专利名称：镇流器的制作方法
技术领域：
本发明涉及给带有灯的负载供电的镇流器，包括一个工作在变化的开关频率的逆变器，以便给灯加上电压并使电流流过灯，从而向负载提供功率；控制开关频率并包括判定电路和开关装置的驱动电路，判定电路确定灯是否已经变亮，开关装置用于在点亮灯的过程中响应判定电路确定灯还未变亮而转换至第一开关状态，在响应判定电路确定灯已经变亮时转换至并保持在第二开关状态；以及变暗装置，包括一个误差检测设备，用于接收和在开关装置处于其第二开关状态的基础上比较反馈电压和暗淡电压并产生代表所需的逆变器开关频率调节的输出信号，使反馈电压与暗淡电压相等，其中反馈电压基于代表灯的状况的输入信号，而暗淡电压则代表了期望的灯功率等级。
从US 5,003,230中可以知道这样一种镇流器。在该已知的镇流器中，判定电路包括确定灯是否载有电流的装置。在判定装置确定灯电流存在后，开关装置迅速转换至其第二开关状态。在第二开关状态中，控制提供给灯的功率的多少，使得点亮灯后灯不会发生闪光。
这种已知的镇流器的缺点在于，当灯刚刚点亮时提供给灯的功率被控制在很低的等级时，灯电流也很小。实际上，该已知的镇流器不能区分灯被点亮且载有很小的灯电流的状况和灯未点亮且有小电流流经绕组等构成的寄生阻抗的状态。这使得在很微弱的等级上镇流器工作不正常。
本发明的目的在于提供一种克服了上述缺点的镇流器电路。
因此，根据本发明，在开始段落中提到的镇流器的特征在于，判定电路包含过压比较器，用于确定何时灯电压处于或超过以及何时低于预定的临界值。已经发现，根据本发明的镇流器中的判定装置极其依赖于灯是否点亮，不管点亮后提供给灯的功率是多少。
根据本发明的镇流器已经得到了良好的结果，其中开关装置在判定装置第一次确定灯电压低于预定的临界值时转换到并保持在第二开关状态。
根据本发明的镇流器已经得到了类似的好结果，其中在点亮过程中，开关装置一旦处于第一开关状态，就一直维持在第一开关状态，直到灯点亮为止。
已经发现，在镇流器进一步包括一用于响应输入信号而建立反馈电压的电容和电阻的组合时可以以简单而有效的方式被点亮，其中该组合在开关装置的第一开关状态中放电，从而提供了一个减小的反馈电压。减小的反馈电压使逆变器的开关频率降低，从而使灯上的电压提高。优选地，当开关装置处于第二开关状态时，代表灯状态的输入信号代表了灯消耗的功率。
为更全面地理解本发明，可参照随后与附图相结合的叙述，这些附图为
图1是表示根据本发明的镇流器的框图；图2是根据本发明的逆变器和有关的驱动控制电路的示意图；图3是用作图2的驱动控制电路的集成电路的详细的框图。
如图1所示，镇流器10由以交流电源20表示的交流电源线供电。镇流器10包括一个EMI滤波器30、一个全波二极管桥40、一个预调节器50、一个逆变器60和一个驱动控制电路65。逆变器60的输出做为镇流器10的输出，与一个包括与并联的电容器80和荧光灯85相串联的电感75的负载70相连。EMI滤波器30滤去预调节器50和逆变器60产生的谐波。二极管桥40将滤波后的正弦电压整流为脉动直流电压。预调节器50有几个功能。使二极管桥40输出的整流峰值交流电压升高并成为基本恒定的直流电压，供应给逆变器60。预调结器50也改善了镇流器10的总功率因子。例如，由交流电源20加到EMI滤波器30上的120，220和277 RMS电压分别产生大约250，410和490伏的直流电压加到逆变器60上。
逆变器60，在灯85以45KHz左右的频率完全弧光放电期间由驱动控制电路驱动，将直流电压转换为方波电压波形，加在负载70上。灯的照明等级可通过相应地减少和增加该方波电压波形的频率来增加和减少。
图2更加详细地表示了逆变器60和驱动控制电路65。由预调节器50提供的基本恒定的电压VDC通过逆变器60的一对输入端子61和62加在后者上。逆变器60的结构是一个半桥，包括B+(轨线)总线101，接地返回总线102以及串连在总线101和总线102之间的一对开关(功率MOSFET管)100和112。开关100和112在节点110处接合并通常认为形成了一个推挽输出电路。用作开关的100和112的MOSFET管分别有一对栅极G1和G2。总线101和102分别与输入端子61和62相连。电阻103和电容器106在节点104处接合并串连在总线101和总线102之间。一对电容器115和118在节点116处接合并串连在节点110和总线102之间。齐纳二极管121和二极管123在节点116处接合并串连在节点104和总线102之间。
电感75，电容器80，电容器81，灯85和电阻174在节点170处接合在一起。一对绕组76和77与绕组75耦合以便在预热操作过程中调节灯85时将电压加在后者的灯丝(未画出)上。隔直流电容器126和电感75串连在节点110和170之间。电容器80和一对电阻153和177在节点179处接合。灯85和电阻153在节点88处接合并串连在节点170和179之间。电阻174和177在节点175处接合并串连在节点170和179之间。电容器81和开关(如MOSFET)82串连在节点170和179之间。电阻162连在总线102和节点179之间。二极管180和电容器183在节点181处接合并串连在节点175和地之间。
集成电路(IC)109包括许多管脚。管脚RIND与节点179相连。管脚RIND处的输入电压反映了(代表性的例子)流经电感75的电流量级与节点104相连的管脚VDD向IC109提供驱动电压。管脚LI2经电阻168连到节点88上。管脚LI1经电阻171连到节点179上。输入管脚LI1和LI2的电流差反映了所检测的流经灯85的电流。管脚VL上的电压经电阻189连到节点181上，反映了灯85的峰值电压。管脚VL上的电压，还加在开关82的栅极G3上控制 何时电容器81与电容器80并排放置。从CRECT管脚流出通过电阻195和电容器192的组合进入地线的电流反映了灯85的平均功率(即灯的电流和电压的乘积)。将在下面作更详细解释的一个可选的外部直流偏置198，包括VDD和电阻199串连的组合，它产生一个从电阻195流向地的直流偏置电流。
电容器192用于在电阻195上提供滤波的直流电压。电阻156连在管脚RREF和地之间并用于在IC 109内设置参考电流。连接在CF管脚和地之间的电容器159设置下面将要更详细讨论的电流控制的振荡器(CCO)的频率。连接在CP管脚和地之间的电容器165被用来给预热循环和下面将要讨论的无振荡待机模式定时。GND管脚直接与地相连，一对管脚G1和G2直接分别接到开关100和112的栅极G1和G2上。直接与节点110相连的管脚S1代表了开关100的源极电压。管脚FVDD通过电容器138与节点110相连并代表IC109的浮动供电电压。管脚G2通过电容215、电阻212和二极管203的串连组合与DIM管脚相连。电阻206和电容器213接在DIM管脚和地之间。变压器T的次级绕组连接在接合电阻212和二极管203的节点210和地之间。暗淡控制电路211接在变压器T的初级绕组上。加在DIM管脚上的电压反映了暗淡控制电路211设定的照明等级。
逆变器60和驱动控制电路65是按如下运行的。开始(即启动时)，当电容器106根据电阻103和电容器106的RC时间常数充电时，开关100和112分别处于非导通和导通状态。在启动阶段，流入IC 109的管脚VDD的输入电流维持在一个较低的等级上(小于500微安)。接在节点110和管脚FVDD间的电容器138充电至大约与VDD相等的相对恒定的电压，作为开关100的驱动电路的供应电压。当电容106上的电压超过电压开启临界值(如12V)时，IC 109进入其工作状态(振荡/开关)，开关100和112都以大大超过电感75和电容器80确定的共振频率的频率在它们的导通与非导通状态之间反复切换。
一旦逆变器60开始振荡，IC 109就开始进入预热循环(即预热状态)。节点110在大约0V和取决于开关110和112的开关状态的VDC之间变化。电容器115和118用于降低节点110处电压的上升和下降速率，从而减少了开关损失和逆变器60所产生的EMI的量级。齐纳二极管121在节点116上建立了一个脉冲电压，通过二极管123加在电容器106上。结果在IC 109的管脚VDD上施加了较大的工作电流，例如10-15毫安。电容器126用于阻隔直流电压分量，以免加在灯85上。管脚VL处于开启开关82的高逻辑电平。电容器81现在与电容器80并联排列。电感75和并联的电容器80及81的组合构成共振回路。
在预热循环中，灯85处于未点着状态，这就是说，在灯85内尚未建立电弧。IC 109的初始工作频率约为100KHz，由电阻156和电容器159以及开关100和112的反向二极管的导通时间设定。IC109立即以IC内部设定的速率减少工作频率。频率持续减少直到在管脚RIND上检测的电阻162上峰值电压等于-0.4V(即反向峰值电压等于0.4V)。调节开关100和112的开关频率以使检测的RIND管脚电压等于-0.4V，以在节点110处得到80-85KHz(定义为预热频率)左右的比较稳定的频率。比较稳定的RMS电流流过电感75，通过它与绕组76和77的耦合允许灯85的灯丝(即阴极)被充分地预调节以便随后点亮灯85并维持灯的长寿命。预热循环的时间由电容器165设定。当电容器165的值是零(即开路时)，实际上没有灯丝的预热，使灯85迅速开始工作。
在预热运行结束时，由电容器165决定，管脚VL呈现关闭开关82的低逻辑电平。电容器81不再与电容器80并联。IC 109现在开始从其预热时的开关频率以内部设定的IC 109的速率向下朝无负载的共振频率(即灯85点亮之前电感75和电容器80的共振频率，如60KHz)扫描。开关频率达到共振频率后，灯85上的电压迅速上升(如600-800V的峰)，一般足以点亮灯85。一旦灯85被点亮，流过它的电流从几个毫安上升至数百毫安。流经电阻153的电流等于灯的电流，在管脚LI1和LI2处根据它们之间的电流差检测，分别与电阻168和171成比例。由电阻174和177的分压组合换算的灯85的电压，在节点181二极管180和产生直流电压的电容器183检测到，与灯的峰值电压成比例。节点181的电压电阻189转换为流入管脚VL的电流。
流入管脚VL的电流在IC 109内部与管脚LI1和LI2之间的微分电流相乘，形成从管脚CRECT出来进入电容器192和电阻195的并联组合的整流过的交流电流。电容器192和电阻195将整流过的电流转换成与灯85的功率成比例的直流电压。CRECT管脚上的电压被IC 109内包含的反馈电路/回路强制等于DIM管脚上的电压。从而调节灯85所消耗的功率。
灯85的所期望的照明等级由DIM管脚的电压设定。反馈回路包括灯电压检测电路和下面将作更详细讨论的灯电流检测电路。半桥逆变器60的开关频率根据这个反馈回路调节，从而使CRECT管脚电压等于DIM管脚电压。CRECT电压在0.3V至3.0V(即1∶10的比例)之间变化。无论何时，只要DIM管脚电压上升超过3.0V或低于0.3V，就分别从内部钳位到3.0V或0.3V。DIM管脚上的电压是直流电压。加在DIM控制电路211上的1-10V的暗淡控制输入，变压器T、电阻206和212、二极管203和电容器213及215转换为加在DIM管脚上的0.3-3.0V的信号。变压器T提供了逆变器60内部的高电压与直流控制输入信号的电流阻隔。加在DIM管脚信号可通过不同的方法来产生，例如，相位角暗淡，其中交流输入线电压的部分相位被切断。这些方法将输入线电压的切断的相位角转换为加在DIM管脚上的直流信号。
当灯点亮时CRECT管脚电压为零。在建立灯电流时，CRECT管脚上产生的与灯电压和灯电流的乘积成正比的电流给电容器192充电。逆变器60的开关频率减少或增加，直到CRECT管脚上的电压等于DIM管脚上的电压为止。当暗淡等级被设定为满(100％)亮度输出时，电容器192允许充电至3.0V，因此CRECT管脚电压根据反馈回路上升至3.0V。在电压上升过程中，下面要作更详细讨论的反馈回路被打开。一旦CRECT管脚电压为约3.0V时，反馈回路闭合。类似的是，当暗淡等级被设定为最低亮度输出，电容器192允许充电至0.3V，因此CRECT管脚电压根据反馈回路上升至0.3V。通常，DIM管脚电压为0.3V对应于满亮度输出的10％。要想深度暗淡至满亮度输出的1％，可采用外部偏置(非必需的)使DIM管脚上的0.3V电压对应于满亮度输出的1％。当暗淡等级被设置为最低亮度输出时，CRECT电容器在反馈回路闭合之前被充电至0.3V。
传统的设为暗淡的灯在点亮时典型地产生点亮闪光。这个超过了期望的照明等级的闪光是由于在点亮后较长和不必要的时间内(如高达数秒钟)向灯提供大功率产生的。通过这种途径，传统的镇流器点亮方案是确保灯成功地点亮。然而，根据本发明，尽可能地减少了点亮闪光。伴随着点亮的高亮度状态的持续时间对低暗淡设置来说很短暂，尽可能地减少了不希望的闪光的视觉作用。基本上消除点亮闪光是通过在发生点亮后立即利用反馈回路减少提供给灯85的功率等级实现的。
现在转向图3，IC 109包括一个功率调节和暗淡控制电路250。管脚LI1和LI2之间的微分电流被提供给有源整流器300。有源整流器300通过采用带有内部反馈而不是二极管桥的放大器全波整流交流波形，以避免任何通常与二极管有关的压降。对应于有源整流器300输出的电流源303所产生的整流电流ILDIFF代表流经灯85的电流，该整流电流被提供给电流乘法器306的两个输入端之一。
在预热过程中，P沟道MOSFET 331开启而N沟道MOSFET 332关闭，以便将VL管脚提升至管脚VDD的电位。在预热循环(如持续1秒钟)结束时，P沟道MOSFET 331关闭而N沟道MOSFET 332开启，以便允许对逆变器60进行功率调节和暗淡控制。伴随预热循环的电流流经VL管脚和N沟道MOSFET 332并通过电阻333来换算。电流源(即电流放大器)336响应来自VL管脚的换算电流产生电流信号IVL。电流钳位器339限制馈入乘法器306的另一个输入端的电流信号IVL的最大电平。电流源309响应乘法器306的输出结果输出电流ICRECT，该电流馈入CRECT管脚和误差放大器312的同相输入端。如图2所示，电容器192和电阻195将CRECT管脚上整流过的交流电流转换为直流电压。再次参照图3，将DIM管脚上的直流电压加在电压钳位电路315上。电压钳位电路315将CRECT管脚上的电压限制在0.3V至3.0V之间。电压钳位电路315的输出提供给误差放大器312的反相输入端。误差放大器312的输出控制流经电流源345的电流IDIF的等级。电流比较器348将电流IDIF与参照电流IMIN和电流IMOD相比较并输出最大幅值的电流信号。IMOD电流被开关电容积分器327所控制。电流比较器348输出的电流提供了确定VCO318发生振荡的振荡(开关)频率的控制信号。当灯点亮时，CRECT管脚电压和IDIF电流为零。比较器348的输出从IMIN、IDIF和IMOD中选择最大的电流，这时是IMOD。当CRECT管脚电压达到DIM管脚上的电压时，IDIF电流上升。当IDIF电流超过IMOD电流，比较器348的输出等于IDIF电流。
反馈回路大致位于误差放大器312的中心并包括在IC 109内部或外部使CRECT管脚上的电压等于DIM管脚电压的元件。当DIM管脚上的电压低于0.3V时，一个0.3V的直流电压被加在误差放大器312的反相输入端。当DIM管脚上的电压高于3.0V时，3.0V的电压被加在误差放大器312上。加在DIM管脚上的电压应该在0.3V(包括)到3.0V(包括〕之间，以在灯85的最大和最小亮度等级之间获得期望的10∶1的比例。乘法器306的输入被电流钳位器339所钳位，向流入乘法器306的电流提供合适的比例。
CCO 318的频率响应比较器348的输出用于控制半桥逆变器60的开关频率。比较器348在预热及点亮扫描过程中向CCO 318提供IMOD电流。比较器348在稳定工作状态向CCO 318输出IDIF电流。当IMIN电流比较器348输出时，CCO 318响应该电流限制最低开关频率。最低开关频率还跟分别从外面接在IC 109的管脚CF和RREF上的电容器159和电阻156有关。当CRECT管脚电压与DIM管脚电压相同时，逆变器60到达闭合回路的工作状态。误差放大器312调节比较器348输出的IDIF电流，以便使CRECT管脚电压保持与DIM管脚电压大致相等。
共振电感电流检测电路监视RIND管脚信号所代表的共振电感的电流，确定逆变器60是否处于或接近容性工作模式。当流经电感75的电流比开关112上的电压超前时，逆变器60处于容性工作模式。在近容性工作模式，流经电感75的电流接近但尚未比开关112上的电压超前。例如，假设基于电感75和电容80的共振频率为50KHz左右，当流经电感75的电流落后于开关112上的电压但又仅差1微秒之内时，就存在着近容性工作模式。
电路364还检测是否发生了正向导通或开关100或110的体二极管导通(从衬底到漏极)。当开关110或112处于正向导通时，共振电感电流检测电路364产生的信号IZEROb，即在触发器370的Q输出端产生的信号IZEROb处于高逻辑电平，而当开关110或112的体二极管导通时则处于低逻辑电平。信号IZEROb被加在CCO 318的IZEROb管脚上。当信号IZEROb处于低逻辑电平时，CF管脚379的波形基本上处于恒定的等级上。当信号IZEROb处于高逻辑电平且开关100导通时，CF管脚的电压上升。当信号IZEROb处于高逻辑电平且开关112导通时，CF管脚上的电压减小/下降。
当逆变器60的开关频率处于近容性工作模式时，共振电感电流检测电路364产生的信号CM，即或门373产生的信号CM处于高逻辑电平。根据处于高逻辑电平的信号CM，开关电容器积分器327将引起电流源329(即IMOD电流)的输出上升。IMOD电流幅值的增长导致比较器348向VCO 318提供IMOD电流，从而使逆变器60的开关频率上升。在IC 109的管脚G1和G2上每个栅极驱动脉冲的前(上升)沿期间，近容性工作模式由共振电感电流检测电路364通过监视RIND管脚上电压波形的符号(+或-)而检测到。当RIND管脚电压波形的符号在栅极脉冲G1的前沿为+(正)或栅极脉冲G2的符号为负(-)时，逆变器60处于近容性工作模式。
当逆变器60工作在容性模式下时，与非门376输出高逻辑电平的CMPANIC信号。一旦检测到容性模式，IMOD电流响应开关电容器积分器327输出的迅速上升而迅速上升。VCO 318根据IMOD信号、电阻156和电容器159控制较迅速地上升至逆变器60的最大开关频率。容性工作模式通过在IC 109管脚G1和G2上产生的每个栅极驱动脉冲的后(下降)沿期间监视RIND管脚上电压波形的符号(+或-)而检测到。当RIND管脚电压波形的符号在栅极脉冲G1的后沿为负(-)或栅极脉冲G2的符号为+(正)时，逆变器60处于容性工作模式。
电路379响应电容器165(接在管脚CP和地之间)的值，设置预热灯85的灯丝的时间以及使逆变器60处于待机工作模式。在预热循环中，在CP管脚上产生两个脉冲(持续时间超过1秒钟)。在预热过程中，逆变器60的开关频率约为80KHz。在预热循环结束时，信号IGNST呈现为一个使点亮开始的高逻辑电平，即点亮以从80KHz到大约但超过电感75和电容器85的共振频率如约60KHz(无负载共振频率)的开关频率扫描。点亮扫描可以一定的速率如10KHz/毫秒进行。
IC 109调节流经共振电感75的电流的幅值，该电流是在RIND管脚被测定的。当RIND管脚的电压幅值超过0.4时，比较器448输出的信号PC呈现为高逻辑电平，使得开关电容器积分器327的输出调节IMOD电流的等级。RMS开关频率的增加使得流经共振电感75的电流的幅值减少。当RIND管脚上的电压幅值降到0.4V以下时，信号PC呈现为低逻辑电平，让开关电容器积分器327的输出调节IMOD信号的等级以使开关频率减少。结果流经共振电感75的电流增加了。获得了经过很好调节的流经共振电感75的电流，它允许在预热过程中在灯85的每个灯丝上都有一个基本恒定的电压。或者，通过加入一个与每个灯丝串联的电容器(未画出)，在预热过程中可获得恒定地流经灯丝的电流。
电路379还包括点亮定时器，它随着预热循环的结束而开始工作。一旦被启动，就在CP管脚上产生一个脉冲。如果这个脉冲之后在灯85上检测到容性逆变器工作模式或过压状况，IC 109进入待机工作模式。在待机状态，VCO318停止振荡，开关112和100分别保持导通和非导通状态。要退出待机工作模式，提供给IC 109(即提供给管脚VDD)的电压必须至少减少至或低于关闭临界值(如10V)，然后增加到至少开启临界值(如12V)。
预热定时器包括一个施密特触发器(即有滞后现象的比较器)400，它设定CP波形的触发点。这些触发点代表了加在施密特触发器400的输入端用于触发后者的开和关的电压。当处于导通状态时，开关403为电容器165提供放电路径。在施密特触发器400产生的每个脉冲期间内，开关403都处于导通状态。只要CP管脚的电压超过由施密特触发器400建立的上触发点，电容器165就放电。放电的路径包括CP管脚、开关403和地。电容器165由电流源388充电。当检测到容性工作模式时，如同与非门376产生的CMPANIC信号反映的那样，开关392导通。电容器165现在还被电流源391充电。在检测到容性工作模式时，电容器165的充电电流是十倍以上。CP管脚的电压在不处于容性模式时所需时间的1/10时间内达到施密特触发器400的上触发点。因此，检测到容性工作模式时CP管脚上的脉冲要比未检测到容性工作模式时的脉冲短十倍。接下来，只要开关频率的增长并没有使容性工作模式消失，IC 109将在较短的时间内进入待机工作模式。
预热定时器还包括形成计数器397的D触发器。与非门406的输出产生信号COUNT 8b，该信号在点亮期间结束时呈现为低逻辑电平。只要检测到灯85上有过压最低临界状况(即由OVCLK信号代表)或容性逆变器工作模式(即由信号CMPANIC代表)，门412就输出一个高逻辑电平。当门415的输出呈现高逻辑电平时，开关403导通，使电容器165放电。
如上所述，紧随着预热循环，流自VL管脚的输入电流通过电流源336馈送给乘法器306，用于调节功率和暗淡。流自VL管脚的输入电流还分别通过电流源417、电流源418和电流源419馈送至比较器421、424和427的同相输入端。
比较器421响应灯电压已经超过过压最低临界值的检测结果，启动点亮定时器。当过压最低临界值状况紧随着点亮定时器的消逝而出现时，IC109进入待机工作模式。D触发器430在管脚G2上产生的栅极脉冲的下降沿记录比较器421的输出。D触发器433、与门436和或非门439的逻辑组合使开关(N沟道MOSFET)440打开，从而在第一次点亮扫描过程中只要超过过压最低临界值就中断ICRECT信号。触发器433的D输入端与内部节点385相连。当检测到过压最低状况时，触发器433的D输入端在预热循环结束时呈现高逻辑电平。触发器433的输出响应其D输入端的高逻辑电平呈现为低逻辑电平，使门439的输出切换至低逻辑电平。开关440打开，从而隔断了ICRECT信号，使其不能到达CRECT管脚。当ICRECT信号被隔断不能到达CRECT管脚时，电容器192通过电阻195放电。如果没有使用外部偏置198，将发生完全放电。当使用图2所示的偏置198时，将发生部分放电。在任何一种情况下，电容器192的放电都降低了CRECT管脚上的电压，以确保反馈回路不会关闭。在预热循环中，内部节点385上的IGNST信号处于低逻辑电平。因此，在预热循环中或非门439将断开开关440。将没有ICRECT信号加在误差放大器312上或流出CRECT给电容器192充电。
一旦紧接着预热循环的结束的点亮扫描开始，IGNST信号就处于高逻辑电平。开关440现在将导通并在点亮扫描过程中保持导通，除非比较器421检测到过压最低临界值(如大约是点亮过程中加在灯85上的最大电压的一半)。在点亮扫描过程中，开关频率不断降低，使得灯85上的电压和检测的灯电流升高。给电容器192充电的ICRECT信号的幅值增加使得CRECT管脚上的电压增加。在低暗淡等级上，CRECT管脚上的电压可以等于DIM管脚上的电压。如果没有进一步的干涉，检测不到这两个电压之间的差的误差放大器将在成功地点亮灯85之前过早地关闭反馈回路。
为避免反馈回路过早地关闭，在点亮扫描过程中门439将断开开关440，并且只要比较器421检测到过压最低临界值状况的存在就保持开关440处于断开。通过隔断ICRECT信号防止到达CRECT管脚，CRECT管脚电压下降，从而即使在DIM管脚电压被设定为深度暗淡等级时也能防止CRECT管脚电压等于后者的电压。因此，在点亮扫描过程中，反馈回路不可能被断开，从而不能阻止成功地点亮。优先地，开关440在点亮扫描过程中只断开一次，当灯电压达到过压最低临界值时开始并一直持续到灯85点亮为止。在开关440断开时，电容器192能够通过195充分放电，以保证反馈回路在点亮扫描过程中不会过早断开。
传统的用来成功地启动灯的镇流器驱动电路以不希望的长时间(如长达数秒钟)向灯提供较高的功率。当努力以较低的亮度等级启动灯时，在不希望的长时间内将较高的功率加在灯上可能导致称作点亮闪光的情况。在这种情况下，可能会发生远远亮于所希望的亮度的瞬间闪光。
根据本发明，点亮闪光基本上被消除了，即最小化以致于觉察不到。点亮闪光的基本消除是通过避免在不希望的长时间内将较高的功率加在灯85上。特别是，在灯点亮后幅值尚未减少之前的1毫秒或更短时间内给灯85提供较大的功率。通过在允许开关440再次闭合之前监视过压情况特别是当灯电压降低到过压最低临界值(由比较器421确定)以下时，使灯的功率迅速减少。灯的功率降至过压最低临界值以下，这种下降是在灯85成功点亮时立即发生的。换句话说，在点亮闪光发生的一般暗淡等级上，后者是通过检测何时电压达到和/或超过过压最低临界值以及随后何时灯电压降至过压最低临界值以下来避免的。
当灯电压超过过压最大临界值(如过压最低临界值的两倍)时，比较器424的输出呈现为高逻辑电平。在没有检测到近容性工作模式情况下当比较器424的输出处于高逻辑电平时，开关电容器积分器327提高VCO 318的振荡频率，因此根据呈现为高逻辑电平(即触发器445输出的信号FI(频率阶跃)处于高逻辑电平)的D触发器445的Q输出以固定速率提高开关频率(如扫描速率为10KHz/毫秒)。于是逆变器60开关周期的时间间隔减少。当比较器424的输出处于高逻辑电平且检测到近容性状况时，开关电容器积分器327增加VCO 318的振荡频率，因此开关频率根据或非门442呈现为高逻辑电平(即或非门442输出的信号FSTEP(频幅)呈现为高逻辑电平)的输出迅速(如在十微秒内)增加到其最大值(如100KHz)。逆变器60的开关周期与现在处于其最大振荡值的CCO 318相对应，被减少至其最低时间间隔(如10微秒)。
当灯电压超过令人恐慌的过压临界值(即超过过压最大临界值)时，比较器427的输出呈现为高逻辑电平。当比较器427的输出处于高逻辑电平时，开关电容器积分器327将VCO 318的开关频率根据或非门442呈现为高逻辑电平(即或非门442输出的信号FSTEP(频幅)呈现为高逻辑电平)的输出迅速增加至其最大值。
栅极驱动电路320的技术已广为人知，在U.S.Patent NO.5,373,435中已有更详细的描述。在此将U.S.Patent NO.5,373,435中栅极驱动电路的叙述引入作为参考。IC 109的管脚FVDD、G1、S1和G2对应于U.S.Patent NO.5,373,435中的图1所示的节点PI、P2、P3和GL。这里图3所示的信号G1L和G2L分别对应于U.S.Patent NO.5,373,435中端子INL上和上部的驱动DU开着时控制器和电平移相器(shifter)之间的信号。
电源调节器592包括一个产生5V左右输出电压的带隙调节器595。调节器595在很宽的范围内基本上不受温度和供电电压(VDD)的影响。施密特触发器(即有滞后现象的比较器)598的输出，以LSOUT(低压输出)信号表示，识别供电电压的状态。当VDD管脚上的输入供电电压超过开启临界值(如12V)时，LSOUT信号处于低逻辑电平。当VDD管脚上的供电电压低于断开临界值(如10V)时，LSOUT处于高逻辑电平。在启动过程中，LSOUT信号处于高逻辑电平，将以STOPOSC信号表示的锁存器601的输出设置为高逻辑电平。VCO318响应呈现为高逻辑电平的STOPOSC信号，防止VCO 318振荡并将CF管脚设置为等于带隙调节器595的输出电压。
当VDD管脚上的供电电压超过开启临界值时，LSOUT信号呈现为低逻辑电平。STOPOSC信号现在呈现为低逻辑电平。VCO 318响应处于低逻辑电平的STOPOSC信号，将驱动逆变器60以这里所述的开关频率振荡，加在CF管脚上的波形为梯形。只要VDD管脚电压掉至断开临界值以下且管脚G2上的栅极驱动信号呈现为高逻辑电平，VCO 318停止振荡。开关100和112将分别保持在它们的非导通和导通状态。
锁存器601的输出也呈现为高逻辑电平，导致VCO 318停下来振荡并且只要或非门604的输出呈现高逻辑电平就表现为待机工作模式。当点亮期间过去后检测到灯85上的过压情况或容性逆变器工作模式，以NOIGN表示的或非门604的输出，呈现高逻辑电平。从电路中移走灯85后，将发生其中一种情况。当灯85未能点亮时将发生过压情况。
VL管脚被用于调节灯的功率，防止灯过压情况发生并为预热和正常调节之间的差提供输出驱动。VL管脚的输入是与灯电压(如峰值或整流平均值)成比例的电流。VL管脚电流与产生代表灯电流和灯电压乘积的乘法器306相耦合，并且，如上所述，用于调节灯的功率。VL管脚电流还耦合到比较器421、424和427以检测过压情况。然而，由于在灯85内还没有完全弧光放电存在，在预热循环中无需调节灯的功率。在预热循环中，逆变器60以比电感75和电容器80的无负载LC振荡电路的共振频率高得多的频率工作。在预热循环中，这个高得多的频率导致灯85上的电压较低，将不会损坏镇流器10或灯85内的元件。
在预热循环中，P沟道MOSFET 331导通而N沟道MOSFET 332关断，使VL管脚处于和VDD管脚相同的电位。因此VL管脚在预热循环中处于高逻辑电平或处于低逻辑电平(如在点亮和待机状态)。VL管脚上的这两种不同的逻辑电平用来区分逆变器60是工作在预热模式还是非预热模式。
预热循环中VL管脚上的高逻辑电平开启N沟道MOSFET开关82。电容器81现在与电容器80并联。所增加的电容器81降低了无负载共振频率，导致预热过程中加在灯85上的电压较低。一旦预热循环结束，开关82被VL管脚上的低逻辑电平关断。电容器81现在不再与电容器80并联。在点亮扫描过程中，现在可能更容易使无负载共振频率上升。可以在灯85上加上足够高的电压以点亮后者。
在预热循环中，IC 109不需要检测用VL管脚上的电压代表的灯85上的电压。因此在预热阶段，利用VL管脚来驱动开关82进入导通状态。预热循环之后，需要通过检测由VL管脚上的电压反映的灯电压来监视过压情况和灯的功率。VL管脚上的电压现在处于低逻辑电平，典型地在0到允许开关82关断的800毫伏的范围内。因此，反映IC 109是否工作在预热模式的VL管脚上的逻辑电平，控制共振振荡电路的安排。VL管脚也可用于控制IC 109外部的其它元件的切换进入或退出工作，以在预热状态及之后影响逆变器60或灯85的性能。
权利要求
1.一种用于给具有一个灯的负载供电的镇流器，包括一个以变化的开关频率工作从而将功率传输给负载以便给灯加电压且使电路流过灯的逆变器；用于控制开关频率的驱动电路，包括判定电路和开关装置，判定电路确定灯是否已经变亮，开关装置用于在点亮灯时响应判定电路确定灯还未变亮而转换至第一开关状态，在响应判定电路确定灯已经变亮时转换并保持在第二开关状态；以及暗淡装置，包括一个接收和根据处于其第二开关状态的开关装置比较反馈电压和暗淡电压的误差检测设备，其中反馈电压基于代表灯的状况的输入信号，暗淡电压则代表了所期望的灯的功率，并产生调节逆变器的开关频率所需的输出信号以使反馈电压等于暗淡电压，其特征在于判定电路包括过压比较器装置，用于确定灯电压何时处于或高于以及何时低于预定的临界值。
2.根据权利要求1的镇流器，其中，当判定装置第一次确定灯电压低于预定的临界值时，开关装置变换至并保持在第二开关状态。
3.根据权利要求1或2的镇流器，其中，在点亮过程中开关装置一旦处于第一开关状态，就保持在第一开关状态直到灯点亮为止。
4.根据权利要求1、2或3的镇流器，还包括一个电容器和一个电阻的组合，以便响应输入信号建立反馈电压，其中在开关装置的第一开关状态中，该组合放电，从而降低了反馈电压。
5.根据权利要求1、2、3或4的镇流器，其中当开关装置处于第二开关状态时，代表灯的状况的输入信号代表了灯消耗的功率。
全文摘要
一种以深度暗淡等级给灯供电的镇流器。驱动电路包括比较期望的暗淡等级和代表灯的实际消耗功率的信号的反馈回路。一旦代表灯的实际消耗功率的信号等于期望的暗淡等级,该回路就被关断。在点亮过程中,一个开关响应达到或超过预定临界值的灯电压而开启反馈回路。一旦灯已经点亮,反馈回路就被关断。通过只要灯被点亮就关断该回路,尽可能地减少了点亮闪光。
文档编号H05B41/392GK1190523SQ97190474
公开日1998年8月12日 申请日期1997年4月23日 优先权日1996年5月3日
发明者I·T·瓦西克, D·J·伊安诺普洛斯, P·R·费尔德曼 申请人:菲利浦电子有限公司