专利名称：驱动如放电灯的电感负载的谐振功率转换器的制作方法
技术领域：
本发明总体涉及适合用于以高频率驱动电感负载的功率转换器。本发明具体地涉及用于电感耦合的气体放电灯的驱动器。
背景技术：
为了驱动电感负载，E类放大器具有基本能够以高效率在高工作频率工作的适当设计。图1中示出了它的基本设计。主电感器Ll与可控开关Ql串联连接；Ll与Ql之间的节点被指示为第一节点A。该开关典型地被实现为M0SFET。电感器Ll的自由端子连接到 DC电源的正端子，并且开关Ql的自由端子连接到该电源的负端子。Cdsl指示与第一开关 Ql并联的电容；它典型地包括MOSFET Ql的非线性寄生漏源电容以及并联设置的外部电容器，该外部电容器具有比所述非线性寄生漏源电容高得多的电容，以便尽可能降低非线性寄生漏源电容的影响。负载10被示出为包括负载电阻11和负载电感12的串联组合。在第一节点A与负载10的第一输入端子13之间，连接了串联电容器Csl和串联电感器Lsl 的串联设置。负载10的第二端子14连接到负电源端子。电感器Ll的电感具有高值，使得在节点A处的输入端可被认为是恒定电流源。所述设备具有由串联电容器Csl和串联电感器Lsl确定的谐振频率。在工作中， 开关Ql以50%的占空比接通和切断，其中开关频率接近谐振频率。利用组件及其布局的良好设计，放大器可以具有很低的损失并且因此具有很高的效率，高达超过80%。注意到， 如本领域技术人员所知，适当的设计至少包括零电压开关和零导数开关(Zero Derivative Switching)。当期望高功率时，优选的是使用对称的推挽设计，如图2所示。例如在Frederick H. Raab 的文章“Idealized Operation of the Class E Tuned Power Amplifier，，in IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS, VOL. CAS-24, NO. 12，DECEMBER 1977，p. 725 中公开了这种推挽设计。在这种推挽设计中，放大器包括连接在正与负电源端子之间的第二主电感器L2和第二可控开关Q2的第二串联设置；在L2与Q2之间的节点被指示为第二节点B。Cds2指示与第二开关Q2并联的电容；它典型地包括MOSFET Q2的非线性寄生漏源电容以及并联设置的外部电容器，该外部电容器具有比所述寄生漏源电容高得多的电容， 以便尽可能降低非线性寄生漏源电容的影响。负载10的第二端子耦合到第二节点B，其中， 出于对称的原因，第二串联电容Cs2和第二串联电感L2的第二串联设置连接在第二节点B 与负载10之间。在该标准设计中，第二开关Q2以相对于第一开关Ql的180°相位差被控制。
发明内容
在商品化的灯驱动器中，期望的是具有廉价的组件。正常情况下，市场上可买到的开关、栅电容和电阻具有较大的值，这导致功率的损失，该损失与开关频率成比例。通常期望的是，尽可能增加电气和电子装置的总效率，换言之尽可能减少功率损失。因此，本发明的目的是，改进上述E类功率放大器设计，以提供潜在地能够具有增加的效率的成本有效的转换器。根据一个重要方面，本发明偏离了开关频率应当接近输出频率的设计规则。相比之下，本发明提出了输出频率是开关频率的三倍。因此，在保持输出频率的同时，降低了开关频率，从而导致开关阶段中功率损失减少。进一步的有利的详述在从属权利要求中提及。
本发明的这些和其他方面、特征和优点将通过下文参照附图对一个或多个优选实施例的描述来进一步解释，在附图中相同的参考数字指示相同或相似的部分，并且在附图中
图1示意性示出单端E类放大器的原理图； 图2示意性示出推挽E类转换器的原理图3示意性示出根据本发明的针对诸如灯之类的负载具有足够高电感的情况的推挽转换器的图4是示出在PCB上的根据本发明的推挽转换器的组件的地形布局的示意性顶视图； 图5是示出根据本发明的推挽转换器的效率的测量实验结果的曲线图； 图6和7示出说明不同的实施例的公差(tolerance)的曲线图。
具体实施例方式为了驱动电感耦合的气体放电灯，一方面相对于放电效率且另一方面相对于EMI/ EMC限制的适当输出频率为13. 56MHz。典型地，在气体放电灯的情况下，负载的电感足够高，以使得Lsl和Ls2可以省略。 图3中示出了所得的电路1。在不可避免的物理电路中，Cp指示在节点A和节点B之间添加的并联滤波器电容。电容Cp可以被认为在电容Cdsl和Cds2中被吸收。用于控制开关Ql和Q2的控制器在30处指示。控制器30生成用于开关Ql和Q2 的控制信号，使得每个开关以作为期望的输出频率的三分之一的开关频率接通和切断，即开关频率等于4. 52MHz。该接通/切断切换导致可以通过方波信号近似的电流信号，或者如果用于避免开关损失的信号边缘的有限上升时间和下降时间被考虑，则导致梯形波信号， 该梯形波信号涉及具有大含量的第三次谐波频率的频谱。注意到，所述电路包括具有两个不同谐振频率的两个谐振电路，假设该电路是对称的。一个谐振是由负载10结合串联电容器Csl和Cs2提供的串联谐振。另一个谐振是由主电感器Ll和对应的开关Ql的漏电容Cdsl提供的并联谐振。注意到，类似的谐振是由第二主电感器L2和在第二开关Q2处的漏电容Cds2提供的并联谐振，但是在电路的良好的对称设计的情况下，该第二并联谐振具有相同并联谐振频率。当然，有可能计算单独的电路的串联谐振频率和并联谐振频率。然而，所述谐振电路相互影响，并且如本领域技术人员应当清楚，给出将整个电路1的总谐振频率表达为所述两个谐振频率的函数的通用公式是困难的且不是特别令人启迪的。为获得13. 56MHz的输出频率，一种直观方法可能是将串联谐振电路和并联谐振
5电路调谐到该频率。然而，并联谐振电路在其谐振频率处具有很高的(理论上无穷的)阻抗， 并且如果串联谐振电路(已针对相同的频率调谐)连接到该并联谐振电路，则它不过滤任何事物。这不是所期望的，因为其意图是这些电路形成用于开关频率的第三次谐波的带通滤波器。发明人已经发现，电路1的适当设计涉及接近(但不等于)13. 56MHz的期望输出频率的串联谐振频率以及大约8MHz量级的并联谐振频率。Csl和Cs2适于设置基本等于期望值的串联谐振频率。主电感器Ll [和L2]的电感被选择成使得电路Ll/Cdsl [和L2/Cds2]的并联谐振频率基本等于期望值。发明人通过仿真和计算已经发现，对于具有2. 2 μ H电感的300W电感灯的情况，若干组件的最优值如下
L1=L2 = 550nH Cdsl = Cds2 = 600 pF Csl = Cs2 = 66 pF
发明人已经发现，在实现尽可能高的效率方面，主电感器Ll和L2的仔细设计是重要的。这涉及单独的电感器的设计以及涉及在实际设备中电感器相对于彼此的物理设置。当设计单独的电感器时，除电感值之外，重要的边界条件是电感器的尺寸、低损失和低外部磁场。在适用于300W转换器的测试设计中，计算出电感器应当具有550nH的电感。 该电感器被设计成具有环形(toroid shape)的7个薄铜带的绕组。该带的宽度为6. 35mm 且厚度为127μπι ；由于趋肤效应(skin effect)的原因，这使损失最小化，考虑到趋肤深度 (skin d印th)被计算为大约31μπι。线圈的核心体由非铁材料制成以使得该核心可能被认为是空气核心，该核心体具有圆柱形状，其中外直径为50mm，内直径为20mm，且高度42mm。注意到，小变化是可能的；然而，所述设计被认为是最优折衷。如果内直径减小， 则所述圆环的内部空间中两个相邻绕组之间的距离减小，使得接近损失的影响增加。如果内直径增加，则每个绕组所围绕的表面积减小，这将通过增加高度和/或外直径来补偿。同样，如果绕组数量增加，则所述圆环的内部空间中的两个相邻绕组之间的距离减小，而如果绕组数量减少，则所述表面积将会增加。同样，如果铜带的宽度增加，则接近损失的影响增加，而如果铜带的宽度减小，则电感器的欧姆电阻增加。而且，对于所述核心体(core body)，有可能使用磁性材料，但是已经发现这样的线圈设计将会具有更高的内部损失。
每个电感器不可避免的具有一些杂散磁场。对于最优操作，期望的是与其他电路组件的磁耦合尽可能被最小化。然而，在实际设备中，线圈与其他组件之间的距离不可能随意选择更高连接导线的长度和设备的总体积(bulkiness)必须保持在一定限度内。在具有两个线圈的推挽转换器的情况下，为了最小化与其他电路组件的磁耦合，本发明提出当这两个线圈靠得很近(close together)设置时，采取特殊措施。发明人已经发现，对于最优操作，线圈的确切电感值是重要的。当所述两个线圈靠得很近设置时，它们具有相互磁耦合，这将有效改变它们的电感值。为了减少这些问题，本发明提出，在实际实现中电路组件的布局尽可能对称地构成。图4是PCB 43的示意性顶视图，其示意性示出负载的一侧上组件(即Ql等)的地形位置41和负载的另一侧上组件(即Q2等)的地形位置42。该图示出所述设置相对于中心平面44是镜面对称的。这不仅仅涉及定位本身。关于PCB上的位置，两个线圈Ll和L2相对于该中心平面44对称地设置，邻近对应的地形位置41、42，且它们的中心轴平行于中心平面44并垂直于载体PCB 43。而且，这两个线圈Ll和L2相互不同，但是它们镜面对称地缠绕，并且它们相对于它们各自的中心轴的物理取向(即它们的角取向)使得它们各自的绕组实际上相对于彼此镜面对称地定位，如箭头所示意性指示。而且，所述两个线圈以相互相反的方式电连接，如图3中虚线所指示。在单端设计(参见图1)的情况下，显然只有一个开关。这种单端设计是本发明的一个实施例。然而，在优选地推挽实施例(图3)中，有两个开关Ql和Q2。在标准的E类放大器(图2)中，控制器30将生成其用于两个开关Ql和Q2的控制信号，使得这两个开关之间存在180°的相位差，即这些开关分别交替地接通/切断和切断/接通。然而，本发明人已经认识到，在所提出的图3的设计中，利用所提出的对开关频率的第三次谐波(third harmonic)的使用，有可能使用不同于180°的相位差，并且发明人已经研究了该相位差的影响。所述转换器的原型是根据上述参数建成的。改变用于两个开关Ql和Q2的控制信号之间的相位差被改变，并且测量所得的效率。图5是针对零与180°之间的相位差示出结果的曲线图(注意，电路是对称的)。所述水平轴示出以度为单位的相位差，而所述竖直轴示出以百分比为单位的效率(输出功率对输入功率)。对于180°的“正常”相位差，已经发现， 所述效率为高达92. 09%。令人惊讶的是，已经发现，所述效率在60°的相位差处甚至稍高 (92.44%)。尽管这仅仅好像是小的改进，但是这是重要的改进。对于单独的300W灯，它涉及功率损失减小2. 3W。注意到，本发明的这个方面所提供的改进不仅仅在恰好60°的相位差处出现。在 60°处的局部最大值相对较宽，使得围绕60°的一定相位差范围，所述效率实际上高于 180°处；例如，在的相位差处，所述效率仍然被发现为92. 16%。而且，注意到，确切的最大值在稍低于60°的相位差处获得，但是这被认为是由于测试电路中的不完善引起的。本发明的范围内的一个实施例涉及等于180°或在靠近180°的一个范围内的相位差。从图5可以看出，效率最大值相对较宽对于从大约165°到大约195°的范围，所述效率至少高于90%，换言之，在相位差增加/减小大约8%的情况下所述效率下降大约1。出乎意料的是，发明人已经发现，相位差等于60°或在靠近60°的一个范围内甚至具有更好的效率。对于从大约45°到大约70°的范围，所述效率至少高于90%，换言之在相位差增加/减小大约20%的情况下所述效率下降大约1。发明人已经研究了，电路对变化的组件值的敏感度，换言之组件的公差。图6示出针对被设置为等于60°的相位差的结果，且图7示出针对被设置为等于180°的相位差的结果。每个图示出对应于某个组件的四个曲线图A、B、C、D。在每个曲线图中，竖直轴表示以百分比为单位的效率(注意不同的标度，且注意零的位置)，并且水平轴表示相对于上文给出如最优的值而标准化的组件值。竖直的虚线指示，何时开关两端的电压降将变得太高 (被取为由制造商指定的容许电压的83%)。例如，在图6中，曲线图A示出，对于被设置为等于60°的相位差，在效率下降到低于拟％之前，主电感Ll和L2可以被改变大约-20%到大约+10%，但是实际可获得的范围是相对于550nH的最优值而言从大约-8%到大约+8%。对于设置为等于180°的相位差，图 7的曲线图A示出开关两端的电压降不会形成对在更大范围改变主电感Ll和L2的障碍电感可以增加大约20%，并且好像在减少电感时不存在限制。然而，该图还示出当电感被改变时效率下降得快得多当主电感Ll和L2可以增加或减少大约10%时，效率下降到大约 91. 7%。而且当主电感Ll和L2在从-10%到+10%范围内改变时，在60°处的效率总是高于在180°处的效率。曲线图B涉及负载(即灯)的电感，标称最优值为2. 2 μ H。可以看出，与设置为等于60°的相位差相比，对于设置为等于180°的相位差，可获得的变化范围更宽，只要开关两端的电压降的限制因素被考虑负载电感在180°处可以从大约-8%到大约8%变化，并且在60°处仅仅可以从大约-6%到大约6%变化。然而，当负载电阻从大约-6%到大约6% 变化时，在60°处的效率总是高于在180°处的效率。曲线图C涉及漏电容Cdsl和Cds2，标称值为600pF。可以看出，对于设置为等于 180°的相位差，开关两端电压降好像不提供任何限制，而对于设置为等于60°的相位差的情况，所述电容应当不改变超过-10%或超过+30%。然而，还可以看出，在相位差被设置为等于180°的情况下，与60°相比，所述效率下降得快得多。对于设置为等于60°的相位差， 在效率下降到低于拟％之前漏电容可以改变大约-10%到大约+15%，而如果在相位差被设置为等于180°的情况下漏洞容改变大约-10%或大约+15%，则所述效率下降到91. 6%。对于从大约-10%到大约+15%的整个范围，在60°处的效率总是高于在180°处的效率。曲线图D涉及串联的电容Csl和Cs2，标称最优值为66pF。可以看出，对于设置为等于180°的相位差，与设置为等于60°的相位差相比，可获得的变化范围更宽，只要开关两端的电压降的限制因素被考虑负载电感在180°处可以从大约-8%到大约8%变化，而在60°处仅仅可以从大约-6%到大约6%变化。然而，当负载电阻从大约-6%到大约6%变化时，在60°处的效率总是高于在180°处的效率。因此，发明人已经证实，对于组件公差的宽范围，与60°的相位差相比，60°的相位差提供更好的效率。因此，本发明提供用于驱动电感负载的谐振功率转换器1，其被设计用于在 13. 56MHz的工作频率下工作，并且包括
-连接到DC电压源DC的第一电感器Ll和第一可控开关Ql的串联设置； -连接到所述DC电压源DC的第二电感器L2和第二可控开关Q2的串联设置； -与第一可控开关Ql相关联的第一并联电容Cdsl ； -与第二可控开关Q2相关联的第二并联电容Cds2 ； -用于驱动开关Ql、Q2的控制器30 ； -该负载耦合在所述节点A、B之间；
-所述开关以50%的占空比在导电状态与非导电状态之间交替； -开关频率Psw是所述工作频率的三分之一。尽管已经在附图和前面的描述中图示并描述了本发明，但是本领域技术人员应当清楚这样的图示和描述被认为是说明性的或示范性的而非限制性的。本发明不限于所公开的实施例；相反，若干种变型和修改有可能在如所附权利要求定义的本发明的保护范围内。通过研究附图、公开和所附的权利要求，在实践要求保护的本发明时，本领域技术人员能够理解并实现对所公开的实施例的其他变型。在权利要求中，词语“包括”不排除其他元件或步骤，且不定冠词“一”不排除多个。单个处理器或其他单元可以实现权利要求中叙述的若干项功能。在相互不同的从属权利要求中叙述某些措施的起码事实并不表示这些措施的组合不能被使用以获利，权利要求中的任何附图标记不应当解释为限制范围。
在上文中，已经参考框图解释了本发明，这些框示了根据本发明的设备的功能块。应当理解，这些功能块中的一个或多个可以在硬件中实现，其中这样的功能块的功能由单独的硬件组件执行，但是这些功能块中的一个或多个也可能在软件中实现，以使得这种功能块的功能通过计算机程序的一个或多个程序行或可编程设备(比如微处理器、微控制器、数字信号处理器等)执行。
权利要求
1.用于驱动具有第一输入端子(13)和第二输入端子(14)的电感负载的谐振功率转换器(1)，该转换器被设计用于在13. 56MHz的工作频率(Fop)下工作，并且包括-连接到DC电压源(DC)的第一电感器(Li)和第一可控开关(Ql)的串联设置；-连接到所述DC电压源(DC)的第二电感器(L2)和第二可控开关(Q2)的串联设置，其中第二电感器(L2)与第一电感器(Li)连接到相同的电压源端子；-与第一可控开关(Ql)相关联的第一并联电容(Cdsl);-与第二可控开关(Q2)相关联的第二并联电容(Cds2);-用于驱动开关(Ql，Q2)的控制器(30)；-其中第一负载输入端子(13)耦合到在第一电感器(Li)与第一可控开关(Ql)之间的节点(A)；-其中第二负载输入端子(14)耦合到在第二电感器(L2)与第二可控开关(Q2)之间的节点(B)；-其中控制器(30)被设计成生成用于第一和第二可控开关(Q1，Q2)的控制信号，使得每个可控开关(Ql，Q2)以50%的占空比在导电状态与非导电状态之间交替；-其中控制器(30)被设计成将所述开关(Q1，Q2)的开关频率(Psw)设置为所述工作频率(Fop)的三分之一或者为接近所述工作频率(Fop)的三分之一的值。
2.根据权利要求1的转换器，其中所述两个电感器(L1，L2)以相互相反的方式电连接。
3.根据权利要求1的转换器，其中所述两个电感器(Li，L2)相对于彼此镜面对称地设计，并且以相对于载体PCB (43)的中心平面(44)镜面对称的方式被安装在载体PCB (43) 上。
4.根据权利要求1的转换器，其中每个电感器(L1，L2)由缠绕在环形塑料线圈体(46) 上薄铜带(45)构建，并且其中所述两个电感器(Li，L2)安装在载体PCB (43)上且它们的中心轴相互平行。
5.根据权利要求1的转换器，进一步包括串联连接在所述第一负载输入端子(13)与所述第一节点(A)之间的第一串联电容器(Csl)，以及串联连接在所述第二负载输入端子 (14)与所述第二节点(B)之间的第二串联电容器(Cs2)。
6.根据权利要求5的转换器，所述两个串联电容(Csl，Cs2)具有相互基本相等的电容值，其被选择用于将串联谐振频率设置为接近所述工作频率的值。
7.根据权利要求6的转换器，其中所述两个电感器(Li，L2)具有相互基本相等的电感值，并且其中所述两个开关(Q1，Q2)具有相互基本相等的并联电容值(Cdsl，Cds2)。
8.根据权利要求7的转换器，其中所述两个电感器(Li，L2)的电感被选择以将由电感器(Li ；L2)和并联电容(Cdsl ；Cds2)的组合形成的电路的并联谐振频率设置为大约8MHz 量级的值。
9.根据权利要求5-8中任一项的转换器，对于具有2.2 μ H电感的负载，其中Ll = L2 = 550 ηΗCdsl = Cds2 = 600 pFCsl = Cs2 = 66 pF。
10.根据前述权利要求中任一项的转换器，其中控制器(30)被设计成生成它的用于第一和第二可控开关(Ql，Q2)的控制信号，该第一和第二可控开关具有等于180°或接近180°的相互相位差Δ φ。
11.根据前述权利要求1-9中任一项的转换器，其中控制器(30)被设计成生成它的用于第一和第二可控开关(Ql，Q2)的控制信号，该第一和第二可控开关具有等于60°或接近 60°的相互相位差Δ φ。
12.用于操作根据前述权利要求1-9中任一项的转换器的方法，该方法包括以下步骤 适应性调节控制器(30)以生成它的用于第一和第二可控开关(Q1，Q2)的控制信号，该第一和第二可控开关具有等于60°或接近60°的某个相互相位差Δ φ ；在围绕60°的小范围内改变相位差Δ φ，针对每个选定的相位差Δ φ的值确定转换器的效率，并且因此确定所述范围内转换器的效率最高的最优相位差值；适应性调节控制器(30)以生成它的用于第一和第二可控开关(Q1，Q2)的控制信号，该第一和第二可控开关具有等于180°或接近180°的某个相互相位差Δ φ ；在围绕180°的小范围内改变相位差Δ φ，针对每个选定的相位差Δ φ的值确定转换器的效率，并且因此确定所述范围内转换器的效率最高的最优相位差值；确定针对在所述围绕60°范围内的最优相位差值的转换器最大效率是否高于针对在所述围绕180°范围内的最优相位差值的转换器最大效率，且如果是，操作转换器，其中控制器(30)适于生成它的用于第一和第二可控开关(Q1，Q2)的控制信号，第一和第二可控开关(Ql，Q2)具有在所述围绕60°范围内的所述最优相位差值。
全文摘要
一种用于驱动诸如电感耦合的气体放电灯的电感负载的谐振功率转换器(1)，被设计用于在13.56MHz的工作频率(Fop)下工作，并且包括连接到DC电压源(DC)的第一电感器(L1)和第一可控开关(Q1)的串联设置；-连接到所述DC电压源(DC)的第二电感器(L2)和第二可控开关(Q2)的串联设置；与第一可控开关(Q1)相关联的第一并联电容(Cds1)；与第二可控开关(Q2)相关联的第二并联电容(Cds2)；用于驱动开关(Q1，Q2)的控制器(30)；该负载耦合在所述节点(A，B)之间；该开关以50%的占空比在导电状态与非导电状态之间交替；-开关频率(Psw)是所述工作频率(Fop)的三分之一。
文档编号H05B41/24GK102428760SQ201080021903
公开日2012年4月25日 申请日期2010年5月18日 优先权日2009年5月20日
发明者A. M. 亨德里克斯 M., 格里茨 T. 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司