一种动车组牵引变流器无拍频控制策略的制作方法
【专利摘要】本发明提供了一种动车组牵引变流器无拍频控制策略。通过对传动系统进行数学建模，得到电机拍频转矩和电机拍频电流与脉动直流电压的关系，在此基础上提出一种动车组牵引变流器无拍频控制策略，通过加入一个补偿环节，设置无拍频控制器，根据脉动直流电压对电机转差频率进行修正，消除脉动直流电压引起的电机拍频转矩和拍频电流。控制器在数字系统中的控制性能依赖于离散化方法，本发明对控制器进行离散化处理，得到最优离散化方法。
【专利说明】
-种动车组牵引变流器无拍频控制策略
技术领域
[0001] 本发明设及动车组牵引系统，尤其设及一种动车组牵引变流器无拍频控制策略。
【背景技术】
[0002] 牵引变流器是动车组传动系统的核屯、，是动车组车辆的动力来源。在动车组列车 中，由于采用单相交流接触网1供电模式，牵引传动系统多采用单相PWM整流器2和Ξ相PWM 逆变器4的拓扑，如图1所示。由于单相四象限整流器2的引入，直流母线存在二倍频脉动电 压分量，该脉动电压会引起电机侧转矩和电流的脉动，即拍频现象。
[0003] 传统动车组牵引变流器中，通过增加体积庞大的硬件LC二次谐振滤波器3来消除 二倍频脉动电压分量，运增加了牵引系统的重量和成本，同时非线性元件的引入也带来了 不稳定因素。为了取消体积庞大的硬件滤波器，本发明通过一种动车组牵引变流器无拍频 控制策略对拍频现象进行抑制。
【发明内容】
[0004] 本发明提供一种动车组牵引变流器无拍频控制策略，达到抑制拍频现象的目的， W去掉硬件谐振滤波器，降低牵引变流器的重量和成本，利于轻量化设计。
[0005] 为实现上述目的，本发明采用的技术方案是：
[0006] 在总结前人研究成果的基础上，对牵引传动系统进行数学建模，在频域下对其进 行分析，提出适用于转子磁场定向矢量控制系统的无拍频控制策略。该方法W直流电压脉 动分量为输入，直流电压脉动分量的采样精度直接影响补偿效果，因此本发明首先对采用 后向欧拉离散的传统脉动电压采样进行优化W准确获得脉动分量，然后对控制器进行离散 化处理，从离散精度、控制性能和数字实现难易程度进行详细对比，得出针对本发明控制器 的最优离散化方法。
[0007] -种动车组牵引变流器无拍频控制策略，包括W下步骤：
[000引（1)根据整流器输入输出功率平衡推导得到脉动直流电压表达式：
[0009]
(1)
[0010]其中，Idc为直流侧稳态电流分量，C为直流侧电容，巧C为脉动直流电压，"grid为电 网角频率，Φ为整流器功率因数角，t为时间变量。
[0011] 可W看到，脉动直流电压频率为电网频率的2倍，幅值与牵引功率、直流电容大小 及整流器功率因数有关。
[0012] 采用串联高、低通滤波器对脉动直流电压进行滤波W获取脉动分量，并应用幅值、 相位补偿及离散化误差补偿对脉动直流电压进行精确采样。
[0013] (2)根据电机拍频小信号模型，推导得到d-q坐标系下拍频电流增量与拍频电压增 量W及转差频率增量的关系：
[0016] 其中式(2)为拍频电流增量与拍频电压增量的关系，式(3)为拍频电流增量与转差 频率增量的关系。
[0017] 其中均和巧为电机定子d、q轴电流脉动分量，Isdo和Isqo为电机定子d、q轴电流稳态 分量，其中冷和言为电机转子d、q轴电流脉动分量，Ird日和Irq日为电机转子d、q轴电流稳态分 量，巧与κ?为电机定子d、q轴电压脉动分量，.锭为电机转差频率脉动分量，Z(S)与B为矩 阵；
[0018] (3)对拍频现象进行建模：
[0019] 根据电机转矩表达式(23)和拍频小信号模型，得到拍频转矩关于脉动直流电压的 传递函数表达式：
[0020]
[0021] 其中m为调制深度，P为电机极对数，U为激磁电感。
[0022] 由电机电流表达式(24)和拍频小信号模型，得到拍频电流关于脉动直流电压的传 递函数表达式：
[0023]
[0024] (4)对步骤(3)所建模型在脉动频率点Wripple处进行频谱分析，得到幅相特性曲线 (如图2和图3所示）。对幅相特性曲线进行分析可得，当系统工作频率在脉动频率点《ripple 时，拍频转矩和拍频电流幅值增益都达到最大。
[0025] (5)拍频转矩和拍频电流关于转差频率增量的传递函数如下：
?
[0028] 其中式(6)为拍频转矩与转差频率增量的传递函数，式(7)为拍频电流与转差频率 增量的传递函数。
[0029] (6)根据图4所示无拍频控制框图可知，经过补偿后，拍频转矩和拍频电流关于脉 动直流电压的传递函数表达式变为：
[0032] 其中式(8)为拍频转矩与直流脉动电压的传递函数，式(9)为拍频电流与直流脉动 电压的传递函数。
[0033] (7)基于上文分析，拍频现象在脉动频率点Wripple处最为严重，为了使得脉动频率 点《ripple处的拍频转矩和拍频电流尽可能小，设置无拍频控制器Ge(S)的表达式为：
[0034]
(1的
[0035] 确定无拍频控制器的参数，补偿系数K的理想取值应使得拍频转矩和拍频电流的 传递函数幅值增益均达到最小，经过仿真计算得到补偿系数、电压角度与拍频转矩幅值增 益的关系，W及补偿系数、电压角度与拍频电流幅值增益的关系(见图5和图6)，确定补偿系 数 Κ = 0.134。
[0036] (8)控制器在数字系统中的控制性能依赖于离散化方法;通过对离散化方法进行 分析，选用离散化精度高，且易于数字实现的双线性变换法TUS作为控制器的离散化方法， 对控制器进行离散化处理。
[0037] 在上述方案的基础上，步骤(2)中所述的矩阵Β为：
[0043] 在上述方案的基础上，将电机电流写成稳态分量和脉动分量的形式，两边平方再 进行化简得到步骤(3)中所述的电机电流表达式为：
[0044] 1 = 1〇+户(24)
[0045] 与现有技术相比，本发明一种动车组牵引变流器无拍频控制策略，所具有的有益 效果为：
[0046] 本发明提供一种动车组牵引变流器无拍频控制策略，利用软件方法达到抑制拍频 现象的目的，W去掉硬件谐振滤波器，降低变流器重量和成本，利于轻量化设计。
【附图说明】
[0047] 图1为动车组牵引传动系统典型拓扑；
[004引图2为本发明提供的拍频转矩关于脉动直流电压的幅相特性曲线；
[0049] 图3为本发明提供的拍频电流关于脉动直流电压的幅相特性曲线；
[0050] 图4为本发明提供的无拍频控制框图；
[0051] 图5为本发明提供的补偿系数及电压角度与拍频转矩幅值增益的关系；
[0052] 图6为本发明提供的补偿系数及电压角度与拍频电流幅值增益的关系；
[0053] 图7为本发明提供的补偿后拍频转矩关于脉动直流电压的幅频特性曲线；
[0054] 图8为本发明提供的补偿后拍频电流关于脉动直流电压的幅频特性曲线。
【具体实施方式】
[0055] 下面结合附图对本发明做进一步的说明。
[0056] (1)对脉动直流电压的推导。图1为动车组牵引传动系统典型拓扑，定义脉冲整流 器2瞬时输入电压、电流如下：
[0059] 利用Ξ角函数公式化简可得整流器输入功率：
[0060] Pi = Usis = UsIsC〇s Φ +UsIsC〇s(2 ω gridt+ Φ ) (13)
[0061 ]其中，Us和Is分别为输入电压、电流有效值，Wgrid为电网角频率，Φ为整流器功率 因数角。
[0062] 定义整流器输出功率：
[0063]
(14)
[0064] 其中，Udc和I dc为直流侧稳态电压、电流分量，C为直流侧电容，治为脉动直流电压。 为了得到脉动直流电压表达式，假设整流器输入输出功率相等，即公式(13)和（14)相等，推 导得到：
[0065]
(1)
[0066] 可W看到，脉动直流电压频率为电网频率的2倍，幅值与牵引功率、直流电容大小 及整流器功率因数有关。
[0067] (2)对电机拍频小信号模型推导。
[0068] 由两相旋转坐标系下的电机电压及磁链方程可得：
[0072] Rs和Rr分别为定转子电阻，1^3和以分别为定转子电感，Lm为激磁电感，We为定子角 频率，COsl为转差角频率，Isd和Isq为电机定子d、q轴电流，Ird和Irq为电机转子d、q轴电流。
[0073] 将公式(16)中幻阵拆分成含微分项和不含微分项的两部分，并进行化简得到：
[0079]将公式（18)中变量写成稳态分量与脉动分量之和的形式，并进一步化简，得到d-q 坐标系下拍频电流增量与拍频电压增量W及转差频率增量的关系
[0082]其中，
[0090] 将电机电流写成稳态分量和脉动分量的形式，两边平方再进行化简：
[0091] 1 = 1〇+户(24)
[0092] 忽略脉动信号平方分量，则拍频电流表达式可变为：
[0096] 可W得到拍频电流关于脉动直流电压的传递函数表达式：
[0097]
[0098] (4)根据图4提供的无拍频控制框图，得到经过补偿后拍频转矩W及拍频电流关于 脉动直流电压的传递函数，拍频现象在脉动频率点Wripple处最为严重，为了使得脉动频率 点处的拍频转矩和拍频电流尽可能小，设置无拍频控制器Gc(s)。分别对拍频转矩和拍频电 流进行分析，得到对应的最优K值，并进行折中选择。
[0099] 补偿系数K的理想取值应使得拍频转矩和拍频电流的传递函数幅值增益均达到最 小。拍频转矩的传递函数幅值增益与补偿系数κ、电压矢量与d轴的夹角Φ w及调制深度m有 关系，并且拍频转矩幅值增益随调制深度m的增大而增大。为了探寻补偿系数和角度对拍频 转矩幅值的影响，固定调制深度为1，对拍频转矩幅值进行计算。
[0100] 计算结果如图5所示，X轴为电压矢量角，Y轴为补偿系数，Z轴为拍频转矩幅值增 益。由图可W看出，拍频转矩与电压矢量角无关，与补偿系数关系为两段曲线，且随着K值增 大，拍频转矩幅值先减小后增大，并在两段曲线交点处取得最小值。根据Matlab计算结果可 知交点为(0.136,-14.4地），即补偿系数K为0.136时拍频转矩的补偿效果最好。
[0101] 同样的方法得到拍频电流幅值与补偿系数和电压角度的关系，如图6所示。同理由 图可知，拍频电流幅值增益与电压角度无关，随补偿系数K先减小后增大，即存在一个K值使 得拍频电流幅值增益最小。根据Matlab计算结果该点为(0.132,-28.5地），即补偿系数K为 0.132时拍频电流的补偿效果最好。
[0102] 兼顾转矩与电流补偿效果，取二者最优补偿系数折中点，目化= 0.134。
[0103] 从图7与图8中可W看出经过补偿之后消除了脉动直流电压引起的电机拍频转矩 和拍频电流。
[0104] 控制器在数字系统中的控制性能依赖于离散化方法;通过对离散化方法进行分 析，选用离散化精度高，且易于数字实现的双线性变换法TUS作为控制器的离散化方法，对 控制器进行离散化处理。
[0105] 在本实施例中，取消了硬件二次滤波电路3,采用无拍频控制算法消除直流侧二次 脉动电压对变流器输出侧的影响，减轻了重量，降低了成本。
[0106] 最后应说明的是：W上实施例仅用W说明本发明的技术方案，而非对其限制;尽管 参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解:其依然可 W对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换； 而运些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。
【主权项】
1. 一种动车组牵引变流器无拍频控制策略，其特征在于，包括以下步骤： (1)根据整流器输入输出功率平衡推导得到脉动直流电压表达式：其中，Id。为直流侧稳态电流分量，C为直流侧电容，L/(t为脉动直流电压，ω _为电网角 频率，φ为整流器功率因数角，t为时间变量； 并采用串联高、低通滤波器对脉动直流电压进行滤波以获取脉动分量，并应用幅值、相 位补偿及离散化误差补偿对脉动直流电压进行精确采样； ⑵根据电机拍频小信号模型，推导得到d_q坐标系下拍频电流增量与拍频电压增量以 及转差频率增量的关系：其中式(2)为拍频电流增量与拍频电压增量的关系，式(3)为拍频电流增量与转差频率 增量的关系； 其中4和4为电机定子d、q轴电流脉动分量，Isd〇和IsqQ为电机定子d、q轴电流稳态分 量，其中4和（.丨.为电机转子d、q轴电流脉动分量，IrdO和IrqO为电机转子d、q轴电流稳态分 量，G与为电机定子d、q轴电压脉动分量，尤f为电机转差频率脉动分量，Z(s)与B为矩 阵； (3)对拍频现象进行建模： 根据电机转矩表达式和拍频小信号模型，得到拍频转矩关于脉动直流电压的传递函数 表达式：其中m为调制深度，p为电机极对数，Lm为激磁电感； 由电机电流表达式和拍频小信号模型，得到拍频电流关于脉动直流电压的传递函数表 达式： (4) 对步骤(3)所建模型在脉动频率点〇^_1(3处进行频谱分析，得到幅相特性曲线;对 幅相特性曲线进行分析可得，当系统工作频率在脉动频率点《 ripplJ寸，拍频转矩和拍频电 流幅值增益都达到最大；(5) 拍频转矩和拍频电流关于转差频率增量的传递函数如下：其中式(6)为拍频转矩与转差频率增量的传递函数，式(7)为拍频电流与转差频率增量 的传递函数； (6) 经过补偿后，拍频转矩和拍频电流关于脉动直流电压的传递函数表达式为：其中式(8)为拍频转矩与直流脉动电压的传递函数，式(9)为拍频电流与直流脉动电压 的传递函数； (7) 基于上文分析，拍频现象在脉动频率点coripple处最为严重，为了使得脉动频率点 c〇ripple处的拍频转矩和拍频电流尽可能小，设置无拍频控制器Gjs)的表达式为：确定无拍频控制器的参数，补偿系数K的理想取值应使得拍频转矩和拍频电流的传递 函数幅值增益均达到最小，经过仿真计算得到补偿系数、电压角度与拍频转矩幅值增益的 关系，以及补偿系数、电压角度与拍频电流幅值增益的关系，确定补偿系数K = 0.134; (8) 控制器在数字系统中的控制性能依赖于离散化方法;通过对离散化方法进行分析， 选用离散化精度高，且易于数字实现的双线性变换法TUS作为控制器的离散化方法，对控制 器进行离散化处理。2. 如权利要求1所述的动车组牵引变流器无拍频控制策略，其特征在于，步骤(2)中所 述的矩阵B为：3. 如权利要求1所述的动车组牵引变流器无拍频控制策略，其特征在于，步骤(2)中所 述的矩阵Z(s)为：4. 如权利要求1所述的动车组牵引变流器无拍频控制策略，其特征在于，步骤(3)中所 述的电机转矩表达式为：5. 如权利要求1所述动车组牵引变流器无拍频控制策略，其特征在于，将电机电流写成 稳态分量和脉动分量的形式，两边平方再进行化简得到步骤(3)中所述的电机电流表达式 为： Ι = Ιο+ΙΔ (24)〇
【文档编号】H02P21/22GK106059433SQ201610380256
【公开日】2016年10月26日
【申请日】2016年6月1日
【发明人】刁利军, 董侃, 陈奕舟, 唐敬, 尹少博, 刘志刚
【申请人】北京交通大学, 北京千驷驭电气有限公司