专利名称：精确控制能量恢复的显示板维持电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及容性显示板的维持信号驱动电路。具体地说，本发明涉及一种维持信号驱动电路，它能精确地控制能量恢复和防止电感产生的回扫电流对显示板中各像素部位引起的不良影响。
在本技术领域中众所周知，等离子显示板，或者称为气体放电板，通常有一对分别支持各个列电极和行电极的基板，各涂有一层介质，相互平行配置，中间的间隙充有离子化的气体。这两个基板布置成使列电极与行电极相互垂直，从而形成一系列交叉点，限定了可以建立有选择放电的相应放电像素部位，提供所要求的存储和显示功能。如所周知，这种显示板要用AC电压进行工作，特别是要在由所选的列、行电极给定的放电部位提供超过点火电压的写电压使得在所选单元处产生放电。所选单元处的放电可以通过加一个交变的维持电压(这电压本身不足以触发放电)继续“维持”。这种技术取决于在基板介质层上产生的壁电荷，以及为维持继续放电而加的维持电压。
气体放电板或等离子显示器的详细结构和工作情况可参见1971年6月26日颁发给Donald L.Bitzer等人的美国专利No.3,559,190和1988年9月20日颁发给Weber等人的美国专利No.4,772,884。
业已为等离子显示器开发了一些能量恢复维持器，用来恢复对显示板电容充放电所用的能量。随着AC等离子显示板的尺寸和工作电压的增大，要求精确控制维持信号驱动器的导通就成为主要关键。维持信号驱动器导通过早效率就较低，而且会引起较大的电磁辐射(EMI)。而晚导通会在显示板内引起过早的气体放电，对工作容限有不良影响。
由于维持脉冲的上升时间受由维持器电感和显示板电容构成的谐振电路控制，因此上升时间由于“通”、“断”的像素部位数不同会有相当大的变化(即存储在显示板内的数据内容会使显示板电容有很大变化)。在采用固定定时电路的维持驱动器中，这种易变性必需大大加以减小，这可以通过附加镇定电容(这要增大功率耗损)或附加复杂的电容补偿电路来实现。
这种电容易变问题可以通过只使用在电感结束它的谐振循环时使维持驱动电路导通的可变定时电路来解决。这种现有技术的电路一直等到电感电流变为零反向时才使维持驱动器导通。这在电感的能量恢复侧产生一个回扫跃变，用来触发导通输出驱动器。就当前的电压和气体混合物而言，这种回扫出现得太晚，不是很有用的。输出驱动器必需在电感电流减小而尚未产生回扫电流的时候便开始导通。
用回扫电流控制维持输出驱动器有一个不希望有的副作用，在使输出驱动器导通时要从显示板吸取电流。这将导致整个系统出现振铃电流。电压回扫在谐振循环结束时出现在电感的恢复侧。这个电感电压与原加的策功电压极性相反。回扫电流对电感的恢复侧的电容充电或放电，以配合显示板所需的电压。这样的话，电荷传送与所要求的转移相反，从而导致电路消耗的非可恢复的能量增大，而且在输出驱动器导通时跃变过渡有干扰。
Weber等人在美国专利4,866,349和5,081,400中揭示了一种用于AC等离子显示板的高效率维持驱动器。Weber等人的专利在此列为参考专利，因为本发明所揭示的就是Weber等人的设计方案的直接改进，这种方案的详细情况将在下面加以说明。Weber等人的维持驱动电路在对显示板电容的充电和放电中用了电感，以便恢复在驱劝显示板电容中以前损耗的大部分能量。本说明的
图1至4直接取自Weber等人的专利。
图1示出了Weber等人的维持驱动器的理想化的原理图，而图2示出了图1所示电路在四个开关S1、S2、S3、S4在相继的四个开关状态相应断开和闭合时的输出电压和电感电流的波形。应该理解，下面所示的每个理想化电路都是由具有上升的前沿和下降的后沿的逻辑电平控制信号驱动的。将控制信号源与驱动电路连接的装置只在详细电路图中示出。
假设在状态1之前恢复电压Vss为Vcc/2(其中Vcc为维持驱动器的电源电压)，Vp为零，S1和S3都断开而S2和S4都闭合。电容Css必需很大于Cp，以便充分减小在状态1和状态3期间Vss的波动。Vss为Vcc/2的原因将在下面说明了开关工作情况后再予以说明。
状态1在输入维持脉冲的上升前沿，S1闭合，S2断开，S4也断开(S3原就是断开的)。由于S1的闭合，电感L和Cp(从维持驱动电路看到的显示板电容)形成了一个串联谐振电路，所加的“策动”电压为Vss＝Vcc/2。由于电感L的作用，Vp升高为Vcc，此时IL下降为零，而二极管D1成为反向偏置。
状态2S3闭合，将Vp箝位在Vcc，从而为显示板中的任何“通”像素提供了电流通路。当一个像素处于“通”状态时，它的周期性放电形成了通过电离气体成为基本短路的情况，而维持这种放电所需的电流由Vcc供给。像素的放电/导通状态在图1中用图标10表示。
状态3(在输入维持脉冲的下降后沿处发生)S2闭合，S1断开，S3也断开。由于S2的闭合，电感L和电容Cp再次形成串联谐振电路，电感L两端的电压等于Vss＝Vcc/2。然而这电压的极性与在状态1的情况相反，使得电流IL反向流动。于是随着存储在电感L内的能量的耗散，Vp下降为地电位，此时IL为零。D2成为反向偏置。
状态4S4闭合，将Vp箝在地电位，而在等离子显示板另一侧的一个完全相同的驱动器将那一侧驱动到Vcc，于是如果有任何像素导通的话放电电流就流经S4。
以上假设了在Cp的充电和放电期间Vss保持稳定在Vcc/2，其原因如下。如果Vss小于Vcc/2，那么在S1闭合使Vp上升时策动电压就小于Vcc/2。这样，在以后S2闭合而使Vp下降时策动电压就大于Vcc/2。因此，平均来说，就会有电流流入Css。相反，如果Vss大于Vcc/2，那么平均来说，就会有电流流出Css。所以，在流入Css的净电流成为零时的稳定电压为Vcc/2。事实上，在接通电源时，随着Vcc的上升，如果驱动器历经了上述四个状态，Vss就会随Vcc上升到Vcc/2。
图1所示的理想化电路的具体实现示于图3，而相应的定时图示于图4。晶体管T1-T4分别代替了开关S1-S4。驱动器1用来控制接成互补形式的晶体管T1和T2，因此在T1导通时T2截止，而在T2导通时T1截止。驱动器2利用R1-C3的时常数或在V1处电压升高使晶体管T4导通。类似，驱动器3利用R2-C4的时常数和V2的电压升高使晶体管T3导通。二极管D3和D4用来使晶体管T3和T4迅速截止。
状态1开始，T4和T2截止，并且T3截止，等待由于R2-C4时常数或V2上升的作用(均经二极管DC2)而导通。来自源12的输入维持脉冲跃变使T1导通，从而将Vss加到节点V1、A和V2上。电感L和显示板电容Cp形成一个串联谐振电路，策动电压为Vss＝Vcc/2。由于存储在电感L中的能量的作用，Vp上升，经Vss达到Vcc，此时IL，成为零。
由于通常Vp只上升到Vcc的80％，此后电感L看到的策动电压(从显示板侧)为Vp-Vss。于是反向电流IL现在就流出显示板，反向流过电感使D1反向偏置，从而对T2的电容充电。这就是前面所提到的电流回扫，开始于图4中的时间t1。回扫电流使在A和V2处的电压回扫急剧上升。通过C4的耦合，V2的上升触发驱动器3，使T3导通。
随着能量在时间t1和t2之间由于回扫电流从显示板返回到电感L，显示板的电压Vp也就下降。这个回扫能量耗散在T3、L、D2和DC2之中。
状态2T3导通，将Vp箝位在Vcc，从而为任何放电的“通”像素提供了一条电流通路。由于能量输入了电感L，反向电流IL，继续从T3流经电感L、二极管D2和二极管DC2，直至能量耗散掉。上述这些器件都是低损耗器件，因此电流衰减很慢。
状态3T1和T3截止，T4保持截止，而T2导通。在显示板电容充足了电时，Vp近似为Vcc。由于T2的导通，电感L和显示板电容Cp再次形成了一个串联谐振电路，电感L两端的策动电压为Vss＝Vcc/2。然后，Vp下降到地电位，此时IL为零。与状态1最后阶段类似，策动电压由于存储在电感L内的能量而极性反转，因而D2成为反向偏置，使T1的电容放电，将节点V1迅速拉至地电位。回扫电流IL在时间t3发生，通过C3耦合到驱动器2，从而使T4导通。
状态4T4将Vp箝位在地电位，因在显示板另一侧的一个完全相同的驱动器将那一侧驱动到Vcc，如果有任何像素导通的话放电电流就流经T4。
以上设计具有以下一些缺点
1)在T3导通前Vp达最大值的时刻t1，气体放电活动就能开始。由于Vp小于Vcc，因此任何放电都将比所要求的弱，导致出现暗淡区域或闪烁像素部位。这种放电具有在T3导通前进一步下拉Vp的附加影响，因此降低了效率。
2)随着工作电压和显示板电容的增大，由于需要更大的电流，必需使用面积更大的金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet，以下简称为场效应管)。较大的场效应管和较高的电压将产生大得多的回扫能量，必需在状态2期间加以耗散。这是输出电压在时间t1和t2之间下降的主要原因。由于所有器件都是为低损耗情况设计的，因此状态2期间流动的电感电流会持续到状态3，从而干扰了维持器的下降过渡过程。
3)显示板和互连布线中的杂散电感在T3和T4导通期间会给系统增添可观的噪声。由于回扫作用要从显示板抽出电流，而T3提供电流来拉高输出，因此在显示板中有很大的快速电流改变，这影响显示器的整个接地系统，产生电磁干扰(EMI)辐射。
4)由于R1和R2无论谐振周期如何都将使输出晶体管导通，因此在不适当的情况下这种电路能消耗可观的功率。
这里所揭示的本发明建立在Weber等人的设计基础上，在电感上附加了一个次级线圈，用来使一个控制网络能提前使高侧驱动器或低侧驱动器导通。线圈产生一个与电感L两端的瞬时电压成正比的电压。随着电流通过电感L流入显示板电容Cp，电感L两端电压在显示板电压等于恢复电压(维持电压的二分之一)时下降为零。存储在电感L内的能量使电流继续流动，对显示板电容Cp进一步充电。当显示板电压上升到高于恢复电压时，电感电压极性反转后随显示板电压一起增大。这个极性改变和电压上升由次级线圈检测，用来使相应的输出驱动器导通。输出驱动器的导通受到一个栅极电阻的阻尼。这使场效应管的电容可以限制通过场效应管的电流，使电感L可以将它的剩余能量传送给显示板。
由于必需先发生极性改变，然后输出驱动器才能导通，因此即使在可变的电容性负载的情况下，也始终能使电感传送的能量达到最大。由于输出驱动器可以缓慢导通，而在发生回扫时达到充分导通，因此降低了EMI效应。这就消除了原来设计中所存在的振铃电流。
在本说明的附图中图1为现有技术的AC等离子显示板维持驱动器的理想化电路图；图2为例示图1所示电路的工作情况的波形图；图3为图1所示理想化的现有技术的维持驱动器的详细电路图；图4为例示图3所示电路的工作情况的波形图；图5为采用本发明的AC等离子显示板维持驱动器的理想化电路图；图6为例示图5所示电路的工作情况的波形图；图7为例示图5所示维持驱动器的详细情况的理想化电路图；图8为例示图7所示电路的工作情况的波形图；图9为采用本发明的维持驱动器的详细电路图；以及图10为例示图9所示电路的工作情况的波形图。
图5例示了本发明对图1所示现有技术的维持驱动器所作的改变。附加的控制网络20通过次级线圈22与电感L耦合。控制网络20控制开关S3和S4的导通状态，按图6所示波形进行工作。控制网络20利用电感L(和次级线圈22)两端电压在输出上升通过中途点后缓慢地闭合输出开关S3。在下降时，在输出下降通过中途点后缓慢地闭合开关S4。二极管DC2和电阻R2用来衰减一个极性的回扫电流，而二极管DC1和电阻R1用来衰减相反极性的回扫电流。S1和S2的导通状态由对输入的逻辑控制信号的上升沿和下降沿进行响应的电路(未示出)控制。
下面将详细说明图5所示电路四个开关状态工作情况和图6所示定时图，假设状态1以前恢复电压Vss为Vcc/2(Vcc为维持电源的电压)，Vp为零，S1和S3断开，而S2和S4闭合。
状态1开关S2和S4断开，开关S1闭合，因此Vss加至节点A。Vc为电感L两端电压，即Vc＝Vp-VA。由于通过电感L的电流正比于它两端的电压的时间积分，因此电流IL在状态1的前半段增大，而在状态1的后半段由于显示板电压Vp上升到高于恢复电压Vss逐渐减小。控制网络20控制次级线圈22两端的与Vc成正比的电压Vc’，使开关S3只在Vpp穿过Vss(中途点)后而又在Vp上升期间闭合。在理想情况下，S3在Vc达到正峰值时(时间t1)闭合，此时电感L的电流IL等于零。简要地说，S3需要闭合，准备好在状态1的最后阶段IL下降到零时充分导通。这样动作使接着通过电感L的回扫电流经S3从Vcc电源抽取，而不是从显示板抽取。
状态2S1和S3保持闭合，使S3成为维持显示板内放电的电流和流过电感L的回扫电流的源。回扫电流将节点A的电压VA拉高到Vcc。回扫电流导入电感L的能量由经二极管D2、DC2和电阻R2的传导耗散。电阻R2的阻值选择成能在状态3前消耗掉回扫能量。
状态3S1和S3闭合，S4保持断开，S2闭合，从而将节点A的电压VA拉低到Vss。Vp现在大于VA，使反向电流IL与电感两端电压Vc的时间积分成正比地流动。一旦电压Vp下降到穿过中途点，Vc极性反转，控制网络22以与上面对状态1所说明的类似的方式在时刻t3Vc达到负峰值时使开关S4导通。
状态4S4闭合，而显示板另一侧的维持上升、放电和下降，因为S4是这个对侧维持器的恢复通路的一部分。在发生电压回扫时，回扫电流取自S4而不是显示板，从而使电压Vp返回到零。
图7示出了控制网络20的简化模型，它有一个回路，包括一对配置在一对开关S5和S6之间的电流表A1和A2。次级线圈22接在一对节点34和36之间。二极管D8和电阻R4将节点34接至开关S5，而二极管D9和电阻R7将开关S6接至节点34。图8详细示出了控制网络20的定时。
下面将采用相同的开关状态分析结合图8所示的定时图说明7所示控制网络的工作情况。在状态1以前，次级线圈22两端的电压为OV，S6闭合而S5断开。电流表A2测量通过开关S6的电流，在这电流超过一个门限时使开关S4闭合。S4在逻辑控制信号无效前一直保持闭合。
状态1开关S5闭合，而S2、S4和S6断开。当S1由于输入维持脉冲跃变而闭合时，Vss加至节点A，使得Vc’相对于Vcr处于负电压。这个负电压对D8反向偏置，从而断开了上电流回路36，而且由于S6是断开的，因此也没有电流流过下回路38。随着电流通过电感L的初级线圈流入显示板，显示板电压Vp相对VA上升。于是，Vc’与显示板电压Vp一致(除以电感L的匝数比)上升。在状态1中途显示板电压Vp上升到超过VA时，Vc’就上升到超过Vcr。D8现在受到正向偏置。R4控制允许流过上回路36的电流量。由于Vc’随着显示板电压Vp上升，通过R4的电流也上升，穿过电流表A1的门限，从而使S3闭合。R4的阻值选择成可以精确确定在维持器上升到中点后的任何时刻使S3导通。S3将保持闭合直至在状态3逻辑控制信号无效。
状态2一旦发生电压回扫，Vc’回到Vcr，因此控制网络电路闲置不动作。
状态3S1、S3和S5断开，S6和S2闭合，从而将VA拉回到Vss。由于显示板电压Vp大于VA，使Vc’再次成为正值，反向偏置D9。由于S5断开，无电流流过上回路36。随着显示板电压Vp的下降，Vc’下降，在下降中点穿过Vcr。D9现在受到正向偏置。随着Vp的继续下降，Vc’越来越负，使流过R7的电流增大，直至达到电流表A2的门限。这使S4闭合，结束了这个过渡过程。S4将继续保持闭合，直至逻辑控制信号下次有效。
状态4恢复电压回扫使VA回到零，而Vc’返回到Vcr。
实现本发明的优选电路示于图9，其波形示于图10。图9所示实现方式在电感L上添加了两个控制线圈40和42，而不是像前面图5和7所示那样只加一个次级线圈。由于Q3是一个P沟道场效应管，它的栅极需要下拉才能使它导通，因此用了NPN晶体管Q5和Q8，Vcr’接地。Q4是一个N沟道场效应管，需要正栅极驱动，因此用了PNP晶体管Q6和Q9，Vcr”接+12V。线圈40和42具有相同的匝数和极性。Vc”有12V的电平偏移。
图9所示电路开始工作前SUS-CTRL(维持控制)无效，Q2、Q6、Q7和Q4导通。START SUS(维持启动)是一个启动信号，用来使Q9导通，从而使Q4导通。对于图9所示维持电路，为了正确启动，Q4必需在SUS-CTRL成为有效前导通。通常的做法是周期性地在Vp为低电平的时间产生STARTSUS脉冲信号。
状态1以SUS-CTRL的触发开始。缓冲器U1从SUS-CTRL得出相应驱动信号加到恢复场效应管Q1和Q2的共同栅极上，使Q2截止而Q1导通。缓冲器U2根据SUS-CTRL产生12V的驱动信号，使Q10和Q5导通而Q6和Q7截止。
同样，Q1的导通将Vss加至节点A。两个次级线圈各在一端产生一个相对各自参考端的负电压Vc’和Vc”，从而使D8反向偏置而D9正向偏置。由于Q6是截止的，因此低侧驱动器Q9不导通。每个次级线圈两端的电压幅度为Vcc除以匝数比，通常选为12V峰值。
当通过电感L的电流达到它的峰值时，电感L两端电压减小为零，此时，显示板电压Vp等于恢复电压Vss。由于次级线圈精确地反映电感L两端的电压，因此Vc’返回到零，而Vc”返回到+12V。
在Vc’穿过零时，电感L存储的能量达到最大，因此继续提供电流，直至它的能量完全释放。随着显示板的继续充电，次级线圈40和42两端的电压都成为正的，从而使D9反向偏置而D8正向偏置。随着电压Vc’的增大，通过晶体管Q5的电流也增大。Q5发射极的电压迅速上升，高到足以使D10正向偏置，从而使高侧驱动器Q8导通。Q8的饱和提供了足够的驱动，使高侧场效应管Q3饱和。阻尼电阻R15用来防止Q3过快导通。
随着维持电路的输出继续上升，场效应管Q3的漏极-栅极电容提供附加电流给R15吸收，使Q3保持在线性区。场效应管Q3工作在线性区时只提供完成使维持器输出上升所需的很小一部分能量，因此并不消耗多大的功率。
通过调整Q5集电极电路中R4的阻值可以精确设定高侧驱动器的导通时刻。Q8将在R10两端的电压超过两个二极管压降时导通。改变R4就改变了使R10两端的电压上升到足以导通驱动器所需的次级线圈两端的电压。
在状态2的开始，高侧场效应管Q3充分导通，电感L内残留的能量通过Q3返回给Vcc。当电感L的能量减小为零时，电流IL已经停止流动。然而，由于显示板电压Vp现在超过了恢复电压Vss，反向电流IL流向恢复场效应管Q1和Q2，使VA迅速上升到维持电压。这个电压回扫对T2的电容进行充电，从而需要有电流流过L。这将不希望有的能量送入电感L，然而这些电流是直接从Vcc通过Q3而不是从显示板流入电感L的。由于附加了R5，迅速地消耗这个能量，使得流入系统的电流只是维持器放电电流。
所有的回扫电流都消耗完了以后，电感L两端的电压为零。于是次级线圈电压Vc’也回到零，从而Q8截止。Q3由于Q3栅极上的电荷的作用保持导通直至Q7导通，或者Q3最终由于电阻R17和电容C4的配合作用而截止。
状态3随着SUS-CTRL的下降开始使维持器的输出下降。Q7导通，使高侧场效应管Q3截止。Q10的截止使得Q4在下传感电路驱动下由Q9导通。Q5的截止使上传感电路不能工作，而Q6的导通使下传感电路开始工作。缓冲器U1驱使Q1截止而Q2导通，将VA下拉回恢复电压Vss。下次级线圈42动作情况与上次级线圈40相同，只是它接至+12V，因此其波形以+12V为中心上下变动，以对PNP晶体管Q6和Q9进行驱动。
电压VA的下降将电压(VA-VP)加到电感L的两端，使D9反向偏置。随着输出的下降建立了通过电感L的反向电流IL。
当输出电压穿过恢复电压Vss时，Vc”将下降到低于+12V，从而使D9正向偏置。同样，次级电压加到R7两端，建立通过R11的电流。当R11两端的电压超过两个二极管压降时，Q9导通，从而通过阻尼电阻R16的作用开始使Q4导通。同样，Q4的导通比较缓慢，使电感L可以从显示板的电容中除去大部分电荷，因此不耗费多大功率。
状态4在低侧场效应管Q4充分导通时发生，任何残余的电感电流取自地，完成了维持器的输出下降过程。于是，发生另一个电压回扫，将VA拉回到地电压，而回扫能量由R2吸收。
应该指出的是，电阻R8和R9用来泄放Q5和Q6的集电极上的任何电荷。这些电荷是在二极管D8和D9正向偏置而晶体管截止时积累的。如果这些电荷不在Q5或Q6导通前除去，就可能将一个错误的信号送至Q8或Q9。
独特地利用次级线圈的感应电压控制输出驱动器Q3和Q4的导通在一些方面优于各回扫设计方案。首先是具有精确控制高侧驱动器导通的能力。对于工作容限的研究表明，维持电压工作窗可以宽于具有基于回扫的电路的设计方案。已经成功地制作了一些维持器，用于高频率寻址电路和高电压维持电路。
通常对使电路“早”导通的担心是可能在出现故障的情况下会有使两个输出晶体管同时导通的危险。由于输出驱动器不可能在输出电压超过恢复电压前导通，因此在大多数有故障的情况下，维持器将停留在闲置状态，不能启动。
如果允许输出驱动器在电感电流达到最大前就开始导通，就会大大降低效率。由于次级线圈两端电压在电感电流达到峰值时改变极性，因此输出驱动器要阻止电感的工作是困难的。即使在最小信号延迟为50至100纳秒的情况下，输出通常也只上升到输出驱动器导通时它的最终电平的75％。
在电容可变的应用中，随着电容的增大，状态1和3的持续时间将有所增长。由于传感电路根据电感电压启动输出驱动器，因此输出驱动器将在相同的电压导通而不取决于上升时间。在电压可变的应用中，电路应调整成在最小工作电压导通的最佳状态。当电压增大时，由于传感线圈电压与维持电压成正比，因此将在上升中早些发生导通。这是又一个优点，因为随着电压的增大，气体放电更快更强。
由于从显示板和地中消除了回扫电流，从而大大减小了辐射噪声。
应当理解，上述说明只是例示性的。熟悉本技术领域的人员可以根据本发明精神设计出种种等效的不同型式和修改型式。例如，本发明可用于DC等离子显示板、电致发光显示器、LCD显示器，或者任何需要驱动电容性负载的应用场合。因此，本发明应包括属于所附权利要求所规定的本发明专利保护范围之内的所有这些等效型、修改型和变动型。
权利要求
1.一种驱动具有一系列显示板电极和显示板电容的显示板的高效驱动电路，所述驱动电路包括具有一个第一端和一个接至所述显示板电极的电感装置；用来提供驱动电压的驱动电压源装置；用来提供高于所述驱动电压的供电电压的电压馈送装置；对输入信号的跃变进行响应有选择地将所述驱动电压源接至所述第一端的第一开关装置，所述输入信号跃变开始了一个第一状态，在所述连接期间，出现一个第一电流，通过所述电感装置对所述显示板电容充电，所述电感装置使所述显示板电极达到一个超过所述驱动电压的电压，此时所述第一电流成为零；有选择地将所述电压馈送装置接至所述第二端和所述显示板电极的第二开关装置；以及与所述电感装置连接、对其中的电流进行响应的开关控制装置，所述开关控制装置的作用是在至少部分所述第一状态期间将所述第二开关装置保持在断开状态，此后响应从所述电感装置得出的一个信号使所述第二开关在某个时刻闭合而在所述第一电流快成为零的时刻充分导通，从而使得所述电压馈送装置在紧接的第二状态期间为所述显示板电极提供电流和为所述电感装置提供回扫电流。
2.如在权利要求1中所述的高效驱动电路，所述驱动电路还包括对输入信号的反向跃变进行响应有选择地将所述驱动电压源装置接至所述第一端的第三开关装置，所述输入信号反向跃变开始了一个第三状态，在所述连接期间，出现一个第二电流，通过所述电感装置使所述显示板电容放电，所述电感装置使所述显示器电极达到一个低于所述驱动电压的电压，此时所述第二电流成为零；以及有选择地将所述第二端和所述显示板电极接至一个公共电位源点的第四开关装置，其中所述开关控制装置在所述第三状态期间开始时将所述第四开关装置保持在断开状态以后响应从所述电感装置得出的信号在某个时刻使所述第四开关装置闭合，而在所述第二电流成为零时使所述第四开关装置充分导通，从而使所述公共电位源点形成一个吸收来自所述电感装置的回扫电流的宿点和为所述显示板电容提供一个放电通路。
3.如在权利要求1中所述的高效驱动电路，其中所述驱动电压为所述供电电压的二分之一左右。
4.如在权利要求1中所述的高效驱动电路，其中所述开关控制装置与所述电感装置电感耦合。
5.如在权利要求1中所述的高效驱动电路，其中所述开关控制装置包括一个上传感电路，在所述第一状态期间，所述上传感电路仅在所述显示板电极上出现一个超过所述驱动电压后而在所述第一电流成为零前使所述第二开关装置闭合。
6.如在权利要求1中所述的高效驱动电路，所述驱动电路还包括一个回扫返回电路，它具有电阻耗电装置，接在所述电感装置的第一端和所述电馈送装置之间，用来为所述回扫电流提供一个耗电通路。
7.如在权利要求2中所述的高效驱动电路，其中所述驱动电压为所述供电电压的二分之一左右。
8.如在权利要求2中所述的高效驱动电路，其中所述开关控制装置与所述电感装置电感耦合。
9.如在权利要求2中所述的高效驱动电路，其中所述开关控制装置包括一个下传感电路，在所述第三状态期间，所述下传感电路仅在所述显示板上出现一个低于所述驱动电压后而在所述第二电流成为零前使所述第四开关装置闭合。
10.如在权利要求2中所述的高效驱动电路，所述驱动电路还包括一个回扫返回电路，它具有电阻耗电装置，接在所述电感装置的第一端和所述共同电压的源点之间，用来为所述回扫电流提供一个耗电通路。
全文摘要
所提出的用来驱动具有一系列显示板电极和显示板电容的高效驱动电路包括:接至显示板电极的电感装置;驱动电压源;提供高于驱动电压的供电电压的电压馈送装置;响应输入信号的向上跃变有选择地将驱动电压接至电感装置的第一开关装置,输入信号的向上跃变开始了一个第一状态,出现一个第一电流,通过电感装置对显示板电容充电,使显示板电极上升到超过驱动电压的电压,此时第一电流成为零;以及有选择地将电压馈送装置接至电感装置和显示板电极的第二开关装置。一个开关控制装置对电感装置中的电流进行响应,在第一状态期间先将第二开关装置保持在断开状态,以后响应从电感装置得出的信号使第二开关装置在某个时刻闭合而在第一电流成为零时充分导通,从而使得电压馈送装置在紧接的第二状态期间为显示板电极提供电流和为电感装置提供回扫电流。还有一个类似的电路响应输入信号的向下跃变以类似的方式进行工作。
文档编号G09G3/20GK1203683SQ96198710
公开日1998年12月30日 申请日期1996年11月15日 优先权日1995年11月29日
发明者罗伯特·G·马克迪 申请人:普拉思马科公司