专利名称：用于驱动至少两个半导体光源的电路装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于驱动至少两个半导体光源的电路装置。在此，半导体光源处于不同的驱动支路中并且以相同的电流驱动。
背景技术：
本发明基于根据独立权利要求的类型的用于驱动至少两个半导体光源的电路装置。
经由电流补偿的扼流圈进行的电流平衡在现有技术中已知，例如参见申请人的EP1788850B1。在那里，公开一种电路装置，在所述电路装置中，多个电流补偿的扼流圈瀑布形地相互连接。对于η个驱动支路而言需要η-l个电流补偿的扼流圈。
从US7408308B2中同样已知一种电路装置，所述电路装置借助于瀑布形连接的电流补偿的扼流圈实现连接到电流补偿的扼流圈处的驱动支路的电流平衡。
从ΕΡ1286572Α2中同样已知一种用于对荧光灯中的电流进行平衡的电路装置，所述电路装置为此使用电流补偿的扼流圈。然而，所述已知的电流具有下述缺点:将电流平衡措施集成到现有的电路中，使得产生附加的组件成本。这使得产品由于附加的组件而变得更大并且引起高的成本。
从参考文献Baddela,S.Μ.；Zinger, D.S.的“Parallel connected LEDs operatedat high frequency to improve current sharing (高频驱动以用于改进电流分配的并联LED)”，IEEE Industry Applications Conference (IEEE 工业应用会议)的会议记录，第39届IAS年会，2004，2004年10月3_7日，第三卷，第1677-1681页中，已知借助于与整流器串联的电容器对LED电流进行平衡。然而，在此使用电容器的电容性的盲电阻，所述电容性的盲电阻是频率相关的。就此而言这是不利的，因为在不同的应用中由于特定的边界条件而不能够确定半导体光源的工作频率。
在全部这些应用中，所应用的电压转换器或者硬开关地驱动或者以简单的ZVS(Zero Voltage switching零电压开关)来驱动。这具有效率更差的缺点。发明内容
本发明的目的是，提供一种用于驱动至少两个半导体光源的电路装置，所述电路装置不再具有上述缺点。
根据本发明，本发明的目的借助用于驱动至少两个半导体光源的电路装置来实现，所述电路装置具有:
-电能转换器,所述电能转换器具有至少一个开关,其中电能转换器输出脉动的直流电压或者交流电压，
-至少两个驱动支路，所述驱动支路中的每一个具有单向截止的或者短路的整流器，所述整流器具有输入端子、输出端子和参考电势，其中驱动支路与电能转换器耦合；
-至少一个电流补偿的扼流圈，其中电流补偿的扼流圈连接在开关和至少两个整流器之间，
-至少两个半导体光源，所述半导体光源各自连接在所属的整流器的输出端子和所述整流器的参考电势之间，其中电能转换器设计为具有谐振单元的谐振转换器，并且电流补偿的扼流圈的漏电感用作为谐振单元的谐振电感。通过所述措施能够节省组件成本和结构体积，并且转换器以高的效率运行，以便能够进一步降低结构体积。
谐振单元优选具有由电路补偿的扼流圈的漏电感和至少一个电容组成的串联电路。在此，电容优选与参考电势连接。通过该措施能够实现多重谐振的工作方式。
在一个实施形式中，电能转换器是E级转换器。这是简单有效的用于高频的转换器拓扑结构。
在一个优选的实施形式中，电能转换器是半桥转换器。所述转换器拓扑结构也能够用于低频并且以良好的效率工作。但是需要两个开关，所述两个开关中的一个是所谓的高端开关，所述高端开关的参考电势在时间上能够显著不同于所述第二开关的参考电势。
在另一优选的实施形式中，电能转换器是多重谐振的单元转换器，所述多重谐振的单元转换器类似于上述E级转换器而特征在于，所述单元转换器仅在其输入侧具有单独的有源开关。除E级转换器之外，每个这种转换器也称作为单开关直流电压转换器。所述单元转换器通过谐振的工作方式而极其有效地工作。单元转换器在实施形式中作为降压型的(Buck)、升压型的(Boost)或升降压型的实施形式(buck-boost或者扼流圈逆转换器、Cuk、Zeta、SEPIC)存在。
优选地，谐振电容器与被转换器拓扑结构所包括的功率半导体中的每个并联。这引起显著的电路负载，使得功率半导体能够在ZVS模式中工作，即在无电压的情况下连接。这种转换器通常称作为多重谐振的转换器，所述多重谐振的转换器在双ZVS模式中工作。
相对于非谐振的或者硬开关的单开关直流电压转换器，多重谐振的单元转换器需要通过特殊的、与状态相关的并且频率可变的PWM (脉冲宽度调制)来激励所述单元转换器的有源开关，其中所述非谐振的或者硬开关的单开关直流电压转换器的有源半导体开关通常借助固定频率的或者基于导通时间的PWM (on-time-orientierter PWM)来激励。观察经过有源开关的电压，并且首先当所述有源开关的电压在最后的切断过程之后首次变为零或者首次具有最小值时，才再次接通所述有源开关。
第一，与在单元转换器的输出侧上的二极管并联的谐振二极管可靠地限制所述二极管的截止电压，第二，限制所述二极管的接通电流，并且第三，限制所述二极管的切断和接通电压斜率。不需要对这样连接的二极管进行分开地监控，因为所述二极管在“自然的ZVS”中工作。每个多重谐振的单元转换器也在不调节的情况下产生限定的并且稳定的空转输出电压。第四，与没有所述谐振电容的在其他方面相同的单元转换器相比，并联于转换器输出二极管的所述谐振电容扩大了使有源开关能够在正确的ZVS中接通的工作范围。
提出借助于共同的电能转换器来准并联地驱动多个发光二极管和/或多个发光二极管支路，其中所述共同的电能转换器在每个发光二极管支路具有一个单向截止或者短路的整流器，其中流过发光二极管的电流的电流强度近似相同。仅必须对于在发光二极管的一个支路中或者在一个发光二极管中的电流进行调节。为此，应用输出脉动的直流电压或者交流电压的转换器。
由此，多个借助于转换器驱动的LED能够被置于相同的参考电势，这实现更好的冷却，因为例如全部的发光二极管能够直接地焊接在铜上，并且能够借助转换器驱动多个发光二极管支路。在应用发光二极管支路时，发光二极管的数量能够选择成，使得最佳地利用所应用的隔离强度(Isolationsfestigkeit)。根据本发明，也能够并联具有不同数量的发光二极管。在此，仅需要一个直流电压转换器来驱动全部发光二极管。另一优点是，与至今为止对于每个发光二极管或者每个发光二极管支路而言需要自身的转换器的现有技术相比，连接方面的耗费显著更小。
该设计能够传递到任意的直流电压转换器拓扑结构上(升压型的和/或降压型的转换器拓扑结构)。各个发光二极管的调光可以分别借助于与发光二极管并联的晶体管来进行，所述晶体管借助脉冲宽度调制信号来激励。转换器的全部输出端由于电流调节和电流平衡而是抗短路的。电路能容忍在发光二极管的正向电压中的偏差。在此，该接线原理能够用于任意的输入电压，并且例如能够应用6Vdc (手电筒)、12Vdc (机动车)、24Vdc (载重汽车)直至277Vac的输入电压。电路必须相应地进行匹配，并且可能包含的晶体管也用于电压匹配，并且可能地也用于隔离，以便遵守相应的安全要求。
用于驱动至少两个半导体光源的根据本发明的电路装置的其他有利的改进形式和设计方案从其他的从属权利要求中和从下面的描述中得出。
本发明的其他的优点、特征和细节根据实施例的下面的描述以及根据附图来得出，在所述附图中相同的或功能相同的元件设有相同的附图标记。在此示出:
图1示出用于对两个LED电流1l和12进行平衡的电流补偿的扼流圈Lcm的应用原理，
图2示出与LED正向电压Vol和Vo2无关地在大的范围内对经过电流补偿的扼流圈Lcm的两个输出电流1l和12进行平衡，
图3示出尽管负载非常不同但还对两个输出电路1l和12进行平衡，
图4示出在电路开路的故障情况下对D2进行自动的桥接，
图5示出与经过Rl和R2的负载无关地在大的范围内对经过电流补偿的扼流圈Lcm的两个输出电流1l和12进行平衡，
图6示出取消整流和在电流源的负载不平衡的情况下经过发光二极管的电流的不连续的流动，
图7示出弃用整流和经过发光二极管的、在电流源的负载平衡的情况下电流的不连续的流动，
图8a示出借助于根据电路变型形式A (树形结构)的多个连接的电流补偿的扼流圈对多个发光二极管或发光二极管支路进行平衡，
图Sb示出借助于根据电路变型形式B (环形结构)的多个连接的电流补偿的扼流圈对多个发光二极管或发光二极管支路进行平衡，
图Sc示出没有Lcm5的电路变型形式B的一个实施形式，
图8d示出具有作为整流器的不平衡的倍加电路和用于实现交流电流源的ZVS半桥电路的没有Lcm5的电路变型形式B的一个实施形式，
图Se示出具有作为整流器的不平衡的倍加电路和用于实现交流电流源的E级转换器的没有Lcm5的电路变型形式B的一个实施形式，所述E级转换器此外将电流补偿的扼流圈的漏电感用作为谐振电感，
图8f示出借助于根据电路变型形式C (串并联结构)的多个连接的电流补偿的扼流圈对多个发光二极管和发光二极管支路进行平衡，
图Sg示出借助于根据具有尤其有利的电流测量电路的电路变型形式C的多个连接的电流补偿的扼流圈对多个发光二极管和发光二极管支路进行平衡，
图9示出通过相应地连接分别具有1:1的线圈匝数比的三个电流补偿的扼流圈Lcml……Lcm3来对发光二极管电流以3:5的比例进行不均匀的划分，
图1Oa示出具有电流平衡器和两个输出端并且具有发光二极管电流测量值的电感性耦合输出的扼流圈降压转换器，其中所述输出端分别具有不属于自身的转换器拓扑结构的通量二极管(Flussdiode),
图1Ob示出具有根据图1Oa的两个输出端和电流平衡器以及用于识别在转换器电感LI中的断续电流的比较器Cmpl的扼流圈降压转换器，其中借助于LED电流测量数值确定电阻，
图1Oc示出具有电流平衡器和三个输出端的扼流圈降压转换器，
图11示出借助于具有电流平衡器和两个输出端的扼流圈降压转换器的电流平衡，
图12示出电流平衡的更加准确的视图，
图13示出具有电流平衡器和两个输出端的扼流圈降压转换器的一个特别有利的实施形式，所述扼流圈降压转换器将电流补偿的扼流圈的漏电感用作为转换器电感，
图14对比地示出与具有电流平衡器和两个输出端的扼流圈降压转换器的其他测量，
图15示出在具有电流平衡器和两个输出端的扼流圈降压转换器的尤其有利的实施形式中通过提高输入电压来提高输出电流，
图16a示出在变型形式Al中的、基于Cuk转换器的、具有两个输出端的升降压转换器，
图16b示出在变型形式A2中的、基于Cuk转换器的、具有两个输出端的升降压转换器，其中电流补偿的扼流圈的两个漏电感形成转换器输出端电感，
图17a示出在变型形式BI中的、基于Cuk转换器的、具有两个输出端的升降压转换器，所述输出端具有仅一个转换器输出端电感，为此但是`每个输出端具有不属于自身的转换器拓扑结构的通量二极管，
图17b示出在变型形式B2中的、基于Cuk转换器的、具有两个输出端的升降压转换器，其中通过电流补偿的扼流圈的漏电感形成转换器输出端电感，并且其中每个输出端具有不属于自身的转换器拓扑结构的通量二极管，
图18a示出在第一变型形式中的、基于SEPIC转换器的、具有两个输出端的升降压转换器，
图18b示出在第二变型形式中的、基于SEPIC转换器的、具有两个输出端的升降压转换器，其中通过电流补偿的扼流圈的漏电感形成转换器输出端电感，
图19示出具有由Lr、Crl和Cr2组成的谐振输出回路的半桥逆变器实现以与图8c中的没有Lcm5的电路变型形式B类似的布置的交流电流源，
图20a示出具有反向短路的整流器或者不平衡的倍压器的半桥逆变器，(与图8d相同!)，
图20b示出具有反向短路的整流器的半桥逆变器的另一示图，其中每个电流补偿的扼流圈通过由变压器和两个漏电感Ls组成的替代电路来替代，并且其中漏电感与谐振电感Lr串联地作用，
图20c示出具有反向短路的整流器的半桥逆变器的一个有利的改进形式，其中漏电感Ls的整体完全地承担谐振扼流圈Lr的功能，并且其中每个整流器输入端表明一个谐振电容，以便改进用于多重谐振的半桥转换器的电路，
图21a示出具有三个反向截止的和三个正向截止的整流器的半桥逆变器，
图21b示出图21a中的半桥逆变器的另一视图，其中每个电流补偿的扼流圈通过由变压器和两个漏电·感Ls组成的替代电路来替代，并且其中漏电感与谐振电感Lr串联地作用，
图21c示出图21b的半桥逆变器的一个有利的改进形式，其中漏电感Ls的整体完全地承担谐振扼流圈Lr的功能，并且其中每个整流器输入端表明一个谐振电容，以便改进用于多重谐振的半桥转换器的电路，
图21d示出图21c的半桥逆变器的一个有利的改进形式，其中漏电感Ls的整体完全地承担谐振扼流圈Lr的功能，所述半桥逆变器具有附加的变压器Tr，所述附加的变压器用于电流分离和/或用于电压匹配，
图21e示出图21d的、具有初级侧电流测量的半桥逆变器的一个有利的改进形式，
图21f示出具有纯反向截止的整流器和附加的变压器Tr的半桥逆变器的一个优选的改进形式，所述附加的变压器用于电流分离和/或用于电压匹配，其中变压器具有两个次级绕组nsl和ns2，所述次级绕组反向地极化，
图22示出具有固定频率的脉冲宽度调制的脉冲宽度调制调节器，
图23示出以在临界导通模式工作的脉冲宽度调制调节器，其中开关频率和接通或断开持续时间都不是恒定的，
图24示出基于电流模式控制原理的调节器，
图25示出具有三个输出端和电流方向及电流过零检测的扼流圈降压转换器的另一实施方案，
图26示出具有两个输出端的扼流圈升压转换器，其中电流补偿的扼流圈必须置于转换器的不考虑用于电感的部位处，因此，需要与转换器输入端电感耦合的附加的电压限制支路，
图27示出具有对电路补偿的扼流圈的退磁进行相应监控的扼流圈逆转换器，
图28a示出在两个反向短接的整流器与倍压器(VVD电路类型)串联的情况下，用于通过在电容器CO上出现的直流电压VO对两个负载电流Il和12进行平衡的电路装置的原理图，
图28b示出在两个反向短接的整流器与电流输出端(⑶电路类型)串联的情况下，用于通过在电容器CO上出现的直流电压VO对两个负载电流Il和12进行平衡的电路装置的原理图，
图28c示出对于li>0的情况下，在VVD类型中的情况，
图28d示出对于Ii=O的情况下，在VVD类型中的情况，
图28e示出对于Ii〈O的情况下，在VVD类型中的情况，
图28f示出根据图28a的所选出的电流和电压变化，
图28g示出在反向截止的和正向截止的整流器与单一的电压输出端(VD电路类型)并联的情况下，用于在电压供应路径中通过在电容器CO上出现的直流电压VO对两个负载电流Il和12进行平衡的电路装置的原理图，
图28h示出对于Ii>0的情况下，根据图28k的类型VD中的情况，
图28i示出对于Ii=O的情况下，根据图28k的类型VD中的情况，
图28j示出对于li〈0的情况下，根据图28k的类型VD中的情况，
图28k示出在反向截止的和正向截止的整流器与单一的电压输出端(VD电路类型)并联的情况下，用于通过在电容器CO上出现的直流电压VO对两个负载电流Il和12进行平衡的电路装置的原理图，其中所述电容连接在电压源和参考电势之间，
图29a示出用于尽管负载不同而对LED电流111、112、……、132进行平衡的电路装置(电路类型VVDa)，
图29b示出用于尽管负载不同而对LED电流111、112、……、132进行平衡的电路装置(电路类型⑶a)，
图29c示出用于尽管负载不同而对LED电流111、112、……、132进行平衡的电路装置(电路类型VDa)，
图29d示出用于尽管负载不同而借助不同的整流器对对LED电流111、112、……、132进行平衡的电路装置(电路类型⑶VVDVDa)，
图30a示出用于尽管负载不同而对LED电流111、112、……、132进行平衡的电路装置(电路类型VVDb)，
图30b示出用于尽管负载不同而对LED电流111、112、……、132进行平衡的电路装置(电路类型⑶b)，
图30c示出用于尽管负载不同而对LED电流111、112、……、132进行平衡的电路装置(电路类型VDb)，
图30d示出用于 尽管负载不同而借助不同的整流器对对LED电流111、112、……、132进行平衡的电路装置(电路类型⑶VVDVDb )，
图31示出用于尽管负载已接通并且不同而对LED电流I1、12、13和14进行平衡的电路装置(电路类型VVDb )，
图32示出作为用于对根据图31的电路进行馈电的源的E级转换器，
图33示出具有作为电流分配器网络的电流补偿的扼流圈Lcm的原则上的转换器装置，
图34示出作为转换器的“构件块”的可能性A)至C)，其中借助于两个电容器防止直流电流经过电流补偿的扼流圈Lcm，
图35示出将图34中可能性A)至C)合成一个图以用于扩展谐振单元，其中示出可选的谐振电容Cr (在此示例地接地)，
图36示出根据图35的组件的概括图，
图37示出具有绘出的谐振单元CCCl的根据图2的电路，
图38示出利用电流补偿的扼流圈的漏电感的ZVS半桥转换器，
图39a示出具有用于实现ZVS的谐振元件的所表明的位置的降压型变换器或者降压转换器的基本结构，
图39b示出具有用于实现ZVS的谐振元件的所表明的位置的升压型变换器或者升压转换器的基本结构，
图39c示出具有用于实现ZVS的谐振元件的所表明的位置的Cuk转换器的基本结构，
图40示出多重谐振的Cuk转换器,所述Cuk转换器应用电流补偿的扼流圈Lcml以用于对两个LED电流1l和12进行平衡，并且所述Cuk转换器利用Lcml的漏电感作为谐振电感，
图41示出多重谐振的Cuk转换器的电压和电流形式，
图42示出多重谐振的、固有电流平衡的SEPIC转换器，
图43示出多重谐振的、固有电流平衡的Zeta转换器，
图44示出具有用于硬开关的整流器二极管的用于固有电流平衡的E级转换器，
图45示出多重谐振的、固有电流平衡的E级转换器，
图46示出多重谐振的、固有电流平衡的降压转换器，
图47示出多重谐振的、固有电流平衡的升压转换器，
图48示出多重谐振的、固有电流平衡的扼流圈逆转换器，
图49示出通过以树形连接的3个电流补偿的扼流圈组成的、具有4个固有电流平衡的输出端的多重谐振的Cuk转换器，
图50示出通过以对称的环形连接的3个电流补偿的扼流圈组成的、具有3个固有电流平衡的输出端的多重谐振的Cuk转换器，
图51示出具有2个输出端的多重谐振的Cuk转换器，所述输出端的电路通过3个电流补偿的扼流圈固有地以彼此间3:5的比例来调整，
图52示出多重谐振的、固有电流平衡的回扫转换器，
图53a示出具有输出端的共同的正极的、隔离形式的、多重谐振的、固有电流平衡的Cuk转换器，
图53b示出完全隔离形式的、多重谐振的、固有电流平衡的Cuk转换器，
图54a示出具有输出的共同的负极的、隔离形式的、多重谐振的、固有电流平衡的Zeta转换器，
图54b示出完全隔离形式的、多重谐振的、固有电流平衡的Zeta转换器，
图55a示出具有分开的阻塞电容器的、完全隔离形式的、多重谐振的、固有电流平衡的SEPIC转换器，
图55a示出具有共同的阻塞电容器的、完全隔离形式的、多重谐振的、固有电流平衡的SEPIC转换器。
具体实施方式
图1示出借助于电流补偿的扼流圈对LED电流进行平衡的发明原理，如在电网滤波器中使用所述电流补偿的扼流圈以用于衰减共模干扰，即所谓的CommonMode StSrimgen。然而，与作为滤波器的这种应用相反，在此，总是将电流补偿的扼流圈的2个端子相互连接。交流电流源提供电流Ii，所述电流由电流补偿的扼流圈Lcm分成两个相同的电流Icml和I cm2。所述电流通过整流器Rel和Re2来整流。所得出的直流电流1l和12同样具有相同的强度并且对发光二极管Dl和D2馈电。直流电流1l和12与所应用的二极管的正向电压Vol和Vo2无关地极其良好地接近。根据所注入的电流Ii和所应用的整流器装置连同也就是发光二极管的负载一起来调整在交流电流源Vi处的电压。
图2示出作为不平衡的倍压器电路的整流器的具体的实施方案。代替不平衡的倍压器电路，也能够应用例如半波整流器的其他的整流器电路、平衡的倍压器或者也称作级联电路或者科克罗夫-瓦耳顿电路(Cockroft-Walton-Schaltung)的多级的倍压器电路。
在此通常重要的是，两个电流Icml和Icm2在每个周期应当或者必须经过零点，因此再次对电流补偿的扼流圈的芯进行退磁。否则，在几个周期之后，电流补偿的扼流圈失去其用于平衡的作用，因为芯由于直流电压部分而进入饱和，并且然后两个不相互耦合的线圈被剩下，所述线圈分别具有与漏电感相符的电感。
图3a示出图2中示出的电路的另一实施方案，其中在两个输出端处存在极其不同的负载。现在，相对于图2，在一个输出端处应用由两个发光二极管组成的发光二极管支路，相反，在第二输出端处的单独的发光二极管能够间歇地借助于晶体管Ql来短路。借助于控制信号V能够经由脉冲宽度调制PWM实现发光二极管D2的调光。
在此，电流源将借助具有48kHz频率和50欧姆串联电阻的正弦发生器来实现。根据信号发生器的振幅列出如在下面示出的表格中的情况I至3。在情况I和2中，晶体管Ql断开(0%占空度)，相反，在情况3中，晶体管接通(100%占空度)。尽管两个输出端的负载非常不同，仍识别出两个输出电流1l和12的极其良好的平衡。
权利要求
1.用于驱动至少两个半导体光源的电路装置，具有: -电能转换器(LI，Ql, SI，D1)，所述电能转换器具有至少一个开关(Q1，SI)，其中所述电能转换器(LI，Ql, SI，Dl)输出脉动的直流电压或者交流电压； -至少两个驱动支路，所述驱动支路中的每一个具有单向截止的或者短路的整流器，所述整流器具有输入端子、输出端子和参考电势，其中每个整流器包含正好一个整流器二极管(D10，D20)，其中所述驱动支路与所述电能转换器(LI，Ql, SI，Dl)耦合； -至少一个电流补偿的扼流圈(Lcml),其中所述电流补偿的扼流圈(Lcml)连接在所述开关(SI)和所述至少两个整流器之间， -至少两个半导体光源(Dll，D21)，所述半导体光源各自连接在所属的所述整流器的输出端子和所述整流器的参考电势之间， 其中所述电能转换器(LI，QI，SI，DI)设计为具有谐振单元(CI，LsI，C11，Ls2，C21)的谐振转换器，其中谐振电容器(Cl，Cll, C21，C31，C41)与转换器拓扑结构所包括的开关中的每个并联并且与 所述转换器拓扑结构所包括的整流器二极管中的每个并联，并且其中所述电流补偿的扼流圈(Lcml)的漏电感(Lsl，Ls2)用作为所述谐振单元(Cl，Lsl, Cll, Ls2,C21)的谐振电感(Lsl，Ls2)。
2.根据权利要求1所述的电路装置，其特征在于，借助所述电流补偿的扼流圈(Lcml)的漏电感(Lsl，Ls2)，所述谐振单元((:1，1^1，(:11，1^2，021):每当所述开关(01，51)不导通并且同时所述整流器二极管(D10，D20)中的至少一个导通时形成经由所述整流器二极管闭合的串联谐振回路；每当所述整流器二极管不导通并且同时所述开关导通时，从所述整流器的角度看形成并联谐振回路；每当所参与的所述开关和所述整流器二极管中的至少一个不导通时，形成所述串联谐振回路和所述并联谐振回路的混合；并且每当开关(Q1，SI)和整流器二极管(D10，D20)导通时，形成纯的电流时间积分器。
3.根据权利要求2所述的电路装置，其特征在于，所述谐振单元具有至少一个电容(Cl，Cll, C21)，所述至少一个电容与所述参考电势连接。
4.根据权利要求1或3所述的电路装置，其特征在于，所述电能转换器是E级转换器。
5.根据权利要求1、2或3所述的电路装置，其特征在于，所述电能转换器是降压型变换器、升压型变换器、扼流圈逆转换器、Cuk变换器、SEPIC变换器或Zeta变换器。
6.根据权利要求1、2或3所述的电路装置，其特征在于，所述电能转换器是扼流圈逆转换器、SEPIC变换器或Zeta变换器，所述电能转换器的相应的内部的转换电感(LI，LlO,L20)通过变压器(LI，L10, L20)来替代，并且所述电能转换器的漏电感用作为谐振电感并且就其效果而言加到至少一个所述电流补偿的扼流圈(Lcml)的所述漏电感上。
7.根据权利要求1、2或3所述的电路装置，其特征在于，所述电能转换器是Cuk变换器或者E级转换器，所述电能转换器的内部的转换器串联电容(C10，C20)通过串联的附加的电容(C9)来扩展，并且所述电容之间的节点(C9-C’ 10，C9-C’ 20)被断开，其中在断开处装入变压器(Tl)，并且所述电能转换器的漏电感用作为谐振电感并且就其效果而言加到至少一个所述电流补偿的扼流圈(Lcml)的所述漏电感上。
8.根据权利要求8或9所述的电路装置，其特征在于，所述变压器(Tl，LI，L10,L20)具有与所述电路装置所包含的驱动支路一样多的次级绕组，使得各个所述驱动支路的所述参考电势不相互连接，并且使得连带地利用至少一个所述电流补偿的扼流圈(Lcml)的在所述变压器的绕组之间 的隔离效果。
全文摘要
本发明涉及一种用于驱动至少两个半导体光源的电路装置，其具有具有至少一个开关的电能转换器，其中电能转换器输出脉动的直流电压或者交流电压；至少两个驱动支路，所述驱动支路中的每一个具有单向截止的或者短路的整流器，其具有输入端子、输出端子和参考电势，其中驱动支路与电能转换器耦合；至少一个电流补偿的扼流圈，其中电流补偿的扼流圈连接在开关和至少两个整流器之间；至少两个半导体光源，所述半导体光源各自连接在所属的整流器的输出端子和其参考电势之间，其中电能转换器设计为具有谐振单元的谐振转换器，并且电流补偿的扼流圈的漏电感用作为所述谐振单元的谐振电感。
文档编号H05B33/08GK103155703SQ201180047448
公开日2013年6月12日 申请日期2011年9月23日 优先权日2010年9月29日
发明者费利克斯·弗兰克, 伯恩哈德·西塞格 申请人:欧司朗股份有限公司