不能调光的”，也就是说它们往往有一个固定的功率输出和确定限度的亮度和强度。一般说来，这些都不是所期望的，因为它们的光经常是太亮和太刺目，并且浪费电能。由于审美和节约能量的原因，因此，在现有的技术中已经做出了各种各样的努力以提供这样一些带有调光控制能力的灯，从而能调整灯的亮度。
用于已有照明系统的现有调光方法包括基于三端双向可控硅开关元件(triac)的调光器，该调光器用于同三端双向可控硅开关元件调光器相兼容的白炽灯和气体放电灯；包括应用于放电灯的能调光的电子镇流器；且包括用于对由磁性镇流器驱动的灯进行调光的一系列完全部同的技术。下面将依次讨论这些现有技术。
爱迪生型的白炽灯已使用了很长时间。白炽灯没有内置的调光能力，为了控制白炽灯的光的强度，如图1(a所示)，已将三端双向可控硅开关元件调光器用作调光装置。三端双向可控硅开关元件调光器传统上由以两个反并联结构连接的可控硅元件(thyristor)和一个触发电路组成，该触发电路能控制延迟角以在相关的主电压半周期内开启适当的可控硅元件。如图1(b)所示，通过控制延迟点火角(α)，主电压的电压内容能被控制为三端双向可控硅开关元件调光器的输出电压，并被加载到白炽灯和一些同三端双向可控硅开关元件兼容的小型荧光灯(CFL)。但是，因为流过三端双向可控硅开关元件调光器的主输入电流受三端双向可控硅开关元件调光器的输出电压波形的影响，当延迟点火角不是零时，输入电流将偏离主电压的正弦曲线波形，导致电力线路谐波。此高电流谐波内容是由三端双向可控硅开关调光器控制的照明系统的一个固有问题，特别是当延迟角较大时更是如此。
图1(c)显示了受三端双向可控硅开关调光器控制的照明系统中的功率流动表。三端双向可控硅开关调光器必须既处理实际功率(P)，又必须处理照明装置或者照明系统的无功功率(Q)。因此，它的电压-电流(VI)额定值必须大得足够处理照明系统的全部功率。基于三端双向可控硅开关调光器的两个例子已在US4,437,043和US5,757,145中进行了描述。
最近，对放电灯使用能调光的电子镇流器具有逐渐增加的趋势，该放电灯如荧光灯和高强度(HID)放电灯。图2显示了用于放电灯的能调光的电子镇流器的示意图。能调光的电子镇流器通常在输入端有4线接头的配置。两个接头是用于AC主电压的“带电的”端和“不带电的”端，另两个用于DC调光级别控制信号，其通常设定为1V到10V之内。
能调光的电子镇流器基本上是控制流向灯的电能的功率变换器。传统的能调光的电子镇流器是通过增加镇流器的逆变器的转换频率使灯变暗的。限定流向灯的电流的电感的阻抗将会随着操作频率增加，因此，灯的功率能通过控制逆变器的频率而被控制。
因为带有三端双向可控硅开关元件调光器，能调光的电子镇流器通常连接在AC主电压和照明负载之间。因此，现有的能调光电子镇流器必须处理照明负载的全部功率(既有实际功率P又有无功功率Q)。因此，镇流器的功率容量必须高于全部灯的功率和电子损耗之和。
如图1(c)和图2所示，功率流动表显示了现有的调光装置或者电路需要处理既有实际功率又有无功功率。因此，基于这些方法使用单个调光装置调暗由一大组灯所形成的照明系统或者灯网络是不经济的。三端双向可控硅开关元件调光器一般限制在几百瓦，能调光的电子镇流器经常是为一个或者一对放电灯设计的。
磁性镇流器比电子镇流器的历史要长。它们已被广泛的使用到荧光灯和高强度放电(HID)灯。不像以高频率(一般＞40000赫兹)运行的电子镇流器，磁性镇流器在主频率(50赫兹或者60赫兹)运行。
磁性镇流器比电子镇流器具有几个优势。这些优势包括极高的可靠性，很长的使用寿命(＞15年一般不需要更换)和抵抗短暂电压冲击(例如由于点亮)与不利工作环境(例如高湿和高温)的健壮性。特别的，磁性镇流器在HID灯中提供了优越的灯弧稳定性，HID灯有一个众所周知的问题当以高频率电子镇流器操作HID灯时会发生共鸣。这就是为什么高强度放电灯市场被磁性镇流器垄断的原因，其以主频率运行且在HID灯弧中不触发共鸣。
大多数的磁性镇流器的主要限制是它们不能对放电灯进行调光。已经披露的几种技术努力解决和避免这个问题，且来提供调光磁性镇流器。
一个现有的建议是分接AC主变压器以实现主电压中的幅度改变。理论上，由磁性镇流器驱动的放电灯，能够通过人工分接主变压器以使主电压减少来进行调光。但是，这是一个机械式的解决方案且不是合适的调光解决方案，特别是当调光过程必须被中心控制或者自动控制时。US6,271,635就描述了使用一个双线圈变压器来实现放电灯的2级调光系统。双线圈提供了两个单独的电压源。使用开关来选择来自一组线圈的电压或来自串联在一起的两组线圈的全部电压。这样的2级调光系统能应用于多个灯，但是调光级别是离散的并且也是不连续的。此书的作者们(“A performance comparison of electronic vs.magneticballast for power gas-discharge UV lamps”，Rad Tech’98，Chicago，第一页到第九页，1998年)提出了使用更复杂的变压器的多级别调光系统。
另一个可能性是使用外部电流控制功率电路来控制电流进入磁性镇流器-放电灯系统。US6,538,395和US6,121,734公开了使用一个外部电流控制功率电路控制流进由磁性镇流器驱动的放电灯的输入电流的幅度。这样一个方法是通过在主频率下改变输入电流的幅度来控制灯功率的。然而，电流控制功率级仍然必须处理照明负载的实际功率和无功功率。
可选的，原则上能使用AC-AC变换器例如循环变换器(图3)来产生具有对由镇流器和灯组成的照明负载可控幅度的主频AC电压。一个实用的AC-AC电压变换器(US4,350,935)使用功率变换器把AC正弦曲线电压调制成带有正弦曲线包络的电压脉冲。但是，AC-AC电压变换器方法(包括使用循环变换器和US4,350,935中的变换器)并不产生用于照明负载的正弦曲线电压。结果，将会在这个过程中产生许多电流谐波，导致了在电力线内的谐波污染问题。此外，图3描述的功率流动表示图显示了这样的方法也要求AC-AC电压变换器处理实际功率和无功功率。因此功率变换器的功率额定值必须要高于照明负载的全部功率。
已经披露几项通过改变磁性镇流器系统的阻抗来调整磁性镇流器的技术。US5,389,857披露了使用2-级电感作为磁性镇流器内的扼流圈。2-级电感器由两个串联的电感组成。其利用能旁路两个电感中的一个的开关，以不连续的方式改变2-级电感器的电感。这个方法的缺点是不能实现连续的调光级别。
US 5,432,406描述了在磁性镇流器中使用在有限的范围内能进行连续调光的可饱和电抗器(电感)。通过给电抗器增加额外线圈且把DC电流注入这个额外线圈中，该电抗器的磁芯能够饱和。因此，该磁性镇流器中的电感的阻抗能被改变并且灯的电流能被改变。然而，这种方法不能应用为对没有饱和电抗器的磁性镇流器进行调整的通用调光方法。
US 5,949,196描述了在放电灯系统中使用用于调光目的的电流排流电容器。可切换电容器与放电灯相跨接。如果要求调光，电容器切换为导通以将一些灯电流从灯转移进电容器。用这种方法，能以不连续的方式控制灯的电流，并因此控制灯的功率和照明强度。但是，在这种方法中，不能实现连续的调光级别。
在荧光灯(低压放电灯)市场，电子镇流器正逐渐取代传统的不能调光的磁性镇流器。以高频(一般高于20000赫兹)运行的电子镇流器能消除荧光灯的闪烁效应，且比以主频(50赫兹或60赫兹)运行的磁性镇流器具有较高的功效。因此，当同由磁性镇流器驱动的灯相比较时，若输出相同的光，由电子镇流器驱动的荧光灯会消耗了更少的能量。然而，电子镇流器的一个主要弱点是使用寿命相对较短。磁性镇流器能正常的运行多于10年而不用更换，而电子镇流器却很少有这样长的使用寿命。如果磁性镇流器能被调光，则它们很长的使用寿命、高可靠性和节约能量的合并特征就能使得这样的“能调光的磁性镇流器”成为针对低压放电灯如荧光灯的吸引人的解决方案。
在高压灯如高强度放电灯(HID)市场，与电子镇流器相比磁性镇流器仍被考虑作为更可靠的选择。原因这样的，当HID灯高于1000赫兹的频率运行时，就会受到共鸣的损害。共鸣是由于能压在灯管儿内的各种变化会触发各种各样的谐振形式而引起的。为了避免共鸣，HID灯通常以低频(少于1000赫兹)或者非常高的频率(＞350千赫兹-700千赫兹)运行。尽管已提出一些建议把电子镇流器用于HID灯，当灯的衰老效应变得很显著时，灯的特性随时间变化，因此灯的稳定性就不能得到保证。尽管正在逐步努力发展电子镇流器以应用于HID灯，磁性镇流器仍然垄断着HID灯市场，因为磁性镇流器的非常高的灯弧稳定性、高镇流可靠性和低损耗。特别是应用于户外照明时(例如街灯)，其稳固性和高可靠性抵制了照明作为考虑的重要标准。
发明内容
根据本发明，提供了一种给这种类型的电灯提供调光控制的装置，该种类型的灯由设置在AC主电源和灯之间镇流器驱动，该装置包括串联在主电源和镇流器之间的用于插入辅助电压的装置，所述辅助电压位于所述主电源的相位之外，因此电源电压是加载于镇流器的电压和辅助电压的矢量和，因此加载于镇流器的电压的幅度比主电源的电压的幅度要小，且该装置进一步包括用于控制辅助电压的装置，控制辅助电压是用于改变加载于灯的电压，其中辅助电压的相位被保持在与流经所述装置的电流的相位差90或者270度，并且其中辅助电压的幅度用来改变加载于灯的电压。后者的特征是有利的，因为它确保了调光控制装置仅仅处理无功功率，并且它也确保了在调光控制装置中使实际功率损耗最小。
在一个优选实施例中，该装置包括半桥逆变器，该半桥逆变器包括两个切换开关，该切换开关被以高频切换以产生作为输出的脉宽调制(PWM)波形。优选的，所述半桥逆变器的脉宽调制输出被过滤以提供高正弦曲线特征的辅助电压。在这个实施例中，装置被设置为选取期望的用于半桥逆变器的DC连接电压，其目的是为了控制辅助电压的幅度。该装置特别被设置为使所述DC连接电压保持在所述期望值，且使所述辅助电压的相位保持在与流经所述装置的电流的相位差90或者270度。例如，可以使用闭环控制方案来使所述DC连接电压保持在所述期望值，且使所述辅助电压的相位保持在与所述电流的相位差90或者270度。
优选的提供切换开关装置，因此如果不要求调光控制且主电源的电压直接加载于镇流器，因此可旁路该装置。
从另一个方面看，本发明提供了一个电子照明系统，该照明系统包括至少一个灯，这些灯经过镇流器与AC主电源相联系，所述照明系统进一步包括给所述至少一个灯提供调光控制的装置，所述调光控制装置包括串联在主电源和镇流器之间的用于插入辅助电压的装置，所述辅助电压位于所述主电源的相位之外，因此电源电压是用于镇流器的电压和辅助电压的矢量和，因此加载于镇流器的电压的幅度比主电源的电压的幅度要小，并进一步包括用于控制辅助电压的装置，控制辅助电压是用于改变用于灯的电压，其中辅助电压被保持在与流经所述调光控制装置的电流的相位差90或者270度，并且其中使用辅助电压的幅度来改变加载于灯的电压。
从更进一步的方面看，本发明也提供了一种方法，该方法用于给由镇流器驱动的电灯提供调光控制，包括在AC电源和所述镇流器之间插入一个辅助电压，所述辅助电压位于所述AC电源电压的相位外，因此电源电压是加载于镇流器的电压和辅助电压的矢量和，其中辅助电压被保持在与加载于镇流器的电流的相位差90或者270度。
现在以举例的方式并结合附图来描述本发明的一些实施例，其中图1(a)-(c)解释了现有技术的基于三端双向可控硅开关元件的调光器的操作；图2是解释常规的能调光的电子镇流器的方框图；图3是解释根据现有技术的用于磁性镇流器系统的调光控制的AC-AC变换器的应用的方框图；图4(a)-(c)显示了根据本发明实施例的装置且特别包括(a)一个方框表，(b)一个解释了一组pf负载且显示了功率流动的示意图和(c)一个等效电路；图5(a)和(b)是矢量图表，(a)是由磁性镇流器驱动的放电灯系统的没有使用本发明的调光控制装置的矢量表，(b)是使用了本发明的调光控制的矢量表；图6是示意性图表，显示了根据本发明实施例的一个调光控制装置的功率电子电路；图7解释了应用在本发明实施例中的一个闭环控制系统；图8是解释了试验性结构的方框表；图9(a)-(f)显示了试验性结果；图10(a)和(b)显示了在一个试验例中，负载对电压的(a)实际功率消耗的测量；图11(a)和(b)显示了(a)在另一个试验例中，负载对电压的实际功率消耗的测量，和(b)在调光控制装置中全部功率损耗的测量；图12显示了使用全桥逆变器以产生辅助电压的一个可选实施例；和图13显示了其中对于辅助电压使用一个单独电源的可选实施例。
具体实施例方式
本发明，至少以其优选的形式，提供了高能效和非插入式的调光方法和装置，其用于或者由磁性镇流器或者由一些电子镇流器供能的电子照明系统，如荧光灯和HID灯。该方法和该装置能把已有的“不能调光”的磁性镇流器-灯系统转换成具有真正节约能量能力的能调光的灯系统。该建议的调光方法通过控制镇流器-灯系统可用的电压而不用处理照明系统的实际功率来实现了能真正节约能量的调光功能。支持本发明的基本原理是一个新的集成电压矢量控制和无功功率控制的原理。
从以下的细节描述中将会了解到，通过控制流向照明系统的无功功率，所提出的调光装置对主电压插入了能控制的电压矢量。因此能够控制合成的对于镇流器-灯系统可用的电压。在优选实施例中，该调光方法和装置通过仅仅处理无功功率而实现了最低的功率损耗。因此，所提出的调光装置的功率额定值比照明系统的全部功率额定值要低很多。这就使所提出的调光装置能调暗一个高功率的照明系统或者一组照明装置。本发明的另一个优势是它的非插入性特征。即使所提出调光装置不运行，镇流器-灯系统仍然正常具有全部功率的功能(即不调光的条件下)。
该建议方法和装置能用来调暗单独的放电灯或者一个HID灯网络如路灯。它既能应用于室内又能应用于室外。
图4(a)显示了本发明的一个实施例中的集成电压矢量控制和无功功率控制原理的基本原理。为了调暗照明系统，改变可用于照明负载的AC电压，而不需要处理照明负载的实际功率。Vs是AC主电压矢量；Va是通过调光装置插入的辅助电压矢量；VL是用于负载的合成电压矢量。Ia是调光装置的电流矢量且同辅助电压保持垂直(即它与Va相位差90度或者270度)。IL是负载电流且等于Ia。
本发明实施例的功率流动图表如图4(b)所示。通过经由使用无功功率控制电路而插入辅助电压矢量Va，合成电压VL能被控制，合成电压矢量是电源电压矢量Vs和辅助电压矢量Va的矢量差。因为Va是通过处理无功功率Q而产生的，调光装置理论上并不处理照明负载的任何实际功率P。在调光装置内仅有的实际损耗是调光装置内的传导损耗和电力线路中的切换损耗。如在许多试验例的测量中所显示的那样，调光装置的全部损耗小于在调光过程中节约的灯的功率的10％。例如，如果放电灯的灯的功率为150W而要调到80W，灯的功率减少70W，那么调光装置将消耗少于7W。结果，在这个例子中实际完成了63W的能量节约。
图4(c)显示了本发明的一个实施例的等效电路。基于电网理论，Vx是输电网络的传输端处的受控AC电压源。这个Vx等于由滤波电感器LF过滤之前的AC电压(由逆变器电桥产生)。辅助电压Va(Vx的滤波形式)在网络的接收端。Vx的幅度和相移δ是能够控制的。
加载于电路的实际功率P和无功功率Q时能被表示为
P=VaVxωLFsinδ---(1)]]>Q=Vx2ωLF-VaVxωLFcosδ---(2)]]>在这里ω＝2πf，f是主频率，δ是电压矢量Va和Vx之间的角度。
从等式(1)和(2)可以看到电压矢量如何产生和无功功率控制原理如何使调光电路中功率损耗最低化。等式(1)显示了通过保持δ为零，Sinδ是零，那么P也就等于零。因此，调光电路将不消耗功率流动的实际功率。等式(2)显示了无功功率Q和辅助电压矢量Va能通过控制Vx的幅度而被调整。Vx的幅度能通过调节闭环控制方案中的逆变器电桥的DC连接电压Vdc而被控制，这将在下面做进一步解释。
优选的，如下面所描述的，在本发明的实施例中使用带有半桥配置的电压源逆变器，其DC侧由两个电容器提供。逆变器的电容器电压通过使用闭环控制电路调整DC电压设置而能被控制。闭环控制电路在此变换过程中将临时改变δ。如果δ是正值，电容器电压将会增加，反之亦然。在电容器电压调整到稳定状态的条件下δ的角度保持为零。这就实现了无功功率和电压控制的功能。
图5(a)显示了磁性镇流器驱动的没有任何调光功能的放电灯系统的一个典型的矢量图表(矢量被假定为以主频沿着逆时针方向旋转)。在这种情况下，Vs简单的等于VL。因为由大的电感或者扼流圈和灯弧组成的磁性镇流器能被表示为电阻，因此该电路具有很高的电感。因此，负载电流IL落后于电源电压Vs一个相位角φ。图5(b)显示了装有本发明实施例的调光装置的矢量图表。调光装置对于系统插入了电压矢量(没有消耗许多能量)。可用于照明系统的合成负载电压能被平滑的改变(改变较小)。结果，灯的功率通过电压矢量原理能被控制。比较图5(a)(没有调光装置)和图5(b)(带有调光装置)，辅助电压矢量Va对于主电压矢量Vs的插入能减少合成电压VL的幅度。因此，磁性镇流器驱动的照明系统将有更少的电流IL且灯的功率能被减少。
Ia和负载电流IL在图5(b)中是一样的。从图5(b)的考虑可以看到原则上通过改变辅助电压的幅度和/或者相位能改变加载于负载的电压幅度。然而，更优越的是保持辅助电压矢量，以使其垂直于电流矢量，从而使调光装置具有最低的功率损耗，因此输入调光装置的电流矢量(Ia＝IL)应该优选的使其保持在与调光装置产生的辅助电压矢量(Va)相位差90或者270度。因为矢量Ia和Va彼此互相垂直，调光装置理论上没有消耗实际功率。实际上，调光装置由于调光装置中的传导损耗、切换损耗和电磁损耗的原因将消耗非常少的功率。但是，调光装置的全部功率损耗仅仅是全部节约的灯的功率的一小部分(少于10％)。
图6示意性的显示了根据本发明实施例的一个调光装置的功率电子电路。该装置包括旁路开关Sm(例如机电开关，如继电器或者接触器)，当调光电路不工作期间旁路开关Sm“通常是闭合的(N.C.)”。在这个不工作的运行模式下(当继电器是关闭时)，Ia旁路调光电路且Va为零。因此，所提出的调光装置对于被调光的电子照明系统是非插入式的。当调光装置工作时，Sm是开路且Ia将流进调光电路。
本实施例的调光装置的电路由具有一对图腾柱功率电子开关S1和S2的半逆变器电桥组成。两个电容器(C1和C2)用作DC连接大容量电容器和能量贮存电容器。通过两个自由回转二极管D1和D2和S1和S2的切换作用，当调光装置工作时，在两个串联的电容器C1和C2中建立了DC电压。C1和C2两端的DC电压给半逆变器电桥提供DC电压源。在正弦曲线的脉宽调制(PWM)方案中，半逆变器电桥中的两个功率电子开关S1和S2是高频切换的，从而产生带有高质量正弦曲线内容的PWM电压波形。PWM电压波形然后经过包括电感器L和电容器C的低通滤波器滤波，以使PWM电压波形中的高频电压谐波被过滤掉。那么受过滤的电压就是高质量正弦曲线电压，其是由调光装置产生的辅助电压Va。
应该注意，如图12所示，也能使用全桥逆变器来取代半桥逆变器。然而，半桥逆变器使用了一半数量的全桥逆变器的功率电子器件，因此是一个费用更低廉的解决方案。对于低功率应用来说(少于2千瓦)半桥逆变器是足够的。但是对于高功率应用，全桥逆变器是更合适的。
当工作时，调光电路通过断开通常被闭合的旁路开关Sm而开始运行。通过使用闭环控制方案而能调节照明负载的调光级别。通过对半桥逆变器的DC连接电压(Vdc)设定基准级别能确定控制调光级别。例如，如果该Vdc基准被设定为零，则由调光电路产生的Va的幅度将会是零。如果该Vdc基准被设定为某个值，那么该Vdc将会是逆变器的DC连接电压，并且将会影响辅助电压Va的幅度。
由半桥逆变器产生的PWM电压将会有+0.5倍Vdc和-0.5倍Vdc的峰峰值幅度。在闭环控制电路中，在主电压Vs和辅助电压矢量Va之间的相位角将以下面方法被控制(1)实际DC连接电压Vdc将根据它的基准设置进行调节，和(2)Ia(＝IL)将与Va的相位差90或者270度。条件(1)决定Va的幅度。条件(2)确保调光电路仅仅处理照明系统的无功功率(Q)。在这种方法中，调光电路的功率额定值能够比照明系统的功率额定值小很多。结果，低损耗的调光电路能够发展用于“不能调光”的照明系统进行调光。
图7显示了用于调光装置的电压矢量和无功功率控制电路的方框表。参考图6所讨论的，如果调光电路不工作，通常闭合的(N.C.)机电开关(典型的是继电器或者接触器)用作为旁路开关。一旦调光电路工作，N.C.开关将会连接到如图7所示的电路中。一个传感器(典型的是信号变压器)用来读出主电压，以使能够得到Vs相位。另一个传感器是DC电压传感器(典型的是分压器)，具用于探测调光电路中的逆变器电桥的DC连接电压Vdc。调光控制以DC电压(Vdc)基准形式被控制。使用比较器以取得Vdc基准和Vdc反馈信号之间的误差信号。将误差信号馈送至误差补偿器或者一般的馈送至比例积分(PI)控制器，其产生移相信号。以移相信号和主电压的相位基准作为输入，使用锁相环以产生对于功率开关S1和S2的脉宽调制(PWM)选通信号，因此辅助电压矢量Va将关于主电压矢量Vs有适当的相位移动，以保持DC连接电压Vdc处于Vdc基准级别。通过保持Vdc处于要求的基准级别，在调光电路中就没有纯实际功率消耗。因此，该控制方案具有自动化特征，即辅助电压矢量Va垂直于调光电路的输入电流Ia。换句话说，所提出的控制方案确保了调光电路通过仅仅处理无功功率而产生所要求的辅助电压矢量。因此根据照明负载的无功功率而不是照明负载的全部功率就能够设计该调光电路的功率额定值。
已经利用一个试验模型测试了该建议的调光方法和装置，并且已经能成功的将几个由磁性镇流器驱动的放电灯调暗。图8显示了试验配置的方框表。对于一列放电灯，调光装置对于磁性镇流器放电灯系统的连接如图6所示。
实行测试以确认新的调光原理。通过增加为Vdc设置的基准，为了产生辅助电压Va，DC连接电压被调整到不同的级别。主电压是220V、50赫兹。测量主电压Vs、辅助电压Va、可用于照明负载的合成电压(VLoad)、和负载电流IL(与Ia相同)。也测量由照明负载消耗的全部输入功率(PLoad)和新的调光装置中的全部功率损耗。
图9(a)-(e)显示了150W由磁性镇流器驱动的高压钠放电灯的测量过程。该系统由新的调光装置进行调光。
图9(a)显示了在旁路中继开关正常闭合时且调光电路不工作时测得的Vs、Ia、Va和VLoad(VL)。灯以全功率运行且可以看到VLoad等于Vs且Va是零，因为Sm是闭合的。
图9(b)显示了当旁路中继开关断开时和调光电路以非常小(几乎为零)的调光设置工作时的测量过程。可以观察到Va仅仅只有7V且Vs几乎等于VLoad。灯几乎以全功率运行。
图9(c)显示了当钠放电灯调光到全部功率的大约75％的测量过程。此时辅助电压大约为20V且目前VLoad为198V。同图9(a)和图9(b)的负载电流Ia相比较，图9(c)中的负载电流Ia减少了，确认了灯的功率的减少并确认了所提出的调光原理。从图9(c)要注意以下也是很重要的Va和Ia彼此的相位差90度，确认了调光电路基本上仅仅处理无功功率。对于灯的功率调低到全部灯的功率的50％和30％的测验结果分别记录在图9(d)和图9(e)中。
从图9(a)-(e)清晰的论证出，(i)电压矢量Va随着增加幅度而能够减少用于照明负载的合成电压VLoad，且(ii)Va和Ia的相位保持在差90度。图9(f)显示了照明负载(包括既有磁性镇流器又有钠放电灯)的目前实际功率消耗(P)的测量过程。其实际上确认和论证了用于调光目的的集成电压矢量控制和无功功率控制原理。
也以新的调光装置对一个菲利浦颜色控制(CDM-T 150W/830)150W卤化金属灯进行了测试。菲利浦150W卤化金属灯由菲利浦(BSN150L 407I TS)磁性镇流器驱动。图10(a)显示了照明负载在一个调光范围内的实际功率消耗的测量过程。在图10(b)中记录和绘出了在同一调光范围内新的调光装置消耗的实际功率损耗。当灯的功率从150W减少到大约92W(即节约功率58W)，该调光装置消耗仅仅少于6W。这产生了52W的实际功率节约。换句话说，该调光装置消耗的仅仅是节约的灯的功率的大约10％。
基于150W钠放电灯和150W卤化金属灯的结果确认了至少在优选实施例中，本发明是对通常“不能调光”的照明系统进行调光的高能效方法。该调光装置对两组由两个传统磁性镇流器驱动的2X36WT8荧光灯也已进行了成功的测试，测试过程从全部灯的功率的100％调暗到大约40％。图11(a)和图11(b)显示了在一个2X 36W T8灯系统中(一个灯是菲利浦TLD 36W/33冷白灯(Cool White)，另一个灯是TLD 36W/54日光灯(Day Light))的全部灯的功率的测量过程，其由菲利浦磁性镇流器提供电能，且2X36W灯系统由该建议的调光器进行调光。对于全部负载，灯系统消耗了大约70W。在调光范围从全部功率的100％到40％(30W)之内，调光器中的全部损耗少于2W。
在上面所描述的实施例中，没有要求使用单独的电源用于产生辅助电压。但是，如果期望的话，辅助电源能如图13所示被使用。如果辅助电源是AC电压，那么可以使用AC-AC的功率变换器来产生Vx。如果辅助电源是DC电压，那么可以使用DC-AC功率变换器(例如半桥功率逆变器或者全桥功率逆变器)来产生Vx。
本发明也能应用于放电灯的某些电子镇流器，只要镇流器是通过减少镇流器的AC输入电压而能进行调光的一种类型。
权利要求
1.一种给由设置在AC电源和灯之间的镇流器驱动的这种类型的电灯提供调光控制的装置，该装置包括串联在AC电源和镇流器之间的用于插入辅助电压的装置，所述辅助电压位于所述AC电源的相位之外，因此电源电压是加载于镇流器的电压和辅助电压的矢量和，由此加载于镇流器的电压的幅度比AC电源的电压的幅度要小，且该装置进一步包括控制辅助电压的装置，控制辅助电压是用于改变加载于灯的电压，其中辅助电压的相位被保持在与流经所述装置的电流的相位差90或者270度，并且其中使用辅助电压的幅度变化来改变加载于灯的电压。
2.如权利要求1所述的装置，其中用于插入辅助电压的所述装置包括用于产生所述辅助电压的功率变换器。
3.如权利要求2所述的装置，其中所述功率变换器包括半桥逆变器，所述半桥逆变器包括两个切换开关，所述切换开关被以高频切换以产生作为输出的脉宽调制(PWM)波形。
4.如权利要求3所述的装置，其中所述半桥逆变器的PWM输出被过滤以提供所述的辅助电压。
5.如权利要求3所述的装置，其中为了控制辅助电压的幅度，该装置被设置为选取期望的用于半桥逆变器的DC连接电压。
6.如权利要求5所述的装置，其中该装置被设置为保持所述DC连接电压处于所述期望值。
7.如权利要求6所述的装置，其中使用闭环控制方案来使所述DC连接电压保持处于所述期望值，且使所述辅助电压的相位保持在与所述电流的相位差90或者270度。
8.如权利要求2所述的装置，其中所述功率变换器是全桥变换器。
9.如权利要求1所述的装置，其中所述装置进一步包括切换开关装置，如果不要求调光控制且将AC电源的电压直接加载到镇流器上，则可由此旁路所述装置。
10.一种包括至少一个通过镇流器与AC电源相连接的灯的电子照明系统，所述系统进一步包括用于给所述至少一个灯提供调光控制的装置，所述调光控制装置包括串联在AC电源和镇流器之间用于插入辅助电压的装置，所述辅助电压位于所述AC电源的相位之外，因此电源电压是加载于镇流器的电压和辅助电压的矢量和，因此加载于镇流器的电压的幅度比AC电源的电压的幅度要小，且该系统进一步包括用于控制辅助电压的装置，控制辅助电压是用于改变加载于灯的电压，其中辅助电压被保持在与流经所述调光控制装置的电流的相位差90或者270度，并且其中使用辅助电压的幅度来改变加载于灯的电压。
11.如权利要求10所述的系统，其中所述调光控制装置包括用于产生所述辅助电压的功率变换器。
12.如权利要求11所述的系统，其中所述功率变换器包括半桥逆变器，所述半桥逆变器包括两个切换开关，该切换开关被以高频切换以产生作为输出的脉宽调制(PWM)波形。
13.如权利要求12所述的系统，其中所述半桥逆变器的PWM输出被过滤以产生所述辅助电压。
14.如权利要求12所述的系统，其中为了控制辅助电压的幅度，该装置被设置为选取用于半桥逆变器的期望的DC连接电压。
15.如权利要求14所述的电子照明系统，其中该装置被设置为使所述DC连接电压保持处于所述期望的值。
16.如权利要求15所述的系统，其中使用闭环控制方案使所述DC连接电压保持处于所述期望值，并且使所述辅助电压的相位保持在与所述电流的相位差90或者270度。
17.如权利要求11所述的系统，其中所述功率变换器包括全桥逆变器。
18.如权利要求10所述的电子照明系统，该系统进一步包括切换开关装置，如果不要求调光控制且AC电源的电压直接加载于镇流器，则可由此旁路所述调光控制装置。
19.如权利要求10所述的系统，其中所述镇流器是磁性镇流器。
20.如权利要求10所述的系统，其中所述镇流器是能通过减少输入到该镇流器的AC输入电压来使灯可被调光的这种类型的电子镇流器。
21.如权利要求10所述的系统，该系统包括多个灯。
22.一种给由镇流器驱动的电灯提供调光控制的方法，包括在AC电源和所述镇流器之间插入辅助电压，所述辅助电压位于所述AC电源的电压的相位外，因此电源电压是加载于镇流器的电压和辅助电压的矢量和，其中所述辅助电压被保持在与加载于镇流器的电流的相位差90或者270度。
23.如权利要求22所述的方法，其中所述辅助电压由功率变换器产生。
24.如权利要求23所述的方法，其中所述功率变换器包括半桥逆变器，所述半桥逆变器包括两个切换开关，所述切换开关被以高频切换以产生作为输出的脉宽调制(PWM)波形。
25.如权利要求24所述的方法，进一步包括过滤所述半桥逆变器的输出以产生所述辅助电压。
26.如权利要求24所述的方法，其中所述辅助电压的幅度通过设定半桥逆变器的DC连接电压而被控制。
27.如权利要求26所述的方法，其中提供控制装置使DC连接电压的幅度保持处于期望值。
28.如权利要求23所述的方法，其中所述功率变换器是全桥变换器。
全文摘要
本发明公开了一种节约能量的调光方法和装置，所述装置和方法能用来把宽范围的已有“不能调光”的电子照明产品和系统转换成“能调光的”照明产品和系统。不能调光的电子照明系统的例子如(1)或者经由磁性镇流器或者经由一些电子镇流器提供能量的高压和低压放电灯，(2)白炽灯和(3)一组电子照明系统。基于新的电压矢量控制和无功功率控制原理的集成方法，能够平滑的改变加载于照明系统的电压而不用处理照明系统的实际功率。结果，所提出的调光装置和方法能作为通用目的的给宽范围的“不能调光的”电子照明系统进行调光的节约能量的调光方法。通过经由能效切换模式无功功率控制电路插入辅助电压，合成电压能被控制和改变，其作为能改变和能控制的电压源用于给许多电子照明系统进行调光，该电子照明系统如由已有的磁性镇流器驱动的气体放电灯系统和白炽灯系统。
文档编号H05B41/392GK1895009SQ200480000989
公开日2007年1月10日 申请日期2004年8月26日 优先权日2003年8月27日
发明者钟树鸿, 何艺文, 许树源 申请人:研能双树有限公司