专利名称：放电灯镇流器、照明单元和车辆的制作方法
技术领域：
本发明涉及用来照明放电灯的放电灯镇流器、由放电灯镇流器点亮的照明单元以及配置照明单元的车辆。
背景技术：
通常，存在用来将输入DC功率变换成AC功率并且点亮诸如HID灯 (High-intensity discharge lamp:高强度放电灯)的高强度放电灯的放电灯镇流器。在图8中所示的相关技术的放电灯镇流器90中，用作DC电源变换器电路的DC-DC变换器电路91将DC电源PS的DC电压变换成DC功率，然后，逆变器电路92将DC功率变换成低频 AC功率，然后经起动电路93，将该输出提供给放电灯La。DC-DC变换器电路91是反激变换器系统(fly-back converter system)。DC变换器电路91通过调整用于驱动串联连接到变压器T的一次绕组的开关元件QO的PWM(Pulse Width Modulation 脉宽调制信号)，控制供给充当负载的放电灯La的DC功率。逆变器电路92具有全桥结构，包括开关元件Ql至Q4。通过交替地接通/断开成对开关元件Ql、Q4和成对开关元件Q2、Q3，逆变器电路92将从DC-DC变换器电路91供给的DC功率转换成矩形AC功率。在起动电路93中，在脉冲变压器PT的一次侧上提供的脉冲驱动器电路931在起动时间提供脉冲电流。因此，根据线圈的匝数比，在二次侧上产生的高压被施加到放电灯 La，由此起动放电灯La的放电。在以这种方式构造的放电灯镇流器90中，将矩形低频AC功率从逆变器电路92提供给放电灯La，以便避免声共振现象，同时抑制电极磨损和电泳现象。然而，当提供AC功率时，当反转AC功率的极性时，灯电流通过零点。因此，在灯电流的极性反转时的时刻，停止放电。为在从零开始对灯电流反转后，在相反方向中启动电流的流动，通常，需要将被称为再点弧电压(reignition voltage)的预定高压施加到放电灯La。如图9所示，当逆变器电路92的输出电压Vo反转时，灯电流Ila也开始反转。由于起动电路93的脉冲变压器PT的二次侧上的电感部件(串联电感)Lp，灯电流Ila不能如输出电压Vo —样急剧地改变，并且其被反转成具有预定梯度dlla/dt。随着极性反转时的灯电流Ila的梯度dlla/dt减少，再点弧电压增加。当未从逆变器电路92提供必要的再点弧电压时，灯电流Ila变为零或维持为低于常规电流的电流的时间Tzw(在下文中，称为“零电流时段”)出现，如图10所示。由此，可能生成噪声，或可能严重地影响放电灯La的寿命。同时，当零电流时段Tzw延长更多时，导致照明灯的闪烁或熄灭。通过降低起动电路93的电感部件Lp，能抑制由于减少再点弧电压而在灯电流Ila 的极性反转时所引起的零电流时段Tzw，从而增加了在极性反转时的梯度dlla/dt。然而， 就起动性能而言，电感部件Lp的降低有限制。
为此，在图8中所示的相关技术放电灯镇流器90中，通过下述的方法，增加极性反转时的DC-DC变换器电路91的输出，由此增加逆变器电路92的输出电压No，从而保持必要的再点弧电压。在放电灯镇流器90中，设置断开所有开关元件Ql至Q4的死区时间(dead time) Td,以防止当交替地接通/断开开关元件对Ql、Q4和开关元件对Q2，Q3时，由于开关元件 Ql, Q2以及Q3和Q4的同时接通条件而导致的电路的短路状态。因此，在逆变器驱动信号生成器电路94中，提供死区时间附加电路941。在死区时间Td的时段中，PWM信号生成器电路96未具有从输出反馈控制电路95 的误差信号放大器953输出的PWM命令信号，而是具有用于生成大于常规输出的输出的预定命令信号981。根据命令信号981，如图11所示，增加DC-DC变换器电路91的输出电压 V2。因此，在反转开始后，立即增加逆变器电路92的输出电压Vo，由此保持所需的再点弧电压。此外，通过增加输出电压Vo，能增加灯电流Ila的极性反转时的梯度dlla/dt (例如，参见专利文献1)。在该方法中，当反转极性时，时间Tt被缩短。时间Tt是从在灯电流Ila反转前，灯电流Ila所处极性的时间到灯电流达到零时的时间。然而，DC-DC变换器电路91基于开关动作，执行功率变换，由此在改变PWM操作条件(开关条件)后，不立即增加DC-DC变换器电路91的输出。特别地，在构造成当开关元件QO的接通条件时，在电路元件中累积能量， 并且当开关元件QO的断开条件时，将所累积的能量放电到负载端的诸如反激变换器、升压 /降压斩波器等等的DC-DC变换器电路91情况下，每次开关时，逐步地增加输出电压。因此，缩短直到灯电流Ila达到零为止所需的时间Tt，由此该时间Tt接近DC-DC变换器电路 91的开关周期Tsw(例如，Tt彡3 · Tsw)。此时，灯电流Ila达到零为止所需的时间Tt期间的开关次数可能减少，由此变得难以获得确保所需的再点弧电压的逆变器电路92的输出电压Vo。根据当接通DC-DC变换器电路91的开关元件QO时、起动反转操作的情形，或当断开该开关元件QO时、起动反转操作的情形，在直到灯电流Ila达到零为止所需的时间Tt期间、在其处输出电压Vo增加的定时(即断开定时)的次数改变。在前一情形下，减小了在其中灯电流Ila保持在零的零电流时段Tzw中，逆变器电路92的输出电压No，由此变得难以确保再点弧电压。相关技术文献专利文献专利文献1 JP-A-08-222390
发明内容
待解决的问题鉴于上述情形，做出了本发明，其目的是即使当起动电路的电感值较小时，以及当从极性反转前到灯电流达到零时为止所需的时间接近DC-DC变换器电路的开关周期时，也能够通过增加逆变器电路的输出电压，确保必要的再点弧电压。解决问题的方案
本发明的放电灯镇流器包括DC电源；DC-DC变换器电路，用来基于PWM信号，通过开关元件的开关操作，变换DC电源的电压，以及输出DC功率；以及逆变器电路，用来将 DC功率转化成具有低于DC-DC变换器电路的开关频率的频率的AC功率，由此通过逆变器电路的AC功率，来点亮放电灯，其中，放电灯镇流器进一步包括PWM接通宽度控制电路，用来控制紧接在AC功率的极性反转前的DC-DC变换器电路中的开关元件的开关条件，以便从极性反转开始，增加PWM信号的接通宽度，从而在预定时段中增加DC功率；并且其中，与紧接由所述PWM接通宽度控制电路所作的增加接通宽度的控制后的所述开关元件的开关定时同步地，所述逆变器电路的AC功率的极性反转。在本发明的放电灯镇流器中，与紧接由所述PWM接通宽度控制电路所作的增加所述PWM信号的所述接通宽度的控制后的所述DC-DC变换器电路的开关元件的开关定时同步地，所述逆变器电路进入断开所述逆变器电路的开关元件的死区时间。在本发明的放电灯镇流器中，其中，紧接通过由所述PWM接通宽度控制电路所作的增加所述接通宽度的控制而增加的所述DC功率从所述DC-DC变换器电路输出前，所述逆变器电路进入所述死区时间。在本发明的放电灯镇流器中，其中，从紧接由所述PWM接通宽度控制电路所作的增加所述PWM信号的所述接通宽度的控制后的所述开关元件的开关定时开始作预定时间延迟，所述逆变器电路进入所述死区时间。本发明的放电灯镇流器包括连接在逆变器电路的输出端和放电灯间的电感部件；以及连接到逆变器电路的输入端、输出端、或两端的电容器，其中，将DC功率增加的预定时段设置成包括电感部件和电容器的谐振电路的谐振周期的1/2或更小。在本发明的放电灯镇流器中，电感部件具有如下的值，其使得从AC功率反转开始，放电灯的电流达到零为止的时间变得大于在DC功率增加的预定时段中，开关元件的开关周期。在本发明的放电灯镇流器中，由施加到DC-DC变换器电路的开环控制，执行在增加DC功率的预定时段中的开关元件的开关操作。本发明的放电灯镇流器包括计算电路，用来基于DC-DC变换器的输入电压、输出电压或两种电压的检测值，计算DC功率增加的预定时段中的开关条件。本发明的照明单元包括上述放电灯镇流器。本发明的车辆配备上述照明单元。本发明的优点根据本发明，即使当起动电路的电感值小，并且当从极性反转前到灯电流达到零为止所需的时间接近DC-DC变换器电路的开关周期时，通过增加变换器电路的输出电压， 也能确保所需的再点弧电压。
图1是根据本发明的实施例1的放电灯镇流器的示意图。图2是说明根据本发明的实施例1的放电灯镇流器的操作的操作波形图。图3是根据本发明的实施例2的放电灯镇流器的示意图。图4是说明根据本发明的实施例2的放电灯镇流器的操作的操作波形图。
图5是说明根据本发明的实施例2的放电灯镇流器的操作的操作波形图。图6是表示根据本发明的实施例3的照明单元的示意结构的剖视图。图7是配备根据本发明的实施例3的照明单元的车辆的外部透视图。图8是相关技术的放电灯镇流器的示意图。图9是说明相关技术的放电灯镇流器的操作的操作波形图。图10是说明相关技术的放电灯镇流器的操作的操作波形图。图11是说明相关技术的放电灯镇流器的操作的操作波形图。
具体实施例方式在下文中，将参考附图，说明根据本发明的实施例的放电灯镇流器、照明单元和车辆。根据本发明的实施例的放电灯镇流器用于点亮作为高强度放电灯的HID灯等等。(实施例1)图1是根据本发明的实施例1的放电灯镇流器的示意图。在图1中，本实施例的放电灯镇流器10包括DC-DC变换器电路11、逆变器电路12、 起动电路13、逆变器驱动信号生成器14、输出反馈控制电路15、PWM信号生成器电路16和 PWM接通信号控制电路17。DC-DC变换器电路11是反激变换器系统，并且其包括串联电路，包括变压器T的一次绕组以及开关元件Q0，并且连接在DC电源PS的两个端子间。在DC-DC变换器电路11 中，响应来自PWM信号生成器电路16的PWM信号，接通/断开开关元件Q0，以便通过二极管 D和平滑电容器C，整流和平滑变压器T的二次绕组中的感应电压，由此输出具有所需输出电压V2的DC功率。在此，DC-DC变换电路11不受限于以上的结构，并且其可以是升压斩波器、降压斩波器，以及升压/降压斩波器。逆变器电路12是具有全桥结构的逆变器电路，包括开关元件Ql至Q4，并且开关元件Q1、Q2间以及开关元件Q3、Q4间的两个连接点用作用于起动电路13的输出端。响应由逆变器驱动信号生成器电路14生成的驱动信号，逆变器电路12使驱动电路121接通/断开成对开关元件Ql、Q4和成对开关元件Q2、Q3.因此，将从DC-DC变换器电路11输出并且具有输出电压V2的DC功率变换成矩形AC功率，然后，AC功率被输出。其中，逆变器电路 12不限于上述结构，以及可以使用半桥结构或具有斩波器功能的结构。起动电路13包括脉冲变压器PT，具有经放电灯La，连接在逆变器电路12的输出端间的二次绕组，以及连接到脉冲变压器PT的一次绕组的脉冲驱动器电路131。该起动电路13通过脉冲驱动器电路131，在预定重复周期中，通过将脉冲电流提供给脉冲变压器PT 的一次绕组，从而在二次绕组的两个端子间生成高压脉冲，然后点亮放电灯La，同时将该高压脉冲用作突跳电压。其中，起动电路13不限于上述结构，以及可以使用LC谐振电压。逆变器驱动信号生成器电路14包括低频振荡器电路LF-0SC，用来执行以不引起声共振的频率周围的频率(例如400Hz)来执行振荡操作；触发电路FF ；以及死区时间附加电路141。该逆变器驱动信号生成器电路14在触发电路FF的时钟输入处从PWM信号生成器电路16接收PWM信号的反相信号，并且在D输入处接收低频振荡器LF-OSC的输出信号， 并且从Q输出处输出与PWM信号的断开定时同步的信号。逆变器驱动信号生成器电路14 经死区时间附加电路141，将该信号发送到逆变器电路12的驱动器电路121。因此，死区时间附加电路141将附加有死区时间的二相时钟信号提供给驱动器电路121，在该死区时间中所有开关元件Ql至Q4被断开。输出反馈控制电路15包括命令电流生成器电路151、减法器152和误差信号放大器153。该输出反馈控制电路15通过检测DC-DC变换器电路11的输出电压V2，等效地检测放电灯La的电压，以及基于提供给放电灯La的功率命令值，计算命令电流值。同时，输出反馈控制电路15通过检测DC-DC变换器电路11的输出电流，等效地检测放电灯La的电流。然后，输出反馈控制电路15计算命令电流值和放电灯La的电流间的差值，通过误差信号放大器153，生成PWM命令信号，以及将该PWM命令信号输出到PWM信号生成器电路16。PWM信号生成器电路16接收从输出反馈控制电路15输出的PWM命令信号，生成 PWM信号以及将该PWM信号提供给开关元件QO。PWM信号的占空比能将DC-DC变换器电路 11的输出电压V2调整到所需值。PWM接通信号控制电路17用作PWM接通宽度控制电路，并且包括边缘检测/单触发脉冲电路171和接通信号宽度增加电路172。PWM接通信号控制电路17通过检测从低频振荡电路LF-OSC发送的信号的前沿/后沿，生成预定宽度的脉冲信号。然后，PWM接通信号控制电路17将用于增加开关元件QO的接通时段的接通宽度增加信号提供给PWM信号生成器电路16，以便在脉宽的时段期间，增加DC-DC变换器电路11的输出。接着，在如上所述构造的放电灯镇流器10中，在下文中，将说明在逆变器电路12 的输出电压Vo的极性反转时的操作。图2是说明放电灯镇流器10的操作的操作波形图。在根据本实施例的放电灯镇流器10中，基于低频振荡器电路LF-OSC的信号，决定输出电压Vo的极性反转。PWM接通信号控制电路17的边缘检测/单触发脉冲电路171检测在其处反转低频振荡器电路LF-OSC的信号的前沿或后沿。然后，边缘检测/单触发脉冲电路171生成脉冲信号，作为具有使脉冲信号保持在高电平期间的脉宽Te的单触发脉冲，如图2所示的时段 Te期间。在下文中，该脉冲信号的脉宽Te称为“输出增加时段Te”。接通信号宽度增加电路172在输出增加时段Te期间，将接通宽度增加信号输出到 PWM信号生成器电路16，以便操作进行切换，从而使开关元件QO的接通时间增加到预定值， 而与从输出反馈控制电路15输出的PWM命令信号无关。因此，PWM信号生成器电路16执行不经受由输出反馈控制电路15施加的反馈控制的开环控制，以及生成PWM信号来使开关元件QO的接通时间增加到预定值。在输出增加时段Te中，通过基于DC-DC变换器电路11的输入电压Vin或输出电压V2，或两个电压检测信号，计算PWM操作条件(开关条件)，来调整由PWM信号生成器电路16生成的PWM信号的接通时间和周期，其能确保当反转逆变器电路12时所需的电功率以及不超出电路元件的极限。PWM信号生成器电路16包括用来计算上述PWM操作条件的计算电路。然而，通过参考预先定制的PWM常数表，可以计算PWM操作条件以便对应于所检测的信号的电平。在本实施例中，在作为开关模式的电流连续临界模式(CCCM)中，操作用作反激变换器的DC-DC变换器电路11。在该电流连续临界模式(CCCM)中，在断开开关元件QO后，当变压器T的二次绕组电流12几乎接近零时，再次接通开关元件Q0。因此，如图2所示，输出增加时段Te中的开关周期变为大于其他时段。
在这种情况下，DC-DC变换器电路11的开关操作不限于CCCM。可以采用任何开关条件，例如，以在二次绕组电流12为零的时段的任何时间，再次接通开关元件QO的电流断续模式，来操作DC-DC变换器电路11 ；在断开开关元件QO后，可以以二次绕组电流12正在流动的同时，接通开关元件QO的电流连续模式，操作DC-DC变换器电路11 ；或者在开关元件QO后，可以以固定开关频率操作DC-DC变换器电路11等等。回到图1，当从PWM接通信号控制电路17输入接通宽度增加信号时，PWM信号生成器电路16生成具有加宽的接通信号宽度的PWM信号，以及将该PWM信号发送到开关元件 Q0。在该时刻，逆变器电路12检测增加开关元件QO的接通时段的第一开关周期的断开定时Ti的时间点，并且逆变器电路12的输出电压开始极性反转操作。首先，逆变器电路12进入断开所有开关元件Ql至Q4的死区时间Td。在图2中， 断开已经处于接通条件的开关元件Q2、Q3。此时，二极管(未示出)反并联地连接到开关元件Q2、Q3(当开关元件由MOSFET形成时，采用寄生二极管)。因此，经开关元件Q1、Q4的反并联连接二极管，在DC-DC变换器电路11的输出端，重新生成在起动电路13中的脉冲变压器PT的电感部件Lp中累积的能量，由此使开关元件Ql、Q4被等效地设置在它们的接通状态。因此，立刻反转逆变器电路12的输出电压Vo的极性，以及灯电流Ila的绝对值开始减小。同时，开关元件QO被切换成断开状态，以及DC-DC变换器电路11的输出电压V2 开始增加。在CCCM模式中，驱动DC-DC变换器电路11。因此，当变压器T的二次绕组电流 12达到几乎零时，再次接通开关元件Q0，然后操作进入下一开关周期。一旦预定的死区时间Td流逝，则接通开关元件Ql、Q4。在这种情况下，需要将死区时间Td设置成小于灯电流Ila达到零为止所需的时间Tt的值。用这种方式，DC-DC变换器电路11的输出电压V2逐步地上升。当输出增加时段 Te最终结束时，PWM信号生成器电路16停止从接通信号宽度增加电路172输送的接通宽度增加信号。然后，PWM信号生成器电路16的操作回到输出反馈控制电路15的反馈控制，并切换到由PWM命令信号决定PWM信号生成器电路16中的PWM操作条件的操作模式中。使输出增加时段Te中的开关元件QO的开关周期设置成至少短于从起动反转操作的断开定时Ti的时间点到灯电流Ila达到零为止所需的时间。此外，至少执行二次使开关元件QO从接通条件过渡到断开条件，由此使累积在变压器T中的能量放电到二次侧的操作，直到灯电流Ila达到过零为止。因此，可以尽可能高地设置在灯电流Ila为零的时间点时的DC-DC变换器电路11的输出电压V2。如上所述，当反转逆变器电路12的输出电压Vo的极性时，在DC-DC变换器电路 11的输出端，再生在起动电路13的电感部件Lp中累积的能量。因此，在起动极性反转后， DC-DC变换器电路11的输出不输送到用作负载的放电灯La，因此，有效地增加电压。从这一点，从起动电路13，在DC-DC变换器电路11的输出端再生的能量也有利于输出电压的增加。灯电流Ila通过零点，则终止能量的再生。其中，在从反转开始的预定时段中，逆变器电路12的输出电压Vo的一部分被分到起动电路13的电感部件Lp。在该时段中，使输出电压Vo增加到高于施加到放电灯La的电压。然而，即使过长地增加DC-DC变换器电路11的输出电压Vo，但是仅在放电灯La中
8消耗该电压，而不增加施加到放电灯La的电压。为此，优选地对能有效地增加DC-DC变换器电路11的输出电压Vo的输出增加时段Te进行设置，作为上限，将其设置到谐振电路的谐振周期的1/2，该谐振电路包括连接在逆变器电路12的输出端上的起动电路13的电感部件Lp，以及连接在DC-DC变换器电路11的输出端上的平滑电容器C。同时，优选地是，当将过滤电容器提供给逆变器电路12的输出端时，以及当电容器提供到起动电路13的输入端时，对输出增加时段Te进行设置，作为上限，将其设置成谐振电路的谐振周期的1/2，该谐振电路包括这些电容器和平滑电容器C的复合电容；以及起动电路13的电感部件Lp。在输出增加时段Te中，代替上述的反馈控制，执行PWM信号生成器电路16的开环控制，以便在预定PWM操作条件下，驱动DC-DC变换器电路11。由此，与反馈控制相比较， 更大地增加使开环控制中的输出。在该时段中，由于输出反馈控制电路15总是检测过大输出，因此，PWM命令信号用来抑制该输出。然而，对于输出增加时段Te，PWM信号生成器电路 16忽略从输出反馈控制电路15输送的PWM命令信号，由此PWM命令信号用来越来越多地抑制该输出。当在该命令状态中终止输出增加时段Te，以及使从PWM信号生成器电路16发送的PWM信号切换到基于从输出反馈控制电路15输出的PWM命令信号的PWM信号时，PWM信号生成器电路16立即大大地降低DC-DC变换器电路11的输出，在最坏的情况下，其将导致放电灯La关闭。为避免这种情况，优选地是，在输出增加时段Te期间，停止应用到输出反馈控制电路15中的反馈控制的操作等等。同时，通过采样保持电路，将用于执行反馈控制的检测值设置成保持状态，来基本上停止用于反馈控制的计算，从而可以避免这种情况。如上所述，根据本发明的实施例1的放电灯镇流器10，提供了通过开环来控制PWM 信号生成器电路16的PWM接通信号控制电路17，通过当逆变器电路12的极性反转时，增加接通宽度的PWM信号，来驱动DC-DC变换器电路11的开关元件Q0，与第一 PWM信号的断开时间同步，反转逆变器电路12的极性，以及通过从起动电路13的电感部件Lp来再生能量， 从而增加DC-DC变换器电路11的输出电压。因此，增加逆变器电路12的输出电压，以确保所需再点弧电压，能稳定地点亮放电灯La。换句话说，根据本发明，即使起动电路的电感值较小，以及即使从极性反转前直到灯电流达到零为止所需的时间接近DC-DC变换器电路的开关周期，也能增加逆变器电路的输出电压，并且能保持所需再点弧电压。同时，在死区时间时段期间，能增加DC-DC变换器电路的输出电压，以及能确保所需的再点弧电压。同时，将DC功率增加的预定时段设置成包括起动电路的电感部件和连接到DC-DC变换器电路的输出端间的平滑电容器的谐振电路的谐振周期的1/2或更小。因此，在预定时段内，有效地增加DC-DC变换器电路的输出电压，以及能快速地确保必要的再点弧电压。同时，将电感部件设置成如下的值，以便从AC功率反转直到放电灯的电流达到零为止所需的时间变得大于DC功率增加期间的预定时段中的开关元件的开关周期。同时，决定从AC功率的反转开始直到放电灯的电流达到零为止所需的时间，同时将开关元件的开关周期设置成上限，以便该时间变得小于DC功率增加期间的预定时段中的开关元件的开关周期。同时，通过开环控制，执行DC功率增加期间的预定时段中的开关元件的开关操作。根据这些结构，在预定时段中，能有效地增加DC-DC变换器电路的输出电压，以及能快速地确保所需的再点弧电压。
其中，在本实施例中，PWM接通信号控制电路17将控制应用到PWM信号生成器电路 16，以便使开关元件QO的接通时间增加至预定值。然而，该控制不限于该模式。例如，可以采用如下的系统，在其中，通过切换从输出反馈控制电路15输出的PWM命令信号的电平，使开关元件QO的接通时间增加至预定值。另外，可以采用立即切换DC-DC变换器电路11的开关条件的任何方法，例如，用于切换通过输出反馈控制电路15生成的命令电流的系统等寸。本实施例中的放电灯镇流器10的电路结构不限于上述结构，以及可以采用其他电路结构，只要这些结构能执行类似的操作。此外，可以采用通过使用微型计算机等等，能用软件实现类似的操作的结构。例如，可以采用使逆变器电路中的极性反转定时的同步操作移动到由PWM信号引起的中断过程，从而起动反转过程的电路结构。(实施例2)图3是根据本发明的实施例2的放电灯镇流器的示意图。在这种情况下，将相同的参考数字附加到具有与图1相同功能的构成部件，以及将简化或省略它们的说明。在图3中，根据本发明的实施例2的放电灯镇流器20包括DC-DC变换器电路21、 逆变器电路22、起动电路13、逆变器驱动信号生成器电路M、输出反馈控制电路15、PWM信号生成器电路16、和PWM接通信号控制电路17。在DC-DC变换器电路21中，与图1中所示的实施例1的放电灯镇流器10的DC-DC 变换器电路11相比，在相反方向中连接二极管D，因此，相对于GND电平，将输出电压V2设置在负电位。逆变器电路22包括开关元件Ql至Q4，根据DC-DC变换器电路21的输出极性，开关元件Ql至Q4的连接极性与图1中的DC-DC变换器电路11相反。除图1中的逆变器驱动信号生成器电路14外，逆变器驱动信号生成器电路M包括触发电路FF1，以及用来生成稍后所述的延迟时间Ty的延迟电路M2。如上所述构造的放电灯镇流器20的正常操作和功能与图1中所示的实施例1类似。操作实施例1的放电灯镇流器10，以便在当断开DC-DC变换器电路11的开关元件 QO时的定时处，起动输出极性的反转操作，以及紧接在起动极性反转后，使在变压器T中累积的能量放电到二次侧。然而，在检测到断开DC-DC变换器电路11的开关元件QO的定时后到起动反转操作为止，会产生电路中的信号传播延迟、开关操作的延迟等等。由于这些延迟，在起动反转操作前，可能会出现变压器T开始将其累积的能量放电到二次侧的情形。此外，在反转操作前，放电到二次侧的能量的一部分用来增加平滑电容器C两端的电压，但由用作负载的放电灯La消耗剩余的能量。因此，降低了对DC-DC变换器电路11 的输出电压V2的贡献因子。特别地，当DC-DC变换器电路11是反激变换器系统时，变压器T的绕组电路II、 12具有图4所示的锯齿波形，以及紧接在断开开关元件QO后，具有最大值，然后逐渐地减小。即，紧接在断开开关元件QO后，输送到输出端的能量增加到最大，然后与时间的平方成比例地减小。因此，如果在当断开开关元件QO时的时间点，还未起动逆变器电路12的反转操作，那么增加DC-DC变换器电路11的输出电压V2的效果被减轻。
与反激变换器系统的DC-DC变换器电路11类似，在诸如升压/降压斩波器等等的系统的情况下，这种情形也会发生，其中在开关元件QO的接通条件下，在电路元件中累积能量，以及在断开条件下，使所累积的能量放电到负载端。在本实施例中，在图4中所示的时间点Ts，操作模式切换到增加DC-DC变换器电路 21的输出电压的PWM操作条件(开关条件)。然后，检测开关元件QO的后续接通信号，在预定延迟时间Ty已经从接通时间流逝后的断开定时Ti的时间点，起动逆变器电路22的反转操作，以及开始在其处断开所有开关元件Ql至Q4的死区时间Td。在增加DC-DC变换器电路21的输出电压的PWM操作条件下，将死区时间Ty设置成短于开关元件QO的接通时间。由此，在断开开关元件QO前，能起动反转操作。优选地，如图5所示，当在切换输出的时间点Ts，已经接通开关元件QO时，不切换 PWM操作条件以便保持已经施加的开关条件，以及在后续接通定时Tg，切换PWM操作条件。 这是因为如果从时间点Ts起动用于延迟时间的测量起动时间，则使得从接通时间的延迟时间延长长于延迟时间Ty，因此，在起动反转操作前，断开开关元件Q0。因此，在图3中所示的本实施例的放电灯镇流器20中，在逆变器驱动信号生成器电路M中，将表示逆变器电路22的输出极性的低频振荡器电路LF-OSC的输出输入到触发电路FFl的D输入，以及将来自PWM信号生成器电路16的PWM信号输入到时钟输入。因此， 在触发电路FFl的Q输出，输出与PWM信号的接通定时同步的信号。通过将该信号输入到 PWM接通信号控制电路17，能使起动DC-DC变换器电路21的输出电压增加的操作切换定时与用于确定逆变器电路22的反转操作的起动点的延迟时间的测量起始点匹配。通过延迟电路242，使来自PWM信号生成器电路16的PWM信号延迟该延迟时间Ty， 然后输入到触发电路FF的时钟输入中，以及将触发电路FFl的Q输出输入到触发电路FF 的D输入中。由此，经死区时间附加电路141，将来自触发电路FF的Q输出的信号发送到逆变器电路22的驱动器电路121。因此，使开关元件Ql至Q4从开关元件QO的接通定时，以延迟时间Ty指定的延迟来起动反转操作。在这种情况下，可以使延迟时间Ty固定到预定条件，但当大大地改变PWM信号的接通时间时，可以调整延迟时间Ty来满足用于接通时间的条件。因此，能增加在从反转开始到灯电流Ila达到零的时段中，在DC-DC变换器电路21 中，开关元件QO的断开操作的次数。同时，能使在灯电流Ila为零的时间点处的逆变器电路22的输出电压Vo更高，以及能充分地确保再点弧电压。根据本实施例的放电灯镇流器20的电路结构不限于上述结构，以及可以采用其他电路结构，只要这些电路能执行类似的操作。此外，可以采用能通过使用微型计算机等等，用软件实现类似操作的电路结构。例如，可以采用使逆变器电路22中的反转定时的同步操作转移到由PWM信号引起的中断过程，由此起动反转过程的电路结构。如上所述，根据本发明的实施例2的放电灯镇流器20，在紧接在使操作条件切换到增加DC-DC变换器电路21的输出电压的PWM操作条件的时间点后的时间点Ts处，检测开关元件QO的接通信号，在从接通定时过去预定时间后的时间点处，起动逆变器电路22的反转操作，以及从在其中断开所有开关元件Ql至Q4的死区时间Td开始，起动反转操作。因此，能增加从反转开始到灯电流Ila达到零的时段中，在DC-DC变换器电路21中的开关元件QO的断开操作的次数。同时，能使在灯电流Ila为零的时间点处的逆变器电路22的输出电压Vo更高，以及能充分地确保再点弧电压。换句话说，根据本实施例，能增加在死区时间时段和从逆变器电路的反转开始到灯电流达到零的时段中，开关元件的断开操作的次数。因此，能增加在该时段中，DC-DC变换器电路的输出电压，以及能充分地确保所需的再点弧电压。(实施例3)图6是根据本发明的实施例3的照明单元的示意图，以及图7是配备根据本发明的实施例3的照明单元的车辆的外部透视图。在图6中，照明单元100被构造成使得放电灯La被装配到插口 102、使得反射器板103被配置用来向前反射放电灯La的光，以及使得光屏蔽板104被配置为用来防止眩光进入具有开口的正面的盒状壳体101内部。经装配到壳体101的正面上的开口部的透明罩 105，使从放电灯La发出的光照射到外部。同时，根据实施例1或实施例2的放电灯镇流器10或20容纳在壳体中，并且装配到壳体101外的下部，以及经电缆106连接到插口 102。包括电池的DC电源PS经开关SW 和保险丝F，连接到该放电灯镇流器1(K20)。例如，用这种方式构造的照明单元被提供为图7中所示的车辆200的车体的前部的左右侧的每一个上的前灯。根据本发明的实施例3，能提供能抑制噪声、消除照明灯的闪烁或熄灭、以及具有延长寿命的照明单元，以及配备该照明单元的车辆。其中，本发明不限于上述实施例，基于说明书的描述和公知技术，本领域的技术人员可以计划进行改变或应用，以及这种改变或应用包含在寻求保护的范围内。同时，可以任意地组合上述实施例中的构成元件而不背离本发明的范围。本申请基于2009年3月沈日提交的日本专利申请(专利申请No. 2009-077733)， 其内容在此引入以供参考。参考符号的描述10，20放电灯镇流器11，21DC_DC 变换器电路(DC-DC converter circuit)12，22 逆变器电路(inverter circuit)13 起动电路(starter circuit)14，24 逆变器驱动信号生成器电路(inverter drive signal generator circuit)15输出反馈控制电路16PWM信号生成器电路17PWM接通信号控制电路100照明单元200 车辆La放电灯PS DC 电源QO至Q4开关元件
权利要求
1.一种放电灯镇流器，包括DC电源；DC-DC变换器电路，用来基于PWM信号，通过开关元件的开关操作，变换所述DC电源的电压，以及输出DC功率；以及逆变器电路，用来将所述DC功率转化成具有低于所述DC-DC变换器电路的开关频率的频率的AC功率，由此通过所述逆变器电路的所述AC功率，点亮放电灯，其中，所述放电灯镇流器进一步包括PWM接通宽度控制电路，用来控制紧接在所述AC 功率的极性反转前的所述DC-DC变换器电路中的开关元件的开关条件，以便从极性反转开始，增加所述PWM信号的接通宽度，从而在预定时段中，增加所述DC功率，以及其中，与紧接由所述PWM接通宽度控制电路所作的增加所述接通宽度的控制后的所述开关元件的开关定时同步地，所述逆变器电路的AC功率的极性反转。
2.如权利要求1所述的放电灯镇流器，其中，与紧接由所述PWM接通宽度控制电路所作的增加所述PWM信号的所述接通宽度的控制后的所述DC-DC变换器电路的开关元件的开关定时同步地，所述逆变器电路进入断开所述逆变器电路的开关元件的死区时间。
3.如权利要求2所述的放电灯镇流器，其中，紧接通过由所述PWM接通宽度控制电路所作的增加所述接通宽度的控制而增加的所述DC功率从所述DC-DC变换器电路输出前，所述逆变器电路进入所述死区时间。
4.如权利要求1所述的放电灯镇流器，其中，从紧接由所述PWM接通宽度控制电路所作的增加所述PWM信号的所述接通宽度的控制后的所述开关元件的开关定时开始作预定时间延迟，所述逆变器电路进入所述死区时间。
5.如权利要求1至4的任何一项所述的放电灯镇流器，包括连接在所述逆变器电路的输出端和所述放电灯间的电感部件；以及连接到所述逆变器电路的输入端、输出端或两端的电容器，其中，将在其中所述DC功率增加的预定时段设置成包括所述电感部件和所述电容器的谐振电路的谐振周期的1/2或更小。
6.如权利要求5所述的放电灯镇流器，其中，所述电感部件具有如下的值，使得从AC功率反转开始到所述放电灯的电流达到零为止的时间变得大于在其中所述DC功率增加的预定时段中所述开关元件的开关周期。
7.如权利要求1至6的任何一项所述的放电灯镇流器，其中，由施加到所述DC-DC变换器电路的开环控制，执行在其中所述DC功率增加的预定时段中的所述开关元件的开关操作。
8.如权利要求1至7的任何一项所述的放电灯镇流器，包括计算电路，用来基于所述DC-DC变换器的输入电压、输出电压或两种电压的检测值，计算在其中所述DC功率增加的预定时段中的开关条件。
9.一种照明单元，包括如权利要求1至8的任何一项所述的放电灯镇流器。
10.一种车辆，包括如权利要求9所述的照明单元。
全文摘要
即使当起动电路的电感值较小时以及当从极性反转前到灯电流达到零为止所需的时间接近DC-DC变换器电路的开关周期时，也能确保所需的再点弧电压。提供通过开环来控制PWM信号生成器电路(16)的PWM接通信号控制电路(17)，并且当反转逆变器电路(12)的极性时，DC-DC变换器电路(11)的开关元件(Q0)通过具有增加的接通宽度的PWM信号来驱动，并且逆变器电路(12)的极性与第一PWM信号的断开定时同步地反转，其将从起动电路(13)的电感部件(Lp)来再生能量，增加DC-DC变换器电路(11)的输出功率。根据此增加，能暂时地增加逆变器电路(12)的输出电压(Vo)。
文档编号H05B41/24GK102365905SQ20108001396
公开日2012年2月29日 申请日期2010年3月18日 优先权日2009年3月26日
发明者中村俊朗 申请人:松下电工株式会社