它激振荡开关电路和对负载进行操作的负载驱动器电路的制作方法
【专利摘要】实施例提供它激振荡开关电路，包括：自激振荡开关电路（2），其包括变压器电路和与所述变压器电路耦接的自激振荡开关电路开关（Q1、Q2），该自激振荡开关电路（2）用于接收高压直流电力来产生变压器交流电力和自激控制信号以控制所述自激振荡开关电路开关（Q1、Q2）；它激控制电路（5），其包括它激控制电路开关和它激控制电路绕组，该它激控制电路（5）用于通过其生成的脉冲宽度调制PWM信号控制所述它激控制电路开关以使得耦合到所述变压器电路的它激控制电路绕组短路来控制所述自激振荡开关电路开关（Q1、Q2）。实施例还提供一种用于对负载进行操作的负载驱动器电路，包括如上所述的它激振荡开关电路。
【专利说明】它激振荡开关电路和对负载进行操作的负载驱动器电路
【技术领域】
[0001]本实用新型总体上涉及一种对负载进行操作的驱动器电路，更特别地涉及驱动LED的包括它激式振荡电路的驱动器电路。
【背景技术】
[0002]本部分中描述的装置能够被实行，但未必是已被预先构思或实行的方法。因此，除非在本文中另外指明，否则本部分中描述的装置对于本申请中的权利要求而言不是现有技术并且不通过包括在本部分中而被承认为现有技术。此外，本公开的所有实施例不必解决在本部分中提出的问题中的全部(或甚至任一个)。
[0003]在已知的包括LED的器件中，电子驱动器用于将合适的负载电流提供给LED。这种器件可以是具有LED背光的LCD显示器、汽车灯光组件(例如组合尾灯(RCL))或任何其它照明器件。随着LED价格不断地降低，LED系统里驱动器的价格的比重也越来越大，因此电子驱动器价格压力随之增大，因此这种电子驱动器通常优选地是低成本电路。合适的低成本驱动器电路可以是已知的自激振荡驱动器电路。已知的自激振荡电路的缺点是其振荡频率难以由控制电路所改变，这将导致一系列的问题。具体地说，自激式是振荡电路中最原始的振荡方法，也叫自由振荡。在自由振荡的整个回路中，包括负载在内的所有元器件都参与振荡的协调工作，都可以决定和改变振荡电路的工作频率甚至振荡与否(也包括供电电压、环境温度等外在因素)，因此，整个电路的振荡包含有很大的偶然成分，这是质量不稳定的最大因素。此外，振荡频率的不可控性，导致其与驱动器电路的谐振频率通常不匹配，从而使得驱动器电路经常呈容性，这也是导致器件容易损坏的重要原因。
实用新型内容
[0004]因此，需要一种电路，可以解决上面所提到的至少一个问题。
[0005]为此，根据本公开的一方面，提供一种它激振荡开关电路，包括:自激振荡开关电路，其包括变压器电路和与所述变压器电路耦接的自激振荡开关电路开关，可操作接收高压直流电力来产生变压器交流电力和自激控制信号以控制所述自激振荡开关电路开关；它激控制电路，包括它激控制电路开关和它激控制电路绕组，并通过控制所述它激控制电路开关以使得耦合到所述变压器电路的它激控制电路绕组短路来控制所述自激振荡开关电路开关。
[0006]根据本公开的另一方面，还提供一种用于对负载进行操作的负载驱动器电路，包括如上所述的它激振荡开关电路。
[0007]通过本公开的设备，实现了以它激控制电路来控制负载驱动器电路的工作频率。
[0008]通过以下当前优选实施方式的详细描述以及参考附图进行阅读，本公开的前述和其他特征及优势将变得更加明显。该详细描述和附图仅用于说明本公开，而不是限制由所附权利要求书及其等同物定义的本公开的范围。【专利附图】
【附图说明】
[0009]为了更透彻地理解本公开的内容，下面参考结合附图所进行的下列描述，在附图中:
[0010]图1示出根据本公开的它激负载驱动器电路的第一实施例的一个电路图；
[0011]图2示出根据本公开的它激负载驱动器电路的第一实施例的另一电路图；
[0012]图3示出根据本公开的它激负载驱动器电路的第二实施例的电路图；
[0013]图4示出根据本公开的它激负载驱动器电路的第二实施例的另一电路图；
[0014]图5示出根据本公开的它激负载驱动器电路的第三实施例的电路图。
【具体实施方式】
[0015]在下面的详细描述中，参考作为其一部分的附图，其中以图示的方式示出了其中可以实现本公开的具体实施例。以足够的细节描述这些实施例，使得本领域技术人员能够实现本公开，并且应该理解在不脱离本公开各个实施例的范围的情况下，可对实施例进行组合，或者可以利用其他实施例并且可以做出结构、逻辑和电气上的变化。因此，下面的详细描述不应该被视作限制性的，而应是说明性的。本公开的范围是由随附的权利要求书及其等同物限定的。
[0016]图1示出根据本公开的它激负载驱动器电路的第一实施例的电路图。从图中可以看出，其包括输入整流滤波电路1、开关电路2、启动电路3、输出整流滤波电路4和控制电路5。
[0017]输入整流滤波电路I把交流市电转换为平稳的高压直流信号，作为整个电路的能量供应。开关电路2用于将该高压直流电转换为适当电压的交流电，启动电路3用于启动开关电路2。输出整流滤波电路4将产生的交流电转换为对应的平稳的直流电，输出给负载LED供电，控制电路用于控制开关电路的工作频率。
[0018]如图1所示，所述的整流滤波电路I包括第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4，第一电容Cl ;其中第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第四二极管D4组成全桥整流器，第二二极管D2阴极接第一二极管Dl阳极，第四二极管D4阴极接第三二极管D3阳极，两个连接点接交流市电；第一二极管D1、第三二极管D3阴极相连，作为市电整流后的直流高压输出与第一电容Cl正极连接，第二二极管D2、第四二极管D4阳极和第一电容Cl另一端相连接地，作为整流后的输入端地；第一电容Cl正极作为整流滤波电路I的高压直流信号输出端。
[0019]所述开关电路2包括第一开关半导体器件Ql和第二开关半导体器件Q2，具体地说是双极型开关晶体管Ql和Q2，驱动电阻Rl、R2，变压器绕组Tl-1、T1-2和T1-3、第一电感L1、第二电容C2和第三电容C3。其中变压器绕组Tl-1是一次绕组，T1-2和T1-3是二次绕组。第二电容C2和第三电容C3的电容量相等。第一开关半导体器件Ql的集电极连接到输入的高压直流信号，基极与第一驱动电阻Rl的一端相连，Rl的另一端与变压器绕组T1-2的一端相连，Ql的射级与变压器绕组T1-2的另一端相连，并且与第二开关半导体器件Q2的集电极相连。类似地，Q2的基极与第二驱动电阻R2的一端相连，R2的另一端与驱动变压器T1-3的一端相连，Q2的射级与T1-3的另一端相连并接地。Τ1-1、Τ1-2和T1-3的同名端依次相邻，如图所示。C2的正极连接到输入的高压直流信号，C2的负极与C3的正极相连，并接到输出整流滤波电路4的一个连接点。Tl-1的一端与Ql的射级和Q2的集电极相连，Tl-1的另一端与电感LI的一端相连，电感LI的另一端与输出整流滤波电路4的另一个连接点相连。
[0020]所述启动电路3包括第四电阻R4、第五电容C5、触发二极管Dll和二极管D12构成。R4的一端接到输入的高压直流信号，另一端分别接二极管D12的正极、触发二极管Dll的一端和C5的正极，D12的负极与Ql的射级、Q2的集电极和Tl-1的一端相连。Dll的另一端与Q2的基极相连。
[0021]所述的输出整流滤波电路4与输入整流滤波电路I的结构类似。所述的输出整流滤波电路4包括第七二极管D7、第八二极管D8、第九二极管D9、第十二极管D10，第四电容C4 ;其中第七二极管D7、第八二极管D8、第九二极管D9、第十二极管DlO组成全桥整流器，第八二极管D8阴极接第七二极管D7阳极，第十二极管DlO阴极接第九二极管D9阳极，两个连接点分别接第三电容C3的正极和第一电感LI的一端；第七二极管D7、第九二极管D9阴极相连，作为整流后的直流输出与第四电容C4正极连接，第八二极管D8、第十二极管DlO阳极和第四电容C4另一端相连接地，作为整流后的输出端地；第四电容C4正极作为输出整流滤波电路4的直流信号输出端。
[0022]所述的控制电路5包括脉冲宽度调制(PWM)信号发生电路、第三电阻R3，双极型开关晶体管Q3、第五二极管D5、第六二极管D6、二级绕组T1-4和T1-5。其中PWM信号发生电路经过R3与Q3的基极相连，Q3的集电极与D5和D6的负极相连，Q3的射级接地。绕组T1-4的一端与D5的正极相连，另一端与绕组T1-5的一端相连并接地，T1-5的另一端与D6的正极相连。其中T1-4与T1-5的异名端相连。
[0023]下面来看电路的工作原理。首先了解一下，在没有控制电路的情况下，该驱动电路是如何工作的。
[0024]整个电路在接通220V市电供电后，Cl正极输出高压直流电，通过电阻R4 (也可以成为启动电阻)给C5充电，当C5的电压达到Dll的导通电压(约30伏)后，Dll导通，生成基电流，于是Q2导通。之后电路将开始振荡，过程将在下面详述。在电路振荡后将电容C5通过Q2快速放电。使Dll保持截止。
[0025]Q2导通后将形成这样的电流回路:电流从C3的正极流过D9，流到C4给C4充电，再流过D8，再从右至左流过LI，再从下至上流过电感T1-1，而后经过Q2的集电极、射级流到地，从而与C3的地端相接，形成一个完整的回路。这相当于对C3进行放电，即这是一个放电回路。同时，还形成另一条回路:来自Cl的电流对C2进行充电，而后流过D9，再流过C4对C4充电，再流过D8，再从右至左流过LI，再从下至上流过电感T1-1，而后经过Q2的集电极、射级流到地，从而与Cl的地端相接，形成一个完整的回路。这相当于对C2充电，即这是一个充电回路。
[0026]由于Q2的导通，使得电感LI上具有高电压(初始为C3的电压减去输出电压)，因此流过其的电流迅速增加，从而流过Tl-1的电流也不断增加，直到饱和，从而二级绕组T1-2和T1-3无法耦合出电压，Q2基极便没有了驱动电流，Q2关断。此时生成如下的电流回路:电流从LI流出，从下至上流过Tl-1又从下至上流过T1-2，经过Rl流到Ql的基极，并从Ql的集电极流出，分成两路，分别对Cl和C2充电。其中一路流到Cl的地端，经过C3的地端，流经D9、C4、D8回到LI。另一路依次经过C2、D9、C4、D8回到LI。由于LI流出的电流不断下降，Tl-1退出饱和状态，并且极性反转，引起二级绕组T1-2和T1-3耦合出的电压相比之前的电压极性反转，即T1-3上负下正，T1-2上正下负，于是Q2继续保持关断，而Ql的基极产生驱动电流，Ql导通。
[0027]Ql导通后形成这样的电流回路:电流从Cl的正极流出，经过Ql的集电极、射级、从上至下流过Tl-1，从左至右流过LI，再依次经过D7、C4、DIO、C3、C3的接地端回到Cl的接地端。这相当于对C3充电，即这是一个充电回路。同时还形成一条这样的回路:电流从C2的正极流出，经过Ql的集电极、射级、从上至下流过T1-1，从左至右流过LI，再依次经过
07、(:4、010到02的负极。这相当于对C2放电，即这是一条放电回路。
[0028]同样，由于Ql的导通，使得电感LI上具有高电压(初始为Cl的电压)，因此流过其的电流迅速增加，从而流过Tl-1的电流也不断增加，直到饱和，从而二级绕组T1-2和T1-3无法耦合出电压，Ql基极便没有了驱动电流，Ql关断。此时生成如下的电流回路:电流从LI流出，依次经过D7、C4、DlO对C3充电，流入C3的接地端，一路通过T1-3的接地端自下而上流过Tl-3、R2、Q2的基极、集电极，再从上而下流过Tl-1回到LI。同时还生成以下电流回路:电流从LI流出，依次经过D7、C4、DlO经过C2到Cl正极，流入Cl的接地端，一路通过T1-3的接地端自下而上流过T1-3、R2、Q2的基极、集电极，再从上而下流过Tl-1回到LI。
[0029]由于LI流出的电流不断下降，Tl-1退出饱和状态，并且极性反转，引起二级绕组T1-2和T1-3耦合出的电压相比之前Ql导通时的电压极性反转，即T1-2上负下正，T1-3上正下负，于是Ql继续保持关断，而Q2的基极产生驱动电流，Q2导通。
[0030]如此往复，形成自激式振荡。该电路的自激振荡控制无需单独供电,而是将市电整流滤波后的高压直流电力来生成变压器交流电力和自激控制信号来实现。
[0031]当控制电路开始工作时，即当生成PWM正脉冲信号时，Q3将被导通。此时，当Ql导通时，相应地，T1-4和T1-5上的电压是上正下负，由于从T1-4的正极到D5到Q3的集电极、射级、地、T1-4的负极形成回路，T1-4的电压骤降到很小(为D5和Q3的导通电压之和)，由于T1-4的短路，T1-2无法提供基电流给Q1，则Ql关断。Ql关断后，电流从LI流出，依次经过D7、C4、DlO对C3充电，流入C3的接地端，一路通过T1-3的接地端自下而上流过T1-3、R2、Q2的基极、集电极，再从上而下流过Tl-1回到LI。
[0032]由于LI流出的电流不断下降，Tl-1极性反转，引起二级绕组T1-2和Tl_3耦合出的电压相比之前Ql导通时的电压极性反转，即Τ1-2上负下正，Τ1-3上正下负，于是Ql继续保持关断，而Q2的基极产生驱动电流，Q2导通。
[0033]同理可以分析，当Q3导通时Q2是导通的，相应地，Tl_4和Tl_5上的电压是上负下正，由于从Τ1-5的正极到D6到Q3的集电极、射级、地、Τ1-5的负极形成回路，Τ1-5的电压骤降到很小(为D6和Q3的导通电压之和)，由于Τ1-5的短路，Τ1-3无法提供基电流给Q2，则Q2关断。
[0034]此时生成如下的电流回路:电流从LI流出，从下至上流过Tl-1又从下至上流过Τ1-2，经过Rl流到Ql的基极，并从Ql的集电极流出，分成两路，分别对Cl和C2充电。其中一路流到Cl的地端，经过C3的地端，流经D9、C4、D8回到LI。另一路依次经过C2、D9、C4、D8回到LI。由于LI流出的电流不断下降，Tl-1极性反转，引起二级绕组T1-2和T1-3耦合出的电压相比Q2导通时的电压极性反转，即T1-3上负下正，T1-2上正下负，于是Q2继续保持关断，而Ql的基极产生驱动电流，Ql导通。
[0035]这样就形成了对振荡开关电路3的振荡频率的控制。可以看出，经过控制的振荡频率是大于控制电路5不工作时的自激振荡频率的。
[0036]由于设计的电路都需要通过电磁干扰(EMI)滤波器的测试，在EMI干扰很大的情况下，EMI滤波器的选择，要么采用大的电容和电感，要么改变待测电路的工作频率，在抖动的状态下测试。前者成本较大，而本公开的实施例恰好可以解决这一点，根据本公开的实施例，工作频率可以由PWM信号来控制，因此很容易地实现频率抖动，从而可以以采用较小电容和电感的EMI滤波器来测试。
[0037]通过改变PWM信号，可以控制得出的交流电的大小，从而实现对负载LED的调光。
[0038]绕组T1-4/5可以看作电流上隔离的控制接口，这就带来一系列优势，比如减少了电路的开关损耗等等。
[0039]此外，绕组T1-4/5也可以作为PWM信号生成电路的供电电源(未示出)，可以将绕组T1-4/5产生的电压进行整流滤波以供给PWM信号生成电路。虽然绕组T1-4/5有短路的时刻，但这是非常短暂的，并不影响PWM信号生成电路的工作。
[0040]通过PWM信号造成的“硬关断”，开关切换地更快，且能够更方便地优化基极驱动波形，使晶体管的开关损耗最小，降低的开关损耗广生更闻的功率效率。
[0041]图2示出根据本公开的它激负载驱动器电路的第一实施例的另一电路图。其是对图1的进一步细化，重点在于说明PWM信号的生成方式。其采用555电路来生成PWM信号，由于555电路中7脚内集成了放大晶体管Q3和电阻R3，因此这里不再单独画出。其中555电路的2脚接6脚接电阻R5接二极管D13的正极，然后二极管DlO的负极与7脚相连并作为信号输出。2、6脚短路并通过C5电容接地，C3与电阻R7相连。4脚是复位信号，通过电阻R6拉到高电平，以使得555电路正常工作。R3的一端和8脚接入15伏直流电。当C5上的电压>10伏时，7脚短路接地，C5的电压通过R5、DlO放电。此时形成这样的环路:电流从C5依次经过R5、D10,7脚、从555电路内部短接I脚后流入地回到C5的负极。同时15伏的电压在经过R3对C3充电，但R5小R3设计得大，因此放电很快充电很慢，当C5电压降到5伏以下，7脚开路，555电路输出高电平(3脚)。
[0042]图3示出根据本公开的它激负载驱动器电路的第二实施例的电路图。其相比于图1，不同的在于控制电路5。其只采用了一个二级绕组T1-4，以场效应晶体管，如MOS管Q3、Q4代替晶体管。减少了绕组即降低了成本，由于MOS管内部天然有二极管，因此还省去了二极管，进一步降低了成本。当PWM信号为高电平时，Q3、Q4导通，参考上面参考如I所描述的控制电路的原理，当T1-4上正下负，电流将从T1-4正极流出，依次经过Q3、Q4回到T1-4的负极，此时T1-4的电压瞬间降得很低，为Q3、Q4电压之和，将引起Ql关断，同理可知，当T1-4上负下正，则将引起Q2关断。该控制电路的优点在于进一步简化了控制绕组的结构，且进一步降低了控制绕组上的短路电压。
[0043]根据本公开的实施例，同样可以以采用较小电容和电感的EMI滤波器来测试。
[0044]绕组T1-4可以看作电流上隔离的控制接口，这就带来一系列优势，比如减少了电路损耗等等。
[0045]通过改变PWM信号，可以控制得出的交流电的大小，从而实现对负载LED的调光。
[0046]通过在低频范围内(约50Hz)操作PWM信号，可以控制得出的交流电的大小，从而实现对负载LED的调光。
[0047]此外，绕组T1-4也可以作为PWM信号生成电路的供电电源(未示出)，可以将绕组T1-4产生的电压进行整流滤波以供给PWM信号生成电路。虽然绕组T1-4有短路的时刻，但这是非常短暂的，并不影响PWM信号生成电路的工作。
[0048]通过PWM信号造成的“硬关断”，开关切换地更快，且能够更方便地优化基极驱动波形，使晶体管的开关损耗最小，降低的开关损耗广生更闻的功率效率。
[0049]此外，减少了控制电路绕组的个数，进一步削减了成本。
[0050]图4示出用于根据本公开它激负载驱动器电路第二实施例的另一电路图。其实对图3的进一步细化，重点在于说明PWM信号的生成方式。其仍然采用555电路来生成PWM信号。该电路基本与图2相同，不同在于通过3脚高电平输出PWM信号，同时取代15伏电压接二极管D13。
[0051]图5示出根据本公开的它激负载驱动器电路的第三实施例的电路图。其不同于图1和图3的实施例在于控制电路5，其包括一个PWM信号生成电路、一个控制绕组T1-4，两个双极型开关晶体管Q3和Q4以及电阻R7和R8，其PWM信号生成电路与图3的相同。Q3和Q4的射级相连并接地，集电极分别与T1-4的两端相连，基极各与R7和R8的一端相连，而R7和R8的另一端接555电路的脚3。当PWM信号生成正脉冲，Q3和Q4导通。当T1-4上正下负时，电流从T1-4的正极流出，依次流经Q3的集电极、射级、Q4的射级、集电极回到T1-4的负极。此时T1-4的电压瞬间降得很低，为Q3、Q4电压之和，将引起Ql关断。R7的作用在于限流，因为晶体管是电流控制型，不同于电压控制型的MOS管，因此无需很大的电压。同理可知，当T1-4上负下正，则将引起Q2关断。
[0052]根据本公开的实施例，同样可以以采用较小电容和电感的EMI滤波器来测试。
[0053]绕组T1-4可以看作电流上隔离的控制接口，这就带来一系列优势，比如减少了电路的开关损耗等等。
[0054]通过改变PWM信号，可以控制得出的交流电的大小，从而实现对负载LED的调光。
[0055]此外，绕组T1-4也可以作为PWM信号生成电路的供电电源(未示出)，可以将绕组T1-4产生的电压进行整流滤波以供给PWM信号生成电路。虽然绕组T1-4有短路的时刻，但这是非常短暂的，并不影响PWM信号生成电路的工作。
[0056]通过PWM信号造成的“硬关断”，开关切换地更快，且能够更方便地优化基极驱动波形，使晶体管的开关损耗最小，降低的开关损耗广生更闻的功率效率。
[0057]此外，减少了控制电路绕组的个数，进一步削减了成本。
[0058]图6示出根据本公开的它激负载驱动器电路的第四实施例的电路图。其PWM信号生成电路与图4相同。其不同于图1、图3和图5的实施例在于控制电路5。其包括四个二极管D14，D15, D16, D17形成的全桥整流电路，二极管的两个连接点分别接绕组T1-4的两端。通过四个二极管D14，D15, D16, D17构成的全桥整流电路把绕组T1-4的交流电压整流成直流电压后由Q3来进行控制。PWM信号生成电路经过电阻R7与与Q3相连。当PWM信号控制Q3打开时，当T1-4的电压上正下负时，电流从T1-4的正极经过D16、Q3的集电极、射级、D15回到T1-4的负极；而当T1-4上负下正时，电流从T1-4的正极经过D14、Q3的集电极、射级、D17回到T1-4的负极。T1-4两端的电压瞬间降得很低，为Q3的导通电压，从而引起开关Ql和Q2的切换。[0059]根据本公开的实施例，同样可以以采用较小电容和电感的EMI滤波器来测试。
[0060]绕组T1-4可以看作电流上隔离的控制接口，这就带来一系列优势，比如减少了电路的开关损耗等等。
[0061]通过改变PWM信号，可以控制得出的交流电的大小，从而实现对负载LED的调光。
[0062]此外，绕组T1-4也可以作为PWM信号生成电路的供电电源(未示出)，可以将绕组T1-4产生的电压进行整流滤波以供给PWM信号生成电路。虽然绕组T1-4有短路的时刻，但这是非常短暂的，并不影响PWM信号生成电路的工作。
[0063]通过PWM信号造成的“硬关断”，开关切换地更快，且能够更方便地优化基极驱动波形，使晶体管的开关损耗最小，降低的开关损耗广生更闻的功率效率。
[0064]此外，减少了控制电路绕组的个数，进一步削减了成本。
[0065]如这里为了本公开的目的所使用的，术语“LED”应当理解为包括任意电致发光二极管或者其他类型的载流子注入/基于结的系统，其能够生成辐射来响应电信号。因此，术语LED包括但不限于:响应电流发光的各种基于半导体的结构、发光聚合物、有机发光二极管(OLED)、电致发光条等。具体地，术语LED指的是所有类型的发光二极管(包括半导体和有机发光二极管)，其可以配置用于生成红外光谱、紫外光谱和可见光谱(通常包括波长从大约400纳米到大约700纳米的辐射)各种部分的一个或多个中的辐射。LED的某些例子包括但不限于:各种类型的红外光LED、紫外光LED、红光LED、蓝光LED、绿光LED和白光LED(下面进一步讨论)。还应当理解，LED可以配置和/或控制用于生成具有针对给定光谱(例如，窄带宽、宽带宽)的各种带宽(例如，半极大处全宽度，或FWHM)，以及给定通用颜色分类内的各种主波长的辐射。
[0066]例如，配置用于生成基本上白光的LED的一个实现(例如，白光LED)可以包括多个管芯，该些管芯分别发出不同的电致发光光谱，组合在一起混合形成基本上白色的光。在另一实现中，白光LED可以与荧光材料相关联，该荧光材料将具有第一光谱的电致发光转换成不同的第二光谱。在此实现的一个示例中，具有相对短波长和窄带宽光谱的电致发光“激励”荧光材料，该荧光材料反过来辐射具有略微更宽光谱的更长波长的辐射。
[0067]还应当理解，术语LED不限制LED的物理和/或电封装类型。例如，如上文所讨论，LED可以指的是具有多个配置用于分别发出不同辐射光谱(例如，可以或者可以不独立控制)的管芯的单个发光器件。同样，LED可以与被认为是该LED(例如，某些类型的白光LED)组成部分的荧光剂相关联。通常，术语LED可以指的是:经封装的LED、未封装的LED、表面安装的LED、板载芯片LED、T-封装安装LED、径向封装LED、功率封装LED、包括某些类型的包装和/或光学元件(例如，漫射透镜)的LED等。
[0068]在本文中，术语“一”或“一个”包括单数各或多于一个的复数个。术语“或”被用于指不排除的或(nonexclusive or)，除非另有所指。术语“第一”、“第二”和“第三”等仅被用作标签，并且不意在对其对象施加数值要求或顺序要求。
[0069]虽然这里描述并说明了若干实施方式，但是本领域的普通技术人员应当容易想到用于执行所述功能和/或获得所述结果和/或一个或多个所述优势的各种其他装置和/或结构，并且每个这种变化和/或修改被认为是在所述本公开实施方式的范围内。更通常地，本领域技术人员容易理解这里描述的所有参数、尺寸、材料和配置用意在于示例，因此实际参数、尺寸、材料和/或配置将依赖于本公开教导使用的特定应用。本领域技术人员应当认识到，或能够仅使用常规检查确定，这里所描述的特定实施方式的许多等同物。因此，应当理解前述实施方式仅以示例的方式呈现，并且在所附权利要求书及其等同物的范围内，除了特定描述与要求之外还可以实践公开的实施方式。本公开的实施方式针对这里所描述的每个独立的特征、系统、制品、材料、套件和/或方法。另外，两个或多个这种特征、系统、制品、材料、套件和/或方法的任何组合，如果这种特征、系统、制品、材料、套件和/或方法不相互不一致，那么包括在本公开的范围内。
[0070]还应当理解，除非明确指示相反，在这里所要求的包括不止一个步骤或动作的任何方法中，方法的步骤或动作的顺序没必要受限于所列举方法的步骤或动作的顺序。
[0071]在权利要求书中，以及在上文的说明书中，诸如“构成”、“包括”、“承载”、“具有”、“包含”、“涉及”、“持有”、“合成”之类的所有过渡词语应当理解为开放式的，即，意味着包括但又不进行限制。只有过渡词语“组成”和“主要组成”应当分别为封闭或半封闭的过渡词语。
[0072]此外，术语耦合定义为连接，但不一定是直接连接，也不一定通过导线连接。
【权利要求】
1.一种它激振荡开关电路，其特征在于包括: 自激振荡开关电路(2)，其包括变压器电路和与所述变压器电路耦接的自激振荡开关电路开关(Q1、Q2)，所述自激振荡开关电路(2)用于接收高压直流电力来产生变压器交流电力和自激控制信号以控制所述自激振荡开关电路开关(Ql、Q2); 它激控制电路(5)，其包括它激控制电路开关和它激控制电路绕组，所述它激控制电路(5)用于通过其生成的脉冲宽度调制PWM信号控制所述它激控制电路开关以使得耦合到所述变压器电路的它激控制电路绕组短路来控制所述自激振荡开关电路开关(Ql、Q2)。
2.如权利要求1所述的它激振荡开关电路，其特征在于:所述它激控制电路开关(Q3)包括第一它激控制电路开关，所述它激控制电路绕组(Tl-4、T1-5)包括第一它激控制电路绕组和第二它激控制电路绕组，并且当所述它激控制电路开关(Q3)导通时，所述第一它激控制电路绕组或所述第二它激控制电路绕组短路。
3.如权利要求1所述的它激振荡开关电路，其特征在于:所述它激控制电路开关(Q3、Q4)包括第一它激控制电路开关和第二它激控制电路开关，所述它激控制电路绕组(T1-4)包括第一它激控制电路绕组，并且当所述它激控制电路开关导通时，所述第一它激控制电路绕组(T1-4)短路。
4.如权利要求1所述的它激振荡开关电路，其特征在于:所述它激控制电路开关(Q3)包括第一它激控制电路开关，所述它激控制电路绕组(T1-4)包括第一它激控制电路绕组，并且当所述它激控制电路开关导通时，所述第一它激控制电路绕组(T1-4)短路。
5.如权利要求2、3或4所述的它激振荡开关电路，其特征在于:其中所述它激控制电路开关是双极型晶体管。
6.如权利要求3所述的它激振荡开关电路，其特征在于:所述它激控制电路开关(Q3、Q4)是场效应晶体管。
7.如权利要求1所述的它激振荡开关电路，其特征在于:所述自激振荡开关电路开关(Q1、Q2)包括第一自激振荡开关电路开关(Ql)和第二自激振荡开关电路开关(Q2)，其中所述第一自激振荡开关电路开关(Ql)通过被耦接到的变压器电路的第一二级绕组(T1-2)驱动，，以及所述第二自激振荡开关电路开关(Q2)通过被耦接到的变压器电路的第二二级绕组(T1-3)驱动。
8.如权利要求1所述的它激振荡开关电路，其特征在于:所述它激控制电路绕组用于给所述它激控制电路(5 )中用于生成所述PWM信号的电路供电。
9.一种用于对负载进行操作的负载驱动器电路，其特征在于:所述负载驱动器电路包括如权利要求1所述的它激振荡开关电路。
10.如权利要求9所述的对负载进行操作的负载驱动器电路，其特征在于:所述负载是发光二极管LED。
【文档编号】H05B37/02GK203708537SQ201320537445
【公开日】2014年7月9日 申请日期:2013年8月30日 优先权日:2013年8月30日
【发明者】丁九良, 李云峰 申请人:皇家飞利浦有限公司